JPH0691390B2 - 増幅器 - Google Patents
増幅器Info
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- JPH0691390B2 JPH0691390B2 JP63109313A JP10931388A JPH0691390B2 JP H0691390 B2 JPH0691390 B2 JP H0691390B2 JP 63109313 A JP63109313 A JP 63109313A JP 10931388 A JP10931388 A JP 10931388A JP H0691390 B2 JPH0691390 B2 JP H0691390B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
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- H03G3/02—Manually-operated control
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- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
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- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は負帰還構成の増幅器に関するもので、特にオー
ディオ用電力増幅器に使用されるものである。
ディオ用電力増幅器に使用されるものである。
（従来の技術） 従来のオーディオ増幅器の構成例を第３図に示す。図中
１はチューナー、テープデッキなどの音声信号源、２は
前置増幅器、３は可変抵抗器（ボリウム）、４は電力増
幅部、５はスピーカーなどの負荷である。前置増幅器２
の信号は電力増幅器４との間にそう入される可変抵抗器
３により音量をコントロールされる。
１はチューナー、テープデッキなどの音声信号源、２は
前置増幅器、３は可変抵抗器（ボリウム）、４は電力増
幅部、５はスピーカーなどの負荷である。前置増幅器２
の信号は電力増幅器４との間にそう入される可変抵抗器
３により音量をコントロールされる。
第４図は、第３図の低価格化等を目的として改善された
例であり、可変抵抗器を電子式のいわゆる電子ボリウム
６で置き換えた例である。第４図で７は制御用電圧源で
あり、これで電圧を制御してボリウムと等価の役目をさ
せる。
例であり、可変抵抗器を電子式のいわゆる電子ボリウム
６で置き換えた例である。第４図で７は制御用電圧源で
あり、これで電圧を制御してボリウムと等価の役目をさ
せる。
（発明が解決しようとする課題） 第３図の構成では可変抵抗器３に信号が通過するため、
ステレオ信号の場合２つの良質の可変抵抗器を要する。
第４図の構成では、電圧を制御する事で信号レベルを可
変するので良質のボリウムは必要なく、電圧制御用の可
変抵抗器を用いればよく、２チャンネルを１コの可変抵
抗素子で制御する事も出来る。また、電圧を制御すれば
よいのでスイッチで切り換える事も可能であり、リモー
ト・コントロール等にも適する。しかし第４図の構成で
は電子ボリウムが必要であり、低価格化を要する分野、
例えばステレオ・ラジオ・カセット、カーラジオ等にあ
っては、未だ価格的に不利である。即ち低価格化、高信
頼性化のためIC化されているが、電子ボリウムをIC（集
積回路）の中に取り込む場合、通常電力増幅用ICの中に
付加されるが、素子数拡大によるチップサイズ拡大、価
格上昇を引き起こす。またICで構成する場合直流直結を
とるためDC（直流）オフ・セットの問題による技術的困
難さ、また直線性の問題など回路的に難しく複雑な回路
構成をとる事となる。
ステレオ信号の場合２つの良質の可変抵抗器を要する。
第４図の構成では、電圧を制御する事で信号レベルを可
変するので良質のボリウムは必要なく、電圧制御用の可
変抵抗器を用いればよく、２チャンネルを１コの可変抵
抗素子で制御する事も出来る。また、電圧を制御すれば
よいのでスイッチで切り換える事も可能であり、リモー
ト・コントロール等にも適する。しかし第４図の構成で
は電子ボリウムが必要であり、低価格化を要する分野、
例えばステレオ・ラジオ・カセット、カーラジオ等にあ
っては、未だ価格的に不利である。即ち低価格化、高信
頼性化のためIC化されているが、電子ボリウムをIC（集
積回路）の中に取り込む場合、通常電力増幅用ICの中に
付加されるが、素子数拡大によるチップサイズ拡大、価
格上昇を引き起こす。またICで構成する場合直流直結を
とるためDC（直流）オフ・セットの問題による技術的困
難さ、また直線性の問題など回路的に難しく複雑な回路
構成をとる事となる。
本発明では、特に電子ボリウムを必要とする事なく、電
子増幅器の入力部の電流を制御するつまり電圧−電流変
換増幅器のgm（相互コンダクタンス）の比を制御するの
みで利得を可変出来、電子ボリウムと電力増幅器とのマ
ッチング、主にDCオフ・セットなどを考慮することな
く、ICに適した回路である。従って発明を用いると、電
子ボリウムを必要とせず、オーディオ増幅器を構成出来
る。
子増幅器の入力部の電流を制御するつまり電圧−電流変
換増幅器のgm（相互コンダクタンス）の比を制御するの
みで利得を可変出来、電子ボリウムと電力増幅器とのマ
ッチング、主にDCオフ・セットなどを考慮することな
く、ICに適した回路である。従って発明を用いると、電
子ボリウムを必要とせず、オーディオ増幅器を構成出来
る。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段と作用） 本発明は、入力信号が印加される第１の電圧−電流変換
増幅器、及び出力端子より負帰還のかかった第２の電圧
−電流変換増幅器を有し、これら増幅器の出力を互いに
逆位相で結合する結合手段を有し、前記第１の電圧−電
流変換増幅器の相互コンダクタンスgm1、第２の電圧−
電流変換増幅器の相互コンダクタンスgm2の比を制御す
る制御手段を有し、前記結合手段の出力を電圧増幅器で
増幅して第２の電圧−電流変換増幅器の入力への前記負
帰還とすることにより、第１の電圧−電流変換増幅器の
入力から前記電圧増幅器の出力までの利得を制御する構
成としたことを特徴とする増幅器である。
増幅器、及び出力端子より負帰還のかかった第２の電圧
−電流変換増幅器を有し、これら増幅器の出力を互いに
逆位相で結合する結合手段を有し、前記第１の電圧−電
流変換増幅器の相互コンダクタンスgm1、第２の電圧−
電流変換増幅器の相互コンダクタンスgm2の比を制御す
る制御手段を有し、前記結合手段の出力を電圧増幅器で
増幅して第２の電圧−電流変換増幅器の入力への前記負
帰還とすることにより、第１の電圧−電流変換増幅器の
入力から前記電圧増幅器の出力までの利得を制御する構
成としたことを特徴とする増幅器である。
即ち本発明は、上記gm1とGm2の比を制御することを、ボ
リューム変化と等価の特性を得ることで、利得の制御を
行なうものである。
リューム変化と等価の特性を得ることで、利得の制御を
行なうものである。
（実施例） 以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。第１
図は同実施例の構成図であり、11は相互コンダクタンス
gm1（出力電流対入力電圧）を有する電圧−電流変換増
幅器、12は相互コンダクタンスgm2を有する電圧−電流
変換増幅器、13は加算部、14は電流利得Ａなる出力部で
ある電圧増幅器、R1,R2は帰還率を決める抵抗、RLは負
荷である。この場合電圧利得は、 ここで をＦと置き、式を整理するとv0（１＋Ｆ・gm2・Ａ・
RL）＝vigm1・Ａ・RL ここで、gm1・Ａ・RLの利得が十分大きい即ち、 １≪gm1・Ａ・RL とすると、利得Ｇ（入力v1から増幅器14の出力までの電
圧利得）は で表現で出来る。従って、gm1＝gm2では gm2＞gm1では、利得減少の方向、 gm1＞gm2では、利得増大の方向、 で変化出来る。
図は同実施例の構成図であり、11は相互コンダクタンス
gm1（出力電流対入力電圧）を有する電圧−電流変換増
幅器、12は相互コンダクタンスgm2を有する電圧−電流
変換増幅器、13は加算部、14は電流利得Ａなる出力部で
ある電圧増幅器、R1,R2は帰還率を決める抵抗、RLは負
荷である。この場合電圧利得は、 ここで をＦと置き、式を整理するとv0（１＋Ｆ・gm2・Ａ・
RL）＝vigm1・Ａ・RL ここで、gm1・Ａ・RLの利得が十分大きい即ち、 １≪gm1・Ａ・RL とすると、利得Ｇ（入力v1から増幅器14の出力までの電
圧利得）は で表現で出来る。従って、gm1＝gm2では gm2＞gm1では、利得減少の方向、 gm1＞gm2では、利得増大の方向、 で変化出来る。
第２図は本発明の実施例を更に具体化した例である。ト
ランジスタQ1,Q2は入力信号viの入る電圧電流変換増幅
器、トランジスタQ3,Q4は出力端より帰還のかかった電
圧電流変換増幅器であり、トランジスタQ5,Q6は能動負
荷で、ここでviからの変換量と電流増幅段21からの変換
量を合成している。R9は増幅用トランジスタ、I0は定電
流源、VBはバイアス電圧である。トランジスタQ7,Q8を
流れる電流I1,I2は、トランジスタQ3,Q4のバイアス点を
決める電流源である。トランジスタQ1,Q2の増幅器11の
相互コンダクタンスは約 k:ボルツマン定数 T:絶対温度 同じく、トランジスタQ3,Q4の増幅器12の相互コンダク
タンスは 従って、本実施例の利得は（３）式より、 で決定され、トランジスタQ7,Q8で構成される差動増幅
器の電流バランスを可変抵抗器R3で制御する事で、利得
を可変する事が出来る。
ランジスタQ1,Q2は入力信号viの入る電圧電流変換増幅
器、トランジスタQ3,Q4は出力端より帰還のかかった電
圧電流変換増幅器であり、トランジスタQ5,Q6は能動負
荷で、ここでviからの変換量と電流増幅段21からの変換
量を合成している。R9は増幅用トランジスタ、I0は定電
流源、VBはバイアス電圧である。トランジスタQ7,Q8を
流れる電流I1,I2は、トランジスタQ3,Q4のバイアス点を
決める電流源である。トランジスタQ1,Q2の増幅器11の
相互コンダクタンスは約 k:ボルツマン定数 T:絶対温度 同じく、トランジスタQ3,Q4の増幅器12の相互コンダク
タンスは 従って、本実施例の利得は（３）式より、 で決定され、トランジスタQ7,Q8で構成される差動増幅
器の電流バランスを可変抵抗器R3で制御する事で、利得
を可変する事が出来る。
第２図の回路では利得を電流比（I1：I2）で決定出来、
（４）式に示されるようにI1／I2の分配比さえ直線的に
制御すればその直線性も良く、また電子ボリューム回路
を接続する必要がないので、その分DCオフセット等の問
題もない。
（４）式に示されるようにI1／I2の分配比さえ直線的に
制御すればその直線性も良く、また電子ボリューム回路
を接続する必要がないので、その分DCオフセット等の問
題もない。
［発明の効果］ 以上説明した如く本発明によれば、従来の如く良質の可
変抵抗器や電子ボリウムが不要であり、価格的、特性的
に有利な増幅器が提供できるものである。
変抵抗器や電子ボリウムが不要であり、価格的、特性的
に有利な増幅器が提供できるものである。
第１図は本発明の一実施例の構成図、第２図はそれを更
に具体化した例の構成図、第３図、第４図は従来のオー
ディオ増幅器の構成図である。 11,12……電圧−電流変換増幅器、13……加算部、14…
…電圧増幅器、RL……負荷、R1,R2……帰還率決定用抵
抗。
に具体化した例の構成図、第３図、第４図は従来のオー
ディオ増幅器の構成図である。 11,12……電圧−電流変換増幅器、13……加算部、14…
…電圧増幅器、RL……負荷、R1,R2……帰還率決定用抵
抗。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号が印加される第１の電圧−電流変
換増幅器、及び出力端子より負帰還のかかった第２の電
圧−電流変換増幅器を有し、これら増幅器の出力を互い
に逆位相で結合する結合手段を有し、前記第１の電圧−
電流変換増幅器の相互コンダクタンスgm1、第２の電圧
−電流変換増幅器の相互コンダクタンスgm2の比を制御
する制御手段を有し、前記結合手段の出力を電圧増幅器
で増幅して第２の電圧−電流変換増幅器の入力への前記
負帰還とすることにより、第１の電圧−電流変換増幅器
の入力から前記電圧増幅器の出力までの利得を制御する
構成としたことを特徴とする増幅器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63109313A JPH0691390B2 (ja) | 1988-05-02 | 1988-05-02 | 増幅器 |
| US07/344,775 US4929908A (en) | 1988-05-02 | 1989-04-28 | Gain controllable amplifier circuit |
| DE68921502T DE68921502T2 (de) | 1988-05-02 | 1989-05-02 | Verstärkerschaltung. |
| KR1019890005907A KR930002040B1 (ko) | 1988-05-02 | 1989-05-02 | 증폭기 |
| EP89107927A EP0340719B1 (en) | 1988-05-02 | 1989-05-02 | Amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63109313A JPH0691390B2 (ja) | 1988-05-02 | 1988-05-02 | 増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01279613A JPH01279613A (ja) | 1989-11-09 |
| JPH0691390B2 true JPH0691390B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=14507043
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63109313A Expired - Fee Related JPH0691390B2 (ja) | 1988-05-02 | 1988-05-02 | 増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4929908A (ja) |
| EP (1) | EP0340719B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0691390B2 (ja) |
| KR (1) | KR930002040B1 (ja) |
| DE (1) | DE68921502T2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5724519A (en) * | 1989-02-17 | 1998-03-03 | Hitachi, Ltd. | Complementary transistor circuit and amplifier and CRT display device using the same |
| DE4235584A1 (de) * | 1992-10-22 | 1994-04-28 | Nokia Deutschland Gmbh | Stellbarer elektronischer Widerstand |
| US5596289A (en) * | 1995-05-15 | 1997-01-21 | National Science Council | Differential-difference current conveyor and applications therefor |
| US6100761A (en) * | 1998-10-07 | 2000-08-08 | Microtune, Inc. | Highly linear variable-gain low noise amplifier |
| US6140872A (en) * | 1999-10-28 | 2000-10-31 | Burr-Brown Corporation | Offset-compensated amplifier input stage and method |
| US20030207673A1 (en) * | 2000-05-23 | 2003-11-06 | Syuuichi Takayoshi | Constant-current source circuit, intermediate-frequency gain control circuit and mobile terminal device |
| US6771124B1 (en) | 2000-08-04 | 2004-08-03 | Microtune (Texas), L.P. | System and method for low-noise amplifier with a high frequency response |
| WO2005112252A1 (en) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Plop noise avoidance for an amplifier |
| US7639082B2 (en) * | 2007-07-24 | 2009-12-29 | Texas Instruments Incorporated | System and method for amplifier gain measurement and compensation |
| CN104753477B (zh) * | 2013-12-30 | 2018-07-20 | 国民技术股份有限公司 | 功率放大器及其增益切换电路 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL291586A (ja) * | 1962-04-20 | |||
| US3452289A (en) * | 1967-02-16 | 1969-06-24 | Motorola Inc | Differential amplifier circuits |
| JPS5541012A (en) * | 1978-09-18 | 1980-03-22 | Hitachi Ltd | Gain control circuit |
| SE416694B (sv) * | 1979-03-09 | 1981-01-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Forsterkningsregleringskoppling |
| JPS59183514A (ja) * | 1983-04-01 | 1984-10-18 | Nec Corp | 可変利得差動増幅回路 |
| JPS59191911A (ja) * | 1983-04-15 | 1984-10-31 | Hitachi Ltd | 差動増幅回路 |
| US4695806A (en) * | 1986-04-15 | 1987-09-22 | Tektronix, Inc. | Precision remotely-switched attenuator |
-
1988
- 1988-05-02 JP JP63109313A patent/JPH0691390B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-04-28 US US07/344,775 patent/US4929908A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-02 EP EP89107927A patent/EP0340719B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-02 DE DE68921502T patent/DE68921502T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-05-02 KR KR1019890005907A patent/KR930002040B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0340719A2 (en) | 1989-11-08 |
| KR930002040B1 (ko) | 1993-03-22 |
| JPH01279613A (ja) | 1989-11-09 |
| KR890017864A (ko) | 1989-12-18 |
| DE68921502D1 (de) | 1995-04-13 |
| US4929908A (en) | 1990-05-29 |
| EP0340719B1 (en) | 1995-03-08 |
| DE68921502T2 (de) | 1995-08-17 |
| EP0340719A3 (en) | 1991-02-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |