JPH07263166A - 放電灯用電子点灯装置及びその制御方法 - Google Patents
放電灯用電子点灯装置及びその制御方法Info
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- JPH07263166A JPH07263166A JP7803794A JP7803794A JPH07263166A JP H07263166 A JPH07263166 A JP H07263166A JP 7803794 A JP7803794 A JP 7803794A JP 7803794 A JP7803794 A JP 7803794A JP H07263166 A JPH07263166 A JP H07263166A
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- voltage
- switching semiconductor
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 放電灯の点灯装置における高調波障害の原因
となる高調波を除去し、放電灯の明るさを均一に保持す
ると共に、チラツキを発生させない。 【構成】 交流電力を直流電力に変換する整流回路１１
と、該整流回路１１からの直流電圧を安定にすると共
に、入力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ回路１２
と、複数のスイッチング半導体素子をフルブリッジ回路
構成１３となるよう第１と第２のアームに接続し、昇圧
チョッパ回路１２からの直流電圧を交流電圧に変換して
放電灯１５に交流電圧を供給するフルブリッジ回路１３
と、該フルブリッジ回路１３の入力電流の平均値を検出
する電流検出回路１６と、前記フルブリッジ回路の対向
辺に位置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１
の各スイッチング半導体素子を低周波数で駆動すると共
に、前記第２の各スイッチング半導体素子を高周波数で
制御する制御回路１７とを備えたことを特徴とする放電
灯用電子点灯装置。
となる高調波を除去し、放電灯の明るさを均一に保持す
ると共に、チラツキを発生させない。 【構成】 交流電力を直流電力に変換する整流回路１１
と、該整流回路１１からの直流電圧を安定にすると共
に、入力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ回路１２
と、複数のスイッチング半導体素子をフルブリッジ回路
構成１３となるよう第１と第２のアームに接続し、昇圧
チョッパ回路１２からの直流電圧を交流電圧に変換して
放電灯１５に交流電圧を供給するフルブリッジ回路１３
と、該フルブリッジ回路１３の入力電流の平均値を検出
する電流検出回路１６と、前記フルブリッジ回路の対向
辺に位置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１
の各スイッチング半導体素子を低周波数で駆動すると共
に、前記第２の各スイッチング半導体素子を高周波数で
制御する制御回路１７とを備えたことを特徴とする放電
灯用電子点灯装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯、又はメタルハ
ライドランプや高圧ナトリウム灯などの高輝度放電灯を
点灯するのに適した電子点灯装置及びその制御方法に関
する。
ライドランプや高圧ナトリウム灯などの高輝度放電灯を
点灯するのに適した電子点灯装置及びその制御方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の多くの放電灯用の安定器は、磁気
漏れトランスを使用したもので、電力制御は行われず、
入力電圧が変動すると放電灯の消費電力も変動し、明る
さが変わったり、放電灯の寿命に影響を及ぼすなどの問
題があった。また、図６に示すように商用交流電力の電
圧変化に応じて放電灯の消費電力も変化するために輝度
リプルが生じ、投影装置に使用した場合には画面にちら
つきが生じ、映像が見にくいという問題があった。この
ような磁気漏れトランス方式は上述の問題の他に、形状
が大きく、かつ重いという欠点があり、持ち運びが不便
なため、近年、高速のスイッチング半導体素子を使用し
た高周波変調方式による電子式点灯装置が利用され始め
てきた。
漏れトランスを使用したもので、電力制御は行われず、
入力電圧が変動すると放電灯の消費電力も変動し、明る
さが変わったり、放電灯の寿命に影響を及ぼすなどの問
題があった。また、図６に示すように商用交流電力の電
圧変化に応じて放電灯の消費電力も変化するために輝度
リプルが生じ、投影装置に使用した場合には画面にちら
つきが生じ、映像が見にくいという問題があった。この
ような磁気漏れトランス方式は上述の問題の他に、形状
が大きく、かつ重いという欠点があり、持ち運びが不便
なため、近年、高速のスイッチング半導体素子を使用し
た高周波変調方式による電子式点灯装置が利用され始め
てきた。
【０００３】一般的な電子式点灯装置の回路構成を図７
に示す。以下図７を使用して従来装置の説明を行う。交
流ー直流変換回路２１は全波整流回路ＲｅとスイッチＳ
ＷとコンデンサＣ２１とＣ２１’とからなり、商用交流
入力電圧が１００Ｖ系のときにはスイッチＳＷ１を閉じ
て倍電圧整流とし、商用交流入力電圧が２００Ｖ系のと
きにはスイッチＳＷ１を開いて全波整流として、２７０
〜３３０Ｖ程度の直流電圧を得る。次に、ＦＥＴのよう
な制御半導体素子Ｑ２２、降圧用インダクタＬ２２、ダ
イオードＤ２及びコンデンサＣ２２とからなる降圧チョ
ッパ回路２２で放電灯１５に必要な直流電圧に変換す
る。そして所定の電圧値に降圧された直流電圧をフルブ
リッジ回路２３のスイッチ半導体素子Ｑ２とＱ５、Ｑ３
とＱ４の導通を交互に切り替えることにより、５０〜３
００Ｈｚの周波数の矩形波状交流電圧に変換し，フィル
タ用コンデンサＣ２を通して放電灯１５に供給する。な
お、ＣＴは変流器のような電流検出器、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
４及びＤ５はそれぞれＦＥＴＱ２，Ｑ３、Ｑ４，Ｑ５に
逆並列されたダイオードである。
に示す。以下図７を使用して従来装置の説明を行う。交
流ー直流変換回路２１は全波整流回路ＲｅとスイッチＳ
ＷとコンデンサＣ２１とＣ２１’とからなり、商用交流
入力電圧が１００Ｖ系のときにはスイッチＳＷ１を閉じ
て倍電圧整流とし、商用交流入力電圧が２００Ｖ系のと
きにはスイッチＳＷ１を開いて全波整流として、２７０
〜３３０Ｖ程度の直流電圧を得る。次に、ＦＥＴのよう
な制御半導体素子Ｑ２２、降圧用インダクタＬ２２、ダ
イオードＤ２及びコンデンサＣ２２とからなる降圧チョ
ッパ回路２２で放電灯１５に必要な直流電圧に変換す
る。そして所定の電圧値に降圧された直流電圧をフルブ
リッジ回路２３のスイッチ半導体素子Ｑ２とＱ５、Ｑ３
とＱ４の導通を交互に切り替えることにより、５０〜３
００Ｈｚの周波数の矩形波状交流電圧に変換し，フィル
タ用コンデンサＣ２を通して放電灯１５に供給する。な
お、ＣＴは変流器のような電流検出器、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
４及びＤ５はそれぞれＦＥＴＱ２，Ｑ３、Ｑ４，Ｑ５に
逆並列されたダイオードである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の放電灯用電子点灯装置にあっては、降圧チョッパ回
路２２を高周波で動作させることにより、小形軽量の点
灯装置を実現できるものの、出力の電流を定電流に保つ
ように動作するため、放電灯の製造上のバラツキや経年
変化により、放電灯の端子電圧が異なると、消費電力も
異なり、明るさの均一性や寿命に悪影響を及ぼすという
問題がある。さらに、図７に示すようなコンデンサイン
プット形の交流ー直流変換回路２１は高調波電流を配電
系統に流すため、受・配電容量の増加や高調波障害の原
因となった。また、近く実施される予定の高調波規制を
満足できず、新規の販売は難しくなる。高調波規制を満
足するには整流回路部に高調波抑制手段を付加しなけれ
ばならないが、そうすると高調波抑制手段と降圧チョッ
パ回路の双方が必要となり、高価になるとともに大型化
するという問題もある。
来の放電灯用電子点灯装置にあっては、降圧チョッパ回
路２２を高周波で動作させることにより、小形軽量の点
灯装置を実現できるものの、出力の電流を定電流に保つ
ように動作するため、放電灯の製造上のバラツキや経年
変化により、放電灯の端子電圧が異なると、消費電力も
異なり、明るさの均一性や寿命に悪影響を及ぼすという
問題がある。さらに、図７に示すようなコンデンサイン
プット形の交流ー直流変換回路２１は高調波電流を配電
系統に流すため、受・配電容量の増加や高調波障害の原
因となった。また、近く実施される予定の高調波規制を
満足できず、新規の販売は難しくなる。高調波規制を満
足するには整流回路部に高調波抑制手段を付加しなけれ
ばならないが、そうすると高調波抑制手段と降圧チョッ
パ回路の双方が必要となり、高価になるとともに大型化
するという問題もある。
【０００５】本発明は、このような従来の点灯装置の欠
点を解決すると共に、従来装置と同程度の部品点数で、
入力電流を正弦波状とし高調波を大幅に低減して高調波
障害の原因を取り除くと共に、放電灯の明るさの均一性
の保持、ちらつきの除去、寿命劣化防止などを達成する
ことを主目的としている。
点を解決すると共に、従来装置と同程度の部品点数で、
入力電流を正弦波状とし高調波を大幅に低減して高調波
障害の原因を取り除くと共に、放電灯の明るさの均一性
の保持、ちらつきの除去、寿命劣化防止などを達成する
ことを主目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、上記課題を解決するために、交流電力を直流電力に
変換する整流回路と、該整流回路からの直流電圧を安定
にすると共に、入力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ
回路と、複数のスイッチング半導体素子をフルブリッジ
回路構成となるように接続し、前記昇圧チョッパ回路か
らの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を
供給するフルブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入
力電流の平均値を検出する電流検出回路と、前記フルブ
リッジ回路の対向辺に位置する各対の前記スイッチング
半導体素子の第１の各スイッチング半導体素子を低周波
数で駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体
素子を高周波数で制御する制御回路とを備えたことを特
徴とする放電灯用電子点灯装置を提供するものである。
は、上記課題を解決するために、交流電力を直流電力に
変換する整流回路と、該整流回路からの直流電圧を安定
にすると共に、入力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ
回路と、複数のスイッチング半導体素子をフルブリッジ
回路構成となるように接続し、前記昇圧チョッパ回路か
らの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を
供給するフルブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入
力電流の平均値を検出する電流検出回路と、前記フルブ
リッジ回路の対向辺に位置する各対の前記スイッチング
半導体素子の第１の各スイッチング半導体素子を低周波
数で駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体
素子を高周波数で制御する制御回路とを備えたことを特
徴とする放電灯用電子点灯装置を提供するものである。
【０００７】請求項２に記載の発明は、上記課題を解決
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定にすると共に、入
力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ回路と、複数のス
イッチング半導体素子をフルブリッジ回路構成となるよ
う接続し、前記昇圧チョッパ回路からの直流電圧を交流
電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフルブリッ
ジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流の平均値を検
出する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺
に位置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の
各スイッチング半導体素子をその出力周波数と同じ周波
数で駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体
素子を前記フルブリッジ回路の入力電流の平均値が一定
になるように時比率制御する制御回路とを備えたことを
特徴とする放電灯用電子点灯装置を提供するものであ
る。
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定にすると共に、入
力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ回路と、複数のス
イッチング半導体素子をフルブリッジ回路構成となるよ
う接続し、前記昇圧チョッパ回路からの直流電圧を交流
電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフルブリッ
ジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流の平均値を検
出する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺
に位置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の
各スイッチング半導体素子をその出力周波数と同じ周波
数で駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体
素子を前記フルブリッジ回路の入力電流の平均値が一定
になるように時比率制御する制御回路とを備えたことを
特徴とする放電灯用電子点灯装置を提供するものであ
る。
【０００８】請求項３に記載の発明は、上記課題を解決
するために、複数のスイッチング半導体素子をフルブリ
ッジ回路構成となるように接続してなり、直流入力電圧
を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフル
ブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流を検出
する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺に
位置する各対の前記スイッチング半導体素子を交互に駆
動する制御回路とを備えた放電灯用電子点灯装置におい
て、該制御回路が前記フルブリッジ回路の対向辺に位置
する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイ
ッチング半導体素子を低周波数で駆動すると共に、前記
第２の各スイッチング半導体素子を高周波数で制御する
ことを特徴とする放電灯用電子点灯装置を提供するもの
である。
するために、複数のスイッチング半導体素子をフルブリ
ッジ回路構成となるように接続してなり、直流入力電圧
を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフル
ブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流を検出
する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺に
位置する各対の前記スイッチング半導体素子を交互に駆
動する制御回路とを備えた放電灯用電子点灯装置におい
て、該制御回路が前記フルブリッジ回路の対向辺に位置
する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイ
ッチング半導体素子を低周波数で駆動すると共に、前記
第２の各スイッチング半導体素子を高周波数で制御する
ことを特徴とする放電灯用電子点灯装置を提供するもの
である。
【０００９】請求項４に記載の発明は、上記課題を解決
するために、複数のスイッチング半導体素子をフルブリ
ッジ回路構成となるように接続してなり、直流入力電圧
を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフル
ブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流を検出
する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺に
位置する各対の前記スイッチング半導体素子を交互に駆
動する制御回路とを備えた放電灯用電子点灯装置におい
て、該制御回路が前記フルブリッジ回路の対向辺に位置
する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイ
ッチング半導体素子をその出力周波数と同じ周波数で駆
動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体素子を
前記フルブリッジ回路の入力電流の平均値が一定になる
ように時比率制御することを特徴とする放電灯用電子点
灯装置を提供するものである。
するために、複数のスイッチング半導体素子をフルブリ
ッジ回路構成となるように接続してなり、直流入力電圧
を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフル
ブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流を検出
する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺に
位置する各対の前記スイッチング半導体素子を交互に駆
動する制御回路とを備えた放電灯用電子点灯装置におい
て、該制御回路が前記フルブリッジ回路の対向辺に位置
する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイ
ッチング半導体素子をその出力周波数と同じ周波数で駆
動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体素子を
前記フルブリッジ回路の入力電流の平均値が一定になる
ように時比率制御することを特徴とする放電灯用電子点
灯装置を提供するものである。
【００１０】請求項５に記載の発明は、上記課題を解決
するために、前記フルブリッジ回路の入力電流のピーク
値が設定値に達したとき、前記各対のスイッチング半導
体素子のオン制御されしているスイッチング半導体素子
をターンオフさせることを特徴とする請求項１乃至請求
項４のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提供す
るものである。
するために、前記フルブリッジ回路の入力電流のピーク
値が設定値に達したとき、前記各対のスイッチング半導
体素子のオン制御されしているスイッチング半導体素子
をターンオフさせることを特徴とする請求項１乃至請求
項４のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提供す
るものである。
【００１１】請求項６に記載の発明は、上記課題を解決
するために、前記各対のスイッチング半導体素子のオン
制御されしているスイッチング半導体素子が制御される
周波数は、前記フルブリッジ回路の出力周波数に比べて
５０倍以上高いことを特徴とする請求項１乃至請求項５
のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提供するも
のである。
するために、前記各対のスイッチング半導体素子のオン
制御されしているスイッチング半導体素子が制御される
周波数は、前記フルブリッジ回路の出力周波数に比べて
５０倍以上高いことを特徴とする請求項１乃至請求項５
のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置を提供するも
のである。
【００１２】請求項７に記載の発明は、上記課題を解決
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定した直流電圧に変
換する電圧変換コンバータ回路と、一対以上のスイッチ
ング半導体素子をブリッジ回路構成となるように接続し
てなり、前記電圧変換コンバータ回路からの直流電圧を
交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するブリッ
ジ回路と、該ブリッジ回路の入力電流を検出する電流検
出回路と、前記ブリッジ回路の対向辺に位置する各対の
前記スイッチング半導体素子を交互に駆動する制御回路
とを備えた放電灯用電子点灯装置において、前記電圧変
換コンバータ回路が前記整流回路に直列接続されたイン
ダクタと、該インダクタと前記整流回路とに跨がって接
続された制御半導体素子と、前記インダクタに直列接続
されたダイオードと、該ダイオードと前記制御半導体素
子とに跨がって接続されたコンデンサとからなる昇圧チ
ョッパ回路であることを特徴とする放電灯用電子点灯装
置を提供するものである。
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定した直流電圧に変
換する電圧変換コンバータ回路と、一対以上のスイッチ
ング半導体素子をブリッジ回路構成となるように接続し
てなり、前記電圧変換コンバータ回路からの直流電圧を
交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するブリッ
ジ回路と、該ブリッジ回路の入力電流を検出する電流検
出回路と、前記ブリッジ回路の対向辺に位置する各対の
前記スイッチング半導体素子を交互に駆動する制御回路
とを備えた放電灯用電子点灯装置において、前記電圧変
換コンバータ回路が前記整流回路に直列接続されたイン
ダクタと、該インダクタと前記整流回路とに跨がって接
続された制御半導体素子と、前記インダクタに直列接続
されたダイオードと、該ダイオードと前記制御半導体素
子とに跨がって接続されたコンデンサとからなる昇圧チ
ョッパ回路であることを特徴とする放電灯用電子点灯装
置を提供するものである。
【００１３】請求項８に記載の発明は、上記課題を解決
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路か
らの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整流
回路からの整流電圧を安定した直流電圧に変換するよう
電圧変換コンバータ回路を制御し、該電圧変換コンバー
タ回路からの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交
流電圧を供給するフルブリッジ回路の対向辺に位置する
各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイッチ
ング半導体素子を低周波数で駆動すると共に、前記第２
の各スイッチング半導体素子を高周波数で制御すること
を特徴とする放電灯用電子点灯装置の制御方法を提供す
るものである。
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路か
らの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整流
回路からの整流電圧を安定した直流電圧に変換するよう
電圧変換コンバータ回路を制御し、該電圧変換コンバー
タ回路からの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交
流電圧を供給するフルブリッジ回路の対向辺に位置する
各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイッチ
ング半導体素子を低周波数で駆動すると共に、前記第２
の各スイッチング半導体素子を高周波数で制御すること
を特徴とする放電灯用電子点灯装置の制御方法を提供す
るものである。
【００１４】請求項９に記載の発明は、上記課題を解決
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路か
らの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整流
回路からの整流電圧を安定した直流電圧にするよう昇圧
チョッパ回路を制御し、該昇圧チョッパ回路からの直流
電圧を低周波数の交流電圧に変換して放電灯に低周波数
の交流電圧を供給するフルブリッジ回路をその入力電流
がほぼ一定になるよう時比率高周波制御することを特徴
とする放電灯用電子点灯装置の制御方法を提供するもの
である。
するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路か
らの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整流
回路からの整流電圧を安定した直流電圧にするよう昇圧
チョッパ回路を制御し、該昇圧チョッパ回路からの直流
電圧を低周波数の交流電圧に変換して放電灯に低周波数
の交流電圧を供給するフルブリッジ回路をその入力電流
がほぼ一定になるよう時比率高周波制御することを特徴
とする放電灯用電子点灯装置の制御方法を提供するもの
である。
【００１５】請求項１０に記載の発明は、上記課題を解
決するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路
からの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整
流回路からの整流電圧を安定した直流電圧にするよう昇
圧チョッパ回路を制御し、該昇圧チョッパ回路からの直
流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給す
るフルブリッジ回路の各スイッチング半導体素子を高周
波数で制御し、かつこれら各対のスイッチング半導体素
子を低周波数で切り替えて交互に動作させることを特徴
とする放電灯用電子点灯装置の制御方法を提供するもの
である。
決するために、交流電力を直流電力に変換する整流回路
からの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整
流回路からの整流電圧を安定した直流電圧にするよう昇
圧チョッパ回路を制御し、該昇圧チョッパ回路からの直
流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給す
るフルブリッジ回路の各スイッチング半導体素子を高周
波数で制御し、かつこれら各対のスイッチング半導体素
子を低周波数で切り替えて交互に動作させることを特徴
とする放電灯用電子点灯装置の制御方法を提供するもの
である。
【００１６】
【作用】この発明では、昇圧チョッパのようなコンバー
タ回路でその入力電流の波形を正弦波状にすると共に、
その直流出力電圧を安定化しているので、高調波障害の
原因である高調波を除去することができ、また放電灯の
明るさの均一性を保持することができる。さらにこの発
明では、フルブリッジ回路の各アームの一方のスイッチ
ング半導体素子を通常の極性変換周波数に等しい低周波
数でスイッチングさせ、また各アームの他方のスイッチ
ング半導体素子を高周波制御して、放電灯に供給する電
力をほぼ一定としているので、入力電圧の変化や径年変
化による放電灯の劣化などがあっても、明るさの均一性
の保持、ちらつきの除去、経年劣化の低減などを行うこ
とができる。
タ回路でその入力電流の波形を正弦波状にすると共に、
その直流出力電圧を安定化しているので、高調波障害の
原因である高調波を除去することができ、また放電灯の
明るさの均一性を保持することができる。さらにこの発
明では、フルブリッジ回路の各アームの一方のスイッチ
ング半導体素子を通常の極性変換周波数に等しい低周波
数でスイッチングさせ、また各アームの他方のスイッチ
ング半導体素子を高周波制御して、放電灯に供給する電
力をほぼ一定としているので、入力電圧の変化や径年変
化による放電灯の劣化などがあっても、明るさの均一性
の保持、ちらつきの除去、経年劣化の低減などを行うこ
とができる。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の最も好ましい一実施例を説明
するための図である。同図において、図７で示した記号
と同一の記号は図７の部材に相当する部材を示す。以下
この発明について説明するが、図示した以外にもフィル
タ回路や始動回路などを有しているが、本発明の構成要
件にはほとんど関係ないので省略している。商用交流入
力電圧は通常の構成の全波整流回路１１で整流される。
昇圧チョッパ回路１２はその整流された入力電流を正弦
波状にすると共に、安定化した直流電圧に変換する。昇
圧チョッパ回路１２は、全波整流回路１１に直列接続さ
れたインダクタＬ１、全波整流回路１１とインダクタＬ
１に跨がって接続されたトランジスタ又はＩＧＢＴのよ
うなスイッチング半導体素子Ｑ１、インダクタＬ１に直
列接続されたダイオードＤ１、スイッチング半導体素子
Ｑ１とダイオードＤ１とに跨がって接続されたコンデン
サＣ１、及び制御回路ＳＣから構成される。
するための図である。同図において、図７で示した記号
と同一の記号は図７の部材に相当する部材を示す。以下
この発明について説明するが、図示した以外にもフィル
タ回路や始動回路などを有しているが、本発明の構成要
件にはほとんど関係ないので省略している。商用交流入
力電圧は通常の構成の全波整流回路１１で整流される。
昇圧チョッパ回路１２はその整流された入力電流を正弦
波状にすると共に、安定化した直流電圧に変換する。昇
圧チョッパ回路１２は、全波整流回路１１に直列接続さ
れたインダクタＬ１、全波整流回路１１とインダクタＬ
１に跨がって接続されたトランジスタ又はＩＧＢＴのよ
うなスイッチング半導体素子Ｑ１、インダクタＬ１に直
列接続されたダイオードＤ１、スイッチング半導体素子
Ｑ１とダイオードＤ１とに跨がって接続されたコンデン
サＣ１、及び制御回路ＳＣから構成される。
【００１８】昇圧チョッパ回路１２からの直流電圧はフ
ルブリッジ回路１３で交流電圧に変換され、出力フィル
タ回路１４を通して、負荷である放電灯５に定電力の方
形波交流電力を供給する。フルブリッジ回路１３は、対
角線上、つまり対向辺の一方に接続されたＭＯＳＦＥＴ
又はＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子Ｑ２とＱ
５、他方の対向辺に接続されたＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢ
Ｔのようなスイッチング半導体素子Ｑ３とＱ４、及びこ
れらスイッチング半導体素子Ｑ２〜Ｑ５のそれぞれに逆
並列接続されたダイオードＤ２〜Ｄ５からなる。これら
スイッチング半導体素子Ｑ２〜Ｑ５は、後述する制御回
路１７により新規な制御が行われる。
ルブリッジ回路１３で交流電圧に変換され、出力フィル
タ回路１４を通して、負荷である放電灯５に定電力の方
形波交流電力を供給する。フルブリッジ回路１３は、対
角線上、つまり対向辺の一方に接続されたＭＯＳＦＥＴ
又はＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子Ｑ２とＱ
５、他方の対向辺に接続されたＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢ
Ｔのようなスイッチング半導体素子Ｑ３とＱ４、及びこ
れらスイッチング半導体素子Ｑ２〜Ｑ５のそれぞれに逆
並列接続されたダイオードＤ２〜Ｄ５からなる。これら
スイッチング半導体素子Ｑ２〜Ｑ５は、後述する制御回
路１７により新規な制御が行われる。
【００１９】出力フィルタ回路１４はインダクタＬ２と
コンデンサＣ２とから構成され、後述するようにフルブ
リッジ回路１３から出力される高周波変調された低周波
数電圧の高周波成分を、この出力フィルタ回路１４で除
去することにより、放電灯１５に望ましい低周波矩形電
圧を与えることができる。
コンデンサＣ２とから構成され、後述するようにフルブ
リッジ回路１３から出力される高周波変調された低周波
数電圧の高周波成分を、この出力フィルタ回路１４で除
去することにより、放電灯１５に望ましい低周波矩形電
圧を与えることができる。
【００２０】昇圧チョッパ回路１２とフルブリッジ回路
１３との間に接続された電流検出回路１６は、変流器Ｃ
Ｔ、ダイオードＤ６、抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，及びコ
ンデンサＣ３からなり、フルブリッジ回路１３の入力電
流に比例する平均値と瞬時値を検出し、それらの値にそ
れぞれ相当する検出電圧Ｖ１、Ｖ２を制御回路１７に与
える。制御回路１７については動作説明を行いながら説
明する。
１３との間に接続された電流検出回路１６は、変流器Ｃ
Ｔ、ダイオードＤ６、抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，及びコ
ンデンサＣ３からなり、フルブリッジ回路１３の入力電
流に比例する平均値と瞬時値を検出し、それらの値にそ
れぞれ相当する検出電圧Ｖ１、Ｖ２を制御回路１７に与
える。制御回路１７については動作説明を行いながら説
明する。
【００２１】次に図２及び図３をも用いてこの実施例の
動作説明を行う。昇圧チョッパ回路１２のスイッチング
半導体素子Ｑ１は検出・制御回路ＳＣにより、コンデン
サＣ１の両端の電圧が一定になるよう制御される。その
制御方法はいろいろあるが、代表的な一つの制御方法に
ついて説明を行う。この制御方法の特徴は、スイッチン
グ半導体素子Ｑ１を一定周波数でスイッチングさせ、ス
イッチング半導体素子Ｑ１の時比率を、入力電圧の瞬時
値とコンデンサＣ１の両端電圧の検出値Ｖ1 と基準値Ｅ
1 との誤差電圧に応じて制御するところにある。
動作説明を行う。昇圧チョッパ回路１２のスイッチング
半導体素子Ｑ１は検出・制御回路ＳＣにより、コンデン
サＣ１の両端の電圧が一定になるよう制御される。その
制御方法はいろいろあるが、代表的な一つの制御方法に
ついて説明を行う。この制御方法の特徴は、スイッチン
グ半導体素子Ｑ１を一定周波数でスイッチングさせ、ス
イッチング半導体素子Ｑ１の時比率を、入力電圧の瞬時
値とコンデンサＣ１の両端電圧の検出値Ｖ1 と基準値Ｅ
1 との誤差電圧に応じて制御するところにある。
【００２２】詳述すると、入力の周波数より著しく高い
周波数でスイッチング半導体素子Ｑ１をスイッチングさ
せると、スイッチング１サイクル期間の入力電圧は一定
とみなせる。入力電圧の瞬時値をｅi とすると、スイッ
チング半導体素子Ｑ１のオン期間の電流変化分ｉONは、
次のようになる。 ｉON＝ｅi ・ｔ／Ｌ1 ・・・・・・・・・・（１） また、スイッチング半導体素子Ｑ１のオフ期間の電流変
化分ｉOFF は、コンデンサＣ１の両端電圧をＥ0 とする
と、次のようになる。 ｉOFF ＝（Ｅ0 −ｅi ）ｔ／Ｌ1 ・・・・・・・・・・（２） ここでスイッチング１サイクルにおける電流の増減はゼ
ロとみなせるから、スイッチング半導体素子Ｑ１のオン
期間をｔON，１周期をＴとすると、次のようになる。 ｅi ・ｔON／Ｌ1 ＝（Ｅ0 −ｅi ）（Ｔ−ｔON）／Ｌ1 ・・・・（３） 式（３）より式（４）が求まる。 ｔON＝（Ｅ0 −ｅi ）Ｔ／Ｅ0 ・・・・・・・・・・・（４） 式（４）を満足するようにスイッチング半導体素子Ｑ１
を時比率制御すると、昇圧チョッパ回路１２の入力電流
は正弦波状になる。したがって、高調波障害の原因とな
る高調波を除去できる。
周波数でスイッチング半導体素子Ｑ１をスイッチングさ
せると、スイッチング１サイクル期間の入力電圧は一定
とみなせる。入力電圧の瞬時値をｅi とすると、スイッ
チング半導体素子Ｑ１のオン期間の電流変化分ｉONは、
次のようになる。 ｉON＝ｅi ・ｔ／Ｌ1 ・・・・・・・・・・（１） また、スイッチング半導体素子Ｑ１のオフ期間の電流変
化分ｉOFF は、コンデンサＣ１の両端電圧をＥ0 とする
と、次のようになる。 ｉOFF ＝（Ｅ0 −ｅi ）ｔ／Ｌ1 ・・・・・・・・・・（２） ここでスイッチング１サイクルにおける電流の増減はゼ
ロとみなせるから、スイッチング半導体素子Ｑ１のオン
期間をｔON，１周期をＴとすると、次のようになる。 ｅi ・ｔON／Ｌ1 ＝（Ｅ0 −ｅi ）（Ｔ−ｔON）／Ｌ1 ・・・・（３） 式（３）より式（４）が求まる。 ｔON＝（Ｅ0 −ｅi ）Ｔ／Ｅ0 ・・・・・・・・・・・（４） 式（４）を満足するようにスイッチング半導体素子Ｑ１
を時比率制御すると、昇圧チョッパ回路１２の入力電流
は正弦波状になる。したがって、高調波障害の原因とな
る高調波を除去できる。
【００２３】このような時比率制御を行う制御回路ＳＣ
として、図２に示すような回路構成のものがある。整流
回路１１の出力電圧を抵抗ｒ１，ｒ２で検出し、その検
出電圧Ｖa と基準電圧源Ｅr の基準電圧値Ｖr との差を
誤差増幅器ＯＡO で増幅して誤差信号を得る。この誤差
信号と、抵抗ｒ３，ｒ４で検出した整流電圧の検出電圧
Ｖb とを、乗算器ＭＰで掛け算を行い、次に乗算器ＭＰ
の出力電圧と３角波発振器ＴＯの３角波とをコンパレー
タＣＯ0 で比較する。さてここで、乗算器ＭＰの出力電
圧ＶC は、誤差増幅器ＯＡO の増幅率をＧ１，乗算器Ｍ
Ｐの増幅率をＧ２とすると、次のようになる。 ＶC ＝（Ｖa −Ｖr ）Ｖb ・ＧＩ・Ｇ２ ・・・・・・・・（５） ３角波発振器ＴＯの３角波のピーク値をＶP としたとき
のコンパレータＣＯ0出力パルスの幅ＰW は、 ＰW ＝｛ＶP −（Ｖa −Ｖr ）Ｖb ・ＧＩ・Ｇ２｝Ｔ／
ＶP となり、ＧＩ・Ｇ２＝Ｇとし、（Ｖa −Ｖr ）＝ＶX と
すると、式（６）が得られる。 ＰW ＝（ＶP −ＶX ・Ｖb ・Ｇ）Ｔ／ＶP ・・・・・・・・（６） 整流回路１１の出力電圧である整流電圧とその検出電圧
Ｖb との比率、及び３角波のピーク値をＶP とコンデン
サＣ１の両端電圧との比率の双方を等しくすると、式
（６）は式（４）と相似形になり、入力電流は正弦波状
になることが分かる。
として、図２に示すような回路構成のものがある。整流
回路１１の出力電圧を抵抗ｒ１，ｒ２で検出し、その検
出電圧Ｖa と基準電圧源Ｅr の基準電圧値Ｖr との差を
誤差増幅器ＯＡO で増幅して誤差信号を得る。この誤差
信号と、抵抗ｒ３，ｒ４で検出した整流電圧の検出電圧
Ｖb とを、乗算器ＭＰで掛け算を行い、次に乗算器ＭＰ
の出力電圧と３角波発振器ＴＯの３角波とをコンパレー
タＣＯ0 で比較する。さてここで、乗算器ＭＰの出力電
圧ＶC は、誤差増幅器ＯＡO の増幅率をＧ１，乗算器Ｍ
Ｐの増幅率をＧ２とすると、次のようになる。 ＶC ＝（Ｖa −Ｖr ）Ｖb ・ＧＩ・Ｇ２ ・・・・・・・・（５） ３角波発振器ＴＯの３角波のピーク値をＶP としたとき
のコンパレータＣＯ0出力パルスの幅ＰW は、 ＰW ＝｛ＶP −（Ｖa −Ｖr ）Ｖb ・ＧＩ・Ｇ２｝Ｔ／
ＶP となり、ＧＩ・Ｇ２＝Ｇとし、（Ｖa −Ｖr ）＝ＶX と
すると、式（６）が得られる。 ＰW ＝（ＶP −ＶX ・Ｖb ・Ｇ）Ｔ／ＶP ・・・・・・・・（６） 整流回路１１の出力電圧である整流電圧とその検出電圧
Ｖb との比率、及び３角波のピーク値をＶP とコンデン
サＣ１の両端電圧との比率の双方を等しくすると、式
（６）は式（４）と相似形になり、入力電流は正弦波状
になることが分かる。
【００２４】一方、コンデンサＣ１の両端電圧の検出値
と基準電圧値Ｖr との差を誤差増幅器ＯＡO で増幅して
いるので、僅かなコンデンサＣ１の両端電圧の変動も増
幅され、入力電圧の検出電圧Ｖb に反映されるので、時
比率（パルス幅）を制御することにより、コンデンサＣ
１の両端電圧を定電圧に保つことができる。
と基準電圧値Ｖr との差を誤差増幅器ＯＡO で増幅して
いるので、僅かなコンデンサＣ１の両端電圧の変動も増
幅され、入力電圧の検出電圧Ｖb に反映されるので、時
比率（パルス幅）を制御することにより、コンデンサＣ
１の両端電圧を定電圧に保つことができる。
【００２５】次にブリッジ回路の説明を行う。フルブリ
ッジ回路１３の第１のアームに直列接続されたスイッチ
ング半導体素子Ｑ３、Ｑ２は制御回路１７からの互いに
相補の駆動信号ｇ、ｈで駆動され、その第２のアームに
直列接続されたスイッチング半導体素子Ｑ４、Ｑ５は制
御信号ｉ、ｊで駆動される。駆動信号ｇ、ｈは放電灯の
容量・性質により決定される周波数、例えば５０〜３０
０Ｈｚである。また、制御信号ｉ、ｊは回路条件で決定
される周波数、例えば２０〜１００ｋＨｚの周波数であ
り、スイッチング半導体素子Ｑ４、Ｑ５はスイッチング
半導体素子Ｑ２、Ｑ３に比べてはるかに高い周波数で駆
動される。したがって、スイッチング半導体素子Ｑ２の
導通中にスイッチング半導体素子Ｑ５が、またスイッチ
ング半導体素子Ｑ３の導通中にスイッチング半導体素子
Ｑ４がそれぞれ高周波でオン、オフを繰り返し、フルブ
リッジ回路１３の出力端子には高周波変調された低周波
電圧が現れる。
ッジ回路１３の第１のアームに直列接続されたスイッチ
ング半導体素子Ｑ３、Ｑ２は制御回路１７からの互いに
相補の駆動信号ｇ、ｈで駆動され、その第２のアームに
直列接続されたスイッチング半導体素子Ｑ４、Ｑ５は制
御信号ｉ、ｊで駆動される。駆動信号ｇ、ｈは放電灯の
容量・性質により決定される周波数、例えば５０〜３０
０Ｈｚである。また、制御信号ｉ、ｊは回路条件で決定
される周波数、例えば２０〜１００ｋＨｚの周波数であ
り、スイッチング半導体素子Ｑ４、Ｑ５はスイッチング
半導体素子Ｑ２、Ｑ３に比べてはるかに高い周波数で駆
動される。したがって、スイッチング半導体素子Ｑ２の
導通中にスイッチング半導体素子Ｑ５が、またスイッチ
ング半導体素子Ｑ３の導通中にスイッチング半導体素子
Ｑ４がそれぞれ高周波でオン、オフを繰り返し、フルブ
リッジ回路１３の出力端子には高周波変調された低周波
電圧が現れる。
【００２６】制御回路１７の演算増幅器ＯＡは、フルブ
リッジ回路１３の入力電流に比例する平均値に相当する
検出電圧Ｖ１と基準電圧源Ｅ１の電流基準値との誤差信
号を増幅して、第１のコンパレータＣＯ１の反転入力端
子に与える。コンパレータＣＯ１は図２ａに示すよう
に、誤差増幅信号と非反転入力端子に供給される３角波
信号とを比較して、同図ｂに示すように後者が前者を越
える期間だけ出力信号を論理回路ＬＣへ出力する。その
出力信号はパルス幅制御された出力パルスであり、フル
ブリッジ回路１３の入力電流の平均値が基準値と等しく
なるよう、スイッチング半導体素子Ｑ４とＱ５のオン、
オフ時間を制御、つまり時比率で制御を行う。
リッジ回路１３の入力電流に比例する平均値に相当する
検出電圧Ｖ１と基準電圧源Ｅ１の電流基準値との誤差信
号を増幅して、第１のコンパレータＣＯ１の反転入力端
子に与える。コンパレータＣＯ１は図２ａに示すよう
に、誤差増幅信号と非反転入力端子に供給される３角波
信号とを比較して、同図ｂに示すように後者が前者を越
える期間だけ出力信号を論理回路ＬＣへ出力する。その
出力信号はパルス幅制御された出力パルスであり、フル
ブリッジ回路１３の入力電流の平均値が基準値と等しく
なるよう、スイッチング半導体素子Ｑ４とＱ５のオン、
オフ時間を制御、つまり時比率で制御を行う。
【００２７】フルブリッジ回路１３の入力電圧は昇圧チ
ョッパ回路１２で定電圧に保たれ、フルブリッジ回路１
３の入力電流の平均値も一定に制御しているので、フル
ブリッジ回路１３の入力電力も一定になる。フルブリッ
ジ回路１３に入力された電力はすべて放電灯１５に供給
されるので、放電灯１５へは定電力が供給されることに
なる。なお、３角波信号は、簡単な回路で得る場合に
は、発振器ＯＳからの出力信号を図示しないコンデンサ
に所定の時定数で充電、放電を行うことにより得られ
る。
ョッパ回路１２で定電圧に保たれ、フルブリッジ回路１
３の入力電流の平均値も一定に制御しているので、フル
ブリッジ回路１３の入力電力も一定になる。フルブリッ
ジ回路１３に入力された電力はすべて放電灯１５に供給
されるので、放電灯１５へは定電力が供給されることに
なる。なお、３角波信号は、簡単な回路で得る場合に
は、発振器ＯＳからの出力信号を図示しないコンデンサ
に所定の時定数で充電、放電を行うことにより得られ
る。
【００２８】一方、第１のコンパレータＣＯ１の同図ｂ
に示すような時比率制御の出力信号は、カウンタＣＮに
も入力されて計数され、１／ｎに分周される。したがっ
て、カウンタＣＮは２図ｃ、ｄに示すような矩形信号を
論理回路ＬＣへ出力する。このｎは５０以上に設定され
ることが多く、この場合にはスイッチング半導体素子Ｑ
３、Ｑ２の駆動信号ｇ、ｈの周波数に比べて、スイッチ
ング半導体素子Ｑ４、Ｑ５の制御信号ｉ、ｊの周波数は
５０倍以上となる。発振器ＯＳの出力信号は、例えば２
０〜１００ｋＨｚの高周波パルスであるから、正常動作
の場合にはスイッチング半導体素子Ｑ４、Ｑ５に供給さ
れる制御信号ｉ、ｊは２０〜１００ｋＨｚの周波数とな
り、スイッチング半導体素子Ｑ３、Ｑ２に印加される駆
動信号ｇ、ｈは制御信号ｉ、ｊの１／５０以下の周波数
となる。
に示すような時比率制御の出力信号は、カウンタＣＮに
も入力されて計数され、１／ｎに分周される。したがっ
て、カウンタＣＮは２図ｃ、ｄに示すような矩形信号を
論理回路ＬＣへ出力する。このｎは５０以上に設定され
ることが多く、この場合にはスイッチング半導体素子Ｑ
３、Ｑ２の駆動信号ｇ、ｈの周波数に比べて、スイッチ
ング半導体素子Ｑ４、Ｑ５の制御信号ｉ、ｊの周波数は
５０倍以上となる。発振器ＯＳの出力信号は、例えば２
０〜１００ｋＨｚの高周波パルスであるから、正常動作
の場合にはスイッチング半導体素子Ｑ４、Ｑ５に供給さ
れる制御信号ｉ、ｊは２０〜１００ｋＨｚの周波数とな
り、スイッチング半導体素子Ｑ３、Ｑ２に印加される駆
動信号ｇ、ｈは制御信号ｉ、ｊの１／５０以下の周波数
となる。
【００２９】この制御回路１７では、出力電圧の極性切
替えを、第１のコンパレータＣＯ１の同図ｂに示すよう
な時比率制御の出力信号をカウンタＣＮで１／ｎに分周
して行う。また、第２のコンパレータＣＯ２は、フルブ
リッジ回路１３の入力電流に比例する瞬時値に相当する
検出電圧Ｖ２と基準電圧源Ｅ２の電流基準値とを比較し
て、検出電圧Ｖ２がその電流基準値を越えるとき、制御
信号ｉ、ｊを低レベルに変え、スイッチング半導体素子
をターンオフさせる。このようにして、放電灯に流れる
電流のピーク値を所定値以下に制限する。この必要性に
ついて以下に説明する。
替えを、第１のコンパレータＣＯ１の同図ｂに示すよう
な時比率制御の出力信号をカウンタＣＮで１／ｎに分周
して行う。また、第２のコンパレータＣＯ２は、フルブ
リッジ回路１３の入力電流に比例する瞬時値に相当する
検出電圧Ｖ２と基準電圧源Ｅ２の電流基準値とを比較し
て、検出電圧Ｖ２がその電流基準値を越えるとき、制御
信号ｉ、ｊを低レベルに変え、スイッチング半導体素子
をターンオフさせる。このようにして、放電灯に流れる
電流のピーク値を所定値以下に制限する。この必要性に
ついて以下に説明する。
【００３０】一般に、放電灯の点灯直後の端子間電圧は
１０〜２０Ｖと非常に低くなっており、昇圧チョッパ１
２で定電力制御を行うと、図３に示すように出力電流が
大きくなり過ぎ、放電灯の寿命を低下させてしまうのは
勿論のこと、点灯装置の電流容量も大きくせねばならな
くなるので、装置が大型化し、コストも高くなる。この
ため、フルブリッジ回路１３の入力電流を所定値以下に
制限することにより、前述の問題点を解決することがで
きる。ここで入力電流が制限される所定値を、放電灯が
要求する定常時の最大電流に設定しておけば、最も効率
良く起動時の電流を制限できる。
１０〜２０Ｖと非常に低くなっており、昇圧チョッパ１
２で定電力制御を行うと、図３に示すように出力電流が
大きくなり過ぎ、放電灯の寿命を低下させてしまうのは
勿論のこと、点灯装置の電流容量も大きくせねばならな
くなるので、装置が大型化し、コストも高くなる。この
ため、フルブリッジ回路１３の入力電流を所定値以下に
制限することにより、前述の問題点を解決することがで
きる。ここで入力電流が制限される所定値を、放電灯が
要求する定常時の最大電流に設定しておけば、最も効率
良く起動時の電流を制限できる。
【００３１】以上、本発明の最も好ましい一実施例につ
いて述べきたが、電圧変換コンバータ回路が昇圧チョッ
パ回路であれば、回路１３が従来と同様なものであって
も、高調波障害の原因を除去し、安定な直流電圧を出力
できる。また、回路１３はコンデンサとスイッチング半
導体素子とからなる通常のハーフブリッジ構成でも良
い。この場合、双方のスイッチング半導体素子を高周波
でスイッチング動作をさせ、交互に低周波数で切り替え
て動作させれば良い。さらにまた、回路１３が前述のよ
うに新規な動作を行うフルブリッジ回路であれば、従来
のような電圧変換コンバータ回路を用いても、放電灯の
チラツキを防止でき、明るさの変動も改善できる。この
場合には、フルブリッジ回路１３の入力段の回路構成は
図示したものに限る必要はなく、安定な一定電圧を出力
できる回路構成であれば足りる。
いて述べきたが、電圧変換コンバータ回路が昇圧チョッ
パ回路であれば、回路１３が従来と同様なものであって
も、高調波障害の原因を除去し、安定な直流電圧を出力
できる。また、回路１３はコンデンサとスイッチング半
導体素子とからなる通常のハーフブリッジ構成でも良
い。この場合、双方のスイッチング半導体素子を高周波
でスイッチング動作をさせ、交互に低周波数で切り替え
て動作させれば良い。さらにまた、回路１３が前述のよ
うに新規な動作を行うフルブリッジ回路であれば、従来
のような電圧変換コンバータ回路を用いても、放電灯の
チラツキを防止でき、明るさの変動も改善できる。この
場合には、フルブリッジ回路１３の入力段の回路構成は
図示したものに限る必要はなく、安定な一定電圧を出力
できる回路構成であれば足りる。
【００３２】また、以上の実施例ではフルブリッジ回路
の一方の一対のスイッチング半導体素子を低周波数で駆
動し、他方の一対のスイッチング半導体素子を高周波で
制御したが、全てのスイッチング半導体素子を高周波で
スイッチング動作をさせ、各対のスイッチング半導体素
子を低周波数で切り替えて交互に動作させることも前記
実施例と同様に行える。この動作を簡単に説明する。フ
ルブリッジ回路の対角線上、つまり対向辺にある第１、
第２の対のスイッチング半導体素子を一定期間づつ交互
に、その一定期間よりも十分に短い周期の高周波でスイ
ッチングさせると、高周波でスイッチングしている一方
の対のスイッチング半導体素子のオフ期間には、一定期
間オフしている他方の対のスイッチング半導体素子に逆
並列接続されたダイオードを通して、フィルタ回路１４
のインダクタＬ２に蓄積されたエネルギーを入力側に戻
す。そしてスイッチング半導体素子を時比率制御するこ
とにより、図１に示した回路と同様に低周波で交互に切
り替えられる極性の高周波定電力が放電灯に供給され
る。なお、電流検出回路１６は入力側へ帰還される電流
も検出できる回路構成にする必要があり、その具体的回
路を図５に示す。この回路では、変流器ＣＴの２次巻線
側に対称的に双方向の電流が流れるよう、抵抗Ｒ２１、
Ｒ２２、Ｒ２３及びコンデンサＣ２１を接続し、さらに
ダイオードＤ２６と抵抗Ｒ２４、Ｒ２５を直列接続した
ものを２次巻線間に接続している。
の一方の一対のスイッチング半導体素子を低周波数で駆
動し、他方の一対のスイッチング半導体素子を高周波で
制御したが、全てのスイッチング半導体素子を高周波で
スイッチング動作をさせ、各対のスイッチング半導体素
子を低周波数で切り替えて交互に動作させることも前記
実施例と同様に行える。この動作を簡単に説明する。フ
ルブリッジ回路の対角線上、つまり対向辺にある第１、
第２の対のスイッチング半導体素子を一定期間づつ交互
に、その一定期間よりも十分に短い周期の高周波でスイ
ッチングさせると、高周波でスイッチングしている一方
の対のスイッチング半導体素子のオフ期間には、一定期
間オフしている他方の対のスイッチング半導体素子に逆
並列接続されたダイオードを通して、フィルタ回路１４
のインダクタＬ２に蓄積されたエネルギーを入力側に戻
す。そしてスイッチング半導体素子を時比率制御するこ
とにより、図１に示した回路と同様に低周波で交互に切
り替えられる極性の高周波定電力が放電灯に供給され
る。なお、電流検出回路１６は入力側へ帰還される電流
も検出できる回路構成にする必要があり、その具体的回
路を図５に示す。この回路では、変流器ＣＴの２次巻線
側に対称的に双方向の電流が流れるよう、抵抗Ｒ２１、
Ｒ２２、Ｒ２３及びコンデンサＣ２１を接続し、さらに
ダイオードＤ２６と抵抗Ｒ２４、Ｒ２５を直列接続した
ものを２次巻線間に接続している。
【００３３】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明によれ
ば次のような効果が得られる。 （１）電圧変換コンバータとして昇圧チョッパ回路を用
いて、入力電流を正弦波状としているので、高調波障害
の原因となる高調波を除去できる。 （２）従来の電子安定器と同程度の部品点数にもかかわ
らず、入力電流に応じてブリッジ回路により高周波変調
される低周波電圧を放電灯に供給しているので、電流変
動に対する応答が極めて速く、したがってチラツキが生
じない。 （３）ほぼ一定値になるよう制御された電圧及び電流を
放電灯に供給しているので、入力電圧、電流の変動にか
かわらず常に安定な電力を放電灯に供給でき、したがっ
て放電灯の明るさを均一に保持できる。 （４）放電灯に流れる電流を一定値以下に制限している
ので、放電灯の寿命を低下させない。 （５）高周波電流の流れるフルブリッジ回路の入力側で
電流を検出しているので、その出力側で検出するのに比
べて、変流器ＣＴを大幅に小型、軽量化できる。 （６）フルブリッジ回路の一方の一対のスイッチング半
導体素子を低周波数で駆動し、他方の一対のスイッチン
グ半導体素子を高周波で制御すれば、一対のスイッチン
グ半導体素子だけを高周波動作可能なものを用いれば良
いので、経済的に有利である。
ば次のような効果が得られる。 （１）電圧変換コンバータとして昇圧チョッパ回路を用
いて、入力電流を正弦波状としているので、高調波障害
の原因となる高調波を除去できる。 （２）従来の電子安定器と同程度の部品点数にもかかわ
らず、入力電流に応じてブリッジ回路により高周波変調
される低周波電圧を放電灯に供給しているので、電流変
動に対する応答が極めて速く、したがってチラツキが生
じない。 （３）ほぼ一定値になるよう制御された電圧及び電流を
放電灯に供給しているので、入力電圧、電流の変動にか
かわらず常に安定な電力を放電灯に供給でき、したがっ
て放電灯の明るさを均一に保持できる。 （４）放電灯に流れる電流を一定値以下に制限している
ので、放電灯の寿命を低下させない。 （５）高周波電流の流れるフルブリッジ回路の入力側で
電流を検出しているので、その出力側で検出するのに比
べて、変流器ＣＴを大幅に小型、軽量化できる。 （６）フルブリッジ回路の一方の一対のスイッチング半
導体素子を低周波数で駆動し、他方の一対のスイッチン
グ半導体素子を高周波で制御すれば、一対のスイッチン
グ半導体素子だけを高周波動作可能なものを用いれば良
いので、経済的に有利である。
【図１】本発明の好ましい一実施例を説明するための図
である。
である。
【図２】本発明の一実施例における昇圧チョッパ回路の
制御回路を説明するための図である。
制御回路を説明するための図である。
【図３】本発明の一実施例を説明するための各部の波形
を示す図である。
を示す図である。
【図４】本発明の一実施例を説明するための波形図であ
る。
る。
【図５】本発明の他の一実施例を説明するための図であ
る。
る。
【図６】従来例を説明するための波形図である。
【図７】従来例を説明するための回路図である。
１１・・・整流回路 １２・・・昇圧チョッパ回路（電圧変換コンバータ回
路） １３・・・フルブリッジ回路（ブリッジ回路） １４・・・出力フィルタ回路 １５・・・負
荷（放電灯） １６・・・電流検出回路 １７・・・制
御回路 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６・・・スイッチン
グ半導体素子 ＣＯ１，ＣＯ２・・・第１、第２のコンパレータ ＯＰ・・・演算増幅器 ＣＴ・・・変
流器 Ｅ１、Ｅ２・・・基準電圧源
路） １３・・・フルブリッジ回路（ブリッジ回路） １４・・・出力フィルタ回路 １５・・・負
荷（放電灯） １６・・・電流検出回路 １７・・・制
御回路 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６・・・スイッチン
グ半導体素子 ＣＯ１，ＣＯ２・・・第１、第２のコンパレータ ＯＰ・・・演算増幅器 ＣＴ・・・変
流器 Ｅ１、Ｅ２・・・基準電圧源
Claims (10)
- 【請求項１】 交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定にすると共に、入
力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ回路と、複数のス
イッチング半導体素子をフルブリッジ回路構成となるよ
う第１と第２のアームに接続し、前記昇圧チョッパ回路
からの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧
を供給するフルブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の
入力電流の平均値を検出する電流検出回路と、前記フル
ブリッジ回路の対向辺に位置する各対の前記スイッチン
グ半導体素子の第１の各スイッチング半導体素子を低周
波数で駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導
体素子を高周波数で制御する制御回路とを備えたことを
特徴とする放電灯用電子点灯装置。 - 【請求項２】 交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定にすると共に、入
力電流を正弦波状にする昇圧チョッパ回路と、複数のス
イッチング半導体素子をフルブリッジ回路構成となるよ
う接続し、前記昇圧チョッパ回路からの直流電圧を交流
電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフルブリッ
ジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流の平均値を検
出する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺
に位置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の
各スイッチング半導体素子をその出力周波数と同じ周波
数で駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体
素子を前記フルブリッジ回路の入力電流の平均値が一定
になるように時比率制御する制御回路とを備えたことを
特徴とする放電灯用電子点灯装置。 - 【請求項３】 複数のスイッチング半導体素子をフルブ
リッジ回路構成となるように接続してなり、直流入力電
圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフ
ルブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流を検
出する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺
に位置する各対の前記スイッチング半導体素子を交互に
駆動する制御回路とを備えた放電灯用電子点灯装置にお
いて、該制御回路が前記フルブリッジ回路の対向辺に位
置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各ス
イッチング半導体素子を低周波数で駆動すると共に、前
記第２の各スイッチング半導体素子を高周波数で制御す
ることをを特徴とする放電灯用電子点灯装置。 - 【請求項４】 複数のスイッチング半導体素子をフルブ
リッジ回路構成となるように接続してなり、直流入力電
圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するフ
ルブリッジ回路と、該フルブリッジ回路の入力電流を検
出する電流検出回路と、前記フルブリッジ回路の対向辺
に位置する各対の前記スイッチング半導体素子を交互に
駆動する制御回路とを備えた放電灯用電子点灯装置にお
いて、該制御回路が前記フルブリッジ回路の対向辺に位
置する各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各ス
イッチング半導体素子をその出力周波数と同じ周波数で
駆動すると共に、前記第２の各スイッチング半導体素子
を前記フルブリッジ回路の入力電流の平均値が一定にな
るように時比率制御することをを特徴とする放電灯用電
子点灯装置。 - 【請求項５】 前記フルブリッジ回路の入力電流のピー
ク値が設定値に達したとき、前記各対のスイッチング半
導体素子のオン制御されしているスイッチング半導体素
子をターンオフさせることを特徴とする請求項１乃至請
求項４のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置。 - 【請求項６】 前記各対のスイッチング半導体素子のオ
ン制御されしているスイッチング半導体素子が制御され
る周波数は、前記フルブリッジ回路の出力周波数に比べ
て５０倍以上高いことを特徴とする請求項１乃至請求項
５のいずれかに記載の放電灯用電子点灯装置。 - 【請求項７】 交流電力を直流電力に変換する整流回路
と、該整流回路からの直流電圧を安定した直流電圧に変
換する電圧変換コンバータ回路と、一対以上のスイッチ
ング半導体素子をブリッジ回路構成となるように接続し
てなり、前記電圧変換コンバータ回路からの直流電圧を
交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給するブリッ
ジ回路と、該ブリッジ回路の入力電流を検出する電流検
出回路と、前記ブリッジ回路の対向辺に位置する各対の
前記スイッチング半導体素子を交互に駆動する制御回路
とを備えた放電灯用電子点灯装置において、前記コンバ
ータ回路が前記整流回路に直列接続されたインダクタ
と、該インダクタと前記整流回路とに跨がって接続され
た制御半導体素子と、前記インダクタに直列接続された
ダイオードと、該ダイオードと前記制御半導体素子とに
跨がって接続されたコンデンサとからなる昇圧チョッパ
回路であることを特徴とする放電灯用電子点灯装置。 - 【請求項８】 交流電力を直流電力に変換する整流回路
からの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整
流回路からの整流電圧を安定した直流電圧に変換するよ
う電圧変換コンバータ回路を制御し、該電圧変換コンバ
ータ回路からの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に
交流電圧を供給するフルブリッジ回路の対向辺に位置す
る各対の前記スイッチング半導体素子の第１の各スイッ
チング半導体素子を低周波数で駆動すると共に、前記第
２の各スイッチング半導体素子を高周波数で制御するこ
とを特徴とする放電灯用電子点灯装置の制御方法。 - 【請求項９】 交流電力を直流電力に変換する整流回路
からの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記整
流回路からの整流電圧を安定した直流電圧にするよう昇
圧チョッパ回路を制御し、該昇圧チョッパ回路からの直
流電圧を低周波数の交流電圧に変換して放電灯に低周波
数の交流電圧を供給するフルブリッジ回路をその入力電
流がほぼ一定になるよう時比率高周波制御することを特
徴とする放電灯用電子点灯装置の制御方法。 - 【請求項１０】 交流電力を直流電力に変換する整流回
路からの入力電流の波形を正弦波状にすると共に、前記
整流回路からの整流電圧を安定した直流電圧にするよう
昇圧チョッパ回路を制御し、該昇圧チョッパ回路からの
直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に交流電圧を供給
するフルブリッジ回路の各スイッチング半導体素子を高
周波数で制御し、かつこれら各対のスイッチング半導体
素子を低周波数で切り替えて交互に動作させることを特
徴とする放電灯用電子点灯装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7803794A JPH07263166A (ja) | 1994-03-24 | 1994-03-24 | 放電灯用電子点灯装置及びその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7803794A JPH07263166A (ja) | 1994-03-24 | 1994-03-24 | 放電灯用電子点灯装置及びその制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07263166A true JPH07263166A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=13650632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7803794A Pending JPH07263166A (ja) | 1994-03-24 | 1994-03-24 | 放電灯用電子点灯装置及びその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07263166A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7355354B2 (en) | 1998-12-11 | 2008-04-08 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse |
| CN102340251A (zh) * | 2010-07-20 | 2012-02-01 | 台达电子工业股份有限公司 | 交流-直流转换器及其控制电路 |
| JP2017199557A (ja) * | 2016-04-27 | 2017-11-02 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 信号送信装置、信号受信装置、点灯システム、照明器具、及び照明システム |
-
1994
- 1994-03-24 JP JP7803794A patent/JPH07263166A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7355354B2 (en) | 1998-12-11 | 2008-04-08 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse |
| CN102340251A (zh) * | 2010-07-20 | 2012-02-01 | 台达电子工业股份有限公司 | 交流-直流转换器及其控制电路 |
| JP2017199557A (ja) * | 2016-04-27 | 2017-11-02 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 信号送信装置、信号受信装置、点灯システム、照明器具、及び照明システム |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010704 |