JPH067959A - 制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路 - Google Patents

制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路

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JPH067959A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 変圧器とその一次側に充放電可能な貯蔵コン
デンサを有し、二次側に負荷Ｒが接続する、特に抵抗溶
接用の制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路を
提供する。 【構成】 貯蔵コンデンサＣと変圧器Ｔｒの間に同じ容
量の二つの補助コンデンサＣ1,Ｃ2 を接続する。貯蔵コ
ンデンサの容量は補助コンデンサの容量の数倍である。
各補助コンデンサは充電制御部Ｔ1,Ｔ2 を介して貯蔵コ
ンデンサＣに、また放電制御部Ｔ3,Ｔ4 を介して変圧器
Ｔｒに接続している。補助コンデンサは放電回路のイン
ダクタンスと共にそれぞれ一つの並列共振回路を形成
し、充電および放電制御部には、補助コンデンサを交互
に周期的に充放電するため、制御部２が接続している。
変圧器を介して供給されて、それぞれ共通の電流パルス
を形成する部分パルスの配列が生じる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、一次側に直流電流を
供給し、制御して充放電できる貯蔵コンデンサがあり、
二次回路に負荷を有する変圧器を備えた、特に抵抗溶接
用の制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】例えば抵抗溶接技術の種々の応用には、
短いパルス期間と強い電流強度の電流パルスが要求され
る。個々のパルスの間には、かなり期間の長い電流休止
期間がある。つまり、パルスの有効値が全サイクル時間
（パルス期間とそれに続く休止期間）に関する有効値の
数倍になる。
【０００３】この種のパルス状電流の授受は、給電回路
網に顕著な作用あるいは許容できない作用を及ぼす。電
流パルスは一般に単相でしか必要とされない。電流パル
スを通常の単相変圧器で供給する場合には、回路網の一
相だけに負荷が加わる。負荷の加わる相に乱れた反作用
を無視しても、未だ望ましない非対称が多相回路網に生
じる。
【０００４】給電回路網への望ましない反作用をできる
限り低減しておくため、コンデンサからパルス電力を取
り出し、このコンデンサがパルス休止期間に充電され、
次いで急激に放電されることが知られている。この場
合、充電時間はその都度充電時間の数倍になるので、回
路網に負担を掛け、整流によって生じる充電直流電流は
パルス電流より小さく、回路網からの電流の授受はそれ
に応じて時間的に相殺される。充電直流電流が三相整流
回路で形成されるなら、給電回路網の相電流は更に低減
され、しかも位相に対称に負荷が加わる。上記回路で
は、放電電流の最大値は直接コンデンサで達成される充
電電圧に依存する。充電電圧をその都度所定値に制限し
て、個別パルスの電力状況を簡単に制御できる。それに
も係わらず、この回路原理の応用分野は今まで強く制限
されている。何故なら、放電が一度始まると時間経過で
殆ど影響されないからである。それ故、パルス波形は実
際上放電側、特に負荷回路の特性によって与えられる
か、あるいは定まる。放電回路に制御可能な半導体を使
用した場合でも、せいぜいパルス電流の上昇やパルス電
流の降下速度が制限された影響を受けるに過ぎない。こ
のような作用には必ず制御素子の電力損失が付随する。
【０００５】しかし、多くの応用には、パルス期間にわ
たって個別パルスの形状、つまり時間的な電流変化に大
きな影響を与える必要がある。このような場合に対し
て、所謂インパータ回路によるパルス発生が知られてい
る。この回路では、（多相の）交流電圧が先ず整流さ
れ、発生した直流電圧がトランジスタのブリッジ回路で
高周波に分割される。このように形成された中間周波数
の交流電流は先ず溶接変圧機に導入され、負荷回路中で
電力ダイオードによって整流される。溶接パルスの制御
はこの変圧機の一次側で行われる。つまり、中間周波数
のサイクルで制御され、整流された個別パルスが生じ、
これ等のパルスは負荷回路中で順次電流波形が決まる。
従って、個別パルスの時間的な制御、ないしは「整形」
に関する高度な要請は基本的に満たされる。しかし、溶
接電流パルスの基本周期が得られたままで、つまりパル
ス状の負荷が給電回路網に完全に戻り、パルス状電力の
授受に難点が残っている。他の難点は、負荷回路に高電
流ダイオードを使用することであり、（何れにせよ溶接
技術の多くの応用に対して）上記のように形成された電
流パルスが必ず整流されたパルスでると言う状況にあ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】それ故、この発明の課
題は、コンデンサ充放電回路の上記利点を維持し、変圧
器の一次側への制御作用でもって、パルス波形への影響
やプログラム化およびパルス電力の制御が行える冒頭に
述べた種類の給電回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、冒頭に述べた種類の給電回路の場合、貯蔵コン
デンサＣと変圧器Ｔｒの間に接続された同じ容量の二つ
の補助コンデンサＣ1,Ｃ2 を設け、これ等のコンデンサ
をそれぞれ一つの充電制御部Ｔ1,Ｔ2を介して貯蔵コン
デンサＣに、またそれぞれ一つの放電制御部Ｔ3,Ｔ4 を
介して変圧器Ｔｒの一次側に接続し、貯蔵コンデンサＣ
の容量が補助コンデンサＣ1,Ｃ 2 の容量の数倍であり、
これ等の補助コンデンサＣ1,Ｃ2 が放電回路のインダク
タンスと共にそれぞれ一つの並列共振回路を形成し、更
に、両方の補助コンデンサＣ1,Ｃ2 を交互に周期的に制
御して充放電し、蜜な列の部分パルスｋを発生させるた
め、充電制御部Ｔ1,Ｔ2 と放電制御部Ｔ3,Ｔ 4 に接続す
る制御部２を設け、前記蜜な列の部分パルスｋが変圧器
Ｔｒを経由して供給され、それぞれ発生させるべき電流
パルスＫの一つを形成し、前記制御部２によって定まる
部分パルスｋの繰り返し周波数ｆk が前記共振回路の固
有周波数に一致するように前記制御部２が構成されてい
る、ことによって解決されている。
【０００８】この発明による他の有利な構成は、特許請
求の範囲の従属請求項に記載されている。
【０００９】
【作用】この発明による回路は、コンデンサ充放電の利
点と技術的な可能性をインバータ回路のそれ等と幾分統
合したものである。つまり、発生させるべき各パルスに
対して必要な電力はその都度貯蔵コンデンサで準備さ
れ、中間のパルス休止期間に充電されので、スパイク状
電力の授受に起因する冒頭の述べた回路網反作用が大幅
に緩和され、回路の接続出力がパルス・デューティ比に
応じて低減される。他方、各個別部分パルスを設定して
いるので、パルス波形（包絡線）が必要に応じて整形で
き、プログラム化できる。特に、多数の電流ステップを
保持したり、電流強度の再上昇を伴う「切れ目」を入れ
ることもパルス期間中に可能である。その場合、上昇速
度および降下速度は部分パルスの周波数（通常、電源回
路の周波数の整数倍）での共振の上昇速度および降下速
度に一致する。つまり、立ち上がりの急激なパルス波形
が得られる。最後に、二次回路に電力半導体を必要とす
ることなく、回路の構成に応じて（同じ極性の部分パル
スから成る）直流電流パルスや、交番極性の部分パルス
から成る）交流電流パルスも発生させることができる。
【００１０】
【実施例】以下では、添付図面を参照しながら好適実施
例に基づき、この発明をより詳しく説明する。
【００１１】図１の給電回路には、入力側に交流電流回
路網から給電される通常の整流部１がある。この直流出
力端には貯蔵コンデンサＣが接続されている。この貯蔵
コンデンサは適当な制御部、主にトランジスタＴによっ
て制御され、充電される。出力側には、この回路は変圧
器Ｔr を有し、この変圧器の二次回路に純抵抗Ｒで示し
てある負荷が接続されている。例えば、特にスポット溶
接用の抵抗溶接機械の溶接電極を有する「窓」が大切で
あって、負荷は実質上溶接区間によって形成される。こ
の給電回路は、変圧器Ｔr によって負荷電流回路に導入
される制御可能な個別電流パルスを発生させるために使
用される。パルスを発生するため、貯蔵コンデンサＣと
変圧器Ｔｒとの間に接続されている同じ容量の二つの補
助コンデンサＣ1 とＣ2 が使用される。この場合、貯蔵
コンデンサＣの容量は補助コンデンサＣ1 とＣ2 の容量
の数倍になる。共通の充電抵抗Ｒ1 とそれぞれ一つの充
電制御部Ｔ1 とＴ2 を介して、上記補助コンデンサは貯
蔵コンデンサに接続されていて、更にこれ等の貯蔵コン
デンサはそれぞれ一つの放電制御部Ｔ3 とＴ4 を介して
変圧器の一次側（この実施例では、単純な一次巻線の同
じ端部）に接続されている。
【００１２】補助コンデンサＣ1 とＣ2 の貯蔵コンデン
サＣからの充電や、変圧器Ｔｒを介した補助コンデンサ
の放電は、以下に詳しく説明する制御手段２によって交
互にしかも周期的に制御される。この制御手段２には、
図示のように、制御部Ｔ1 〜Ｔ4 の制御電極が接続され
ている。トランジスタＴを介した貯蔵コンデンサＣの周
期的な充電もこの制御部で行われる。補助コンデンサを
制御して充電するには、充電制御部として主にトランジ
スタが使用されている。これに反して、放電制御部とし
てサイリスタあるいはトランジスタも使用できる。図２
に基づき以下に説明するように、両方の補助コンデンサ
を交互に充放電することによって、変圧器Ｔｒを介して
送付される密集した配列の部分パルスｋが生じる。その
ような配列が蜜に接している部分パルスｋは、それぞれ
発生させるべき電流パルスＫの一つを形成する。その場
合、補助コンデンサＣ1 とＣ2 の各々が放電回路のイン
ダクタンスと共に並列共振回路を形成すること（図４に
基づき下に更に説明される）、および制御手段２によっ
て決まる部分パルスＫのサイクル周期ｆK は、この共振
回路の固有周波数に一致していることが重要である。
【００１３】図１の回路例の場合、および図２と図３の
対応するグラフでは、部分パルスｋにあって同じ極性で
あることが大切である。従って、発生した二次側の電流
パルスＫは直流電流パルスである。図２の図面では、簡
単のため、先ず部分パルスｋの同じ振幅が直流電流の矩
形波パルスＫを発生させるためと仮定されている。
【００１４】図２ａのタイミンググラフによれば、貯蔵
コンデンサＣは、充電状態から始めて、発生させるべき
電流パルスの期間ｔK の間毎に段階的に部分パルスのサ
イクルで残留電圧まで放電される。充電トランジスタＴ
はこの過程の間遮断されたままである。次いで、二つの
電流パルスＫの間のパルス休止期間ｔP にあっては、貯
蔵コンデンサは、トランジスタが開いた時、整流部１か
ら充電される。貯蔵コンデンサＣの充電電圧と容量は、
蓄えた電荷が何れにしても次の電流パルスＫに対してそ
れぞれ確実に充分であるように設計されている必要があ
る。
【００１５】部分パルスの配列を形成するため、補助コ
ンデンサＣ1,Ｃ2 はトランジスタＴ 1 とＴ2 を交互に周
期的に制御して貯蔵コンデンサから一定の電圧に充電す
る。次に、その都度、つまり同じように交互に、しかも
同じ周期でＴ3 とＴ4 の対応する制御部によって、補助
コンデンサが変圧器Ｔｒを介して放電される。部分パル
スｋの配列の間毎の電圧ＵC1とＵC2の経過は図２ｂから
明らかである。この場合、図２ａによる貯蔵コンデンサ
Ｃで進行する充電電圧の低下は周期的な電荷の授受と二
つの補助コンデンサを経由した電荷の供給が生じる。補
助コンデンサの一方が変圧器を経由して放電する毎に図
２ｃの部分パルスｋが発生し、このような連続する多数
の部分パルスｋが電流パルスＫを形成する。各部分パル
スの振幅はこのパルスを出力する補助コンデンサの充電
電圧、および変圧器とその二次側に接続された負荷とで
形成される放電電流回路によって決まる。電流パルスＫ
のパルス期間はその都度サイクル時間ｔK と部分パルス
ｋの数によって与えられる。従って、制御手段２に多数
の部分パルスｋを入力させることによって（所定のクロ
ック周波数で）電流パルスＫの長さが容易に設定でき
る。
【００１６】個別部分パルスの各々の振幅を制御して設
定することにより、電流パルスＫの形状（包絡線）ある
いは時間経過を正確に決めることでき、プログラム化す
ることもできる。これは、制御手段２により補助コンデ
ンサの充電電圧の最高値を予め指定、ないしはプログラ
ム化し、しかも測定することによって行われると合理的
である。これは、それ自体公知で詳しく図示しないスイ
チング手段によって可能である。その場合、貯蔵コンデ
ンサＣの電圧が低下した場合でも、補助コンデンサの所
定の充電電圧を得るのに必要な最大充電期間が部分パル
スのサイクル時間ｔK より必ず幾分短いように、補助コ
ンデンサＣ1,Ｃ2 をトランジスタＴ1,Ｔ 2 で交互に充電
することが行われる。これは、実質上充電トランジスタ
Ｔ1,Ｔ2の抵抗を制御して、また場合によっては、充電
抵抗Ｒ1 を定めて達成される。
【００１７】各部分パルスの電力あるいは振幅が当該補
助コンデンサの充電電圧を予め指定することによって決
まるので、貯蔵コンデンサの電圧ＵC の各可変値は重要
でない。ＵC は部分パルスの配列の始まり毎で、形成す
べき電流パルスの全電力が貯蔵コンデンサ中に含まれる
ほど高くなるか、あるいはパルスの配列の最後の部分パ
ルスの残留電圧が、補助コンデンサを時間ｔK 中で充分
充電するため、未だ充分高いことを保証するだけが必要
である。同じ理由から、貯蔵コンデンサを充電する供給
電源回路網の電圧変動は部分パルスｋや電流パルスＫの
形成に影響を与えない。基本的には、貯蔵コンデンサが
永続的にも整流部１に直接接続し、トランジスタＴによ
り整流部１を充電する制御を省略できる。他方、重要な
ことは、電力の授受が回路網から時間的に相殺される、
つまり電源回路網の負荷電流の実効値が大体デューティ
比ｔK / ｔP （例えば点溶接機械の作業によって決ま
る）に応じて、パルス電流の実効値に比べて低下するこ
とにある。
【００１８】図３ａと図３ｂはプログラム化された電流
パルスＫの波形の二つの例を示す。この場合、電流パル
スＫの全期間はそのパルス配列の部分パルスｋの数によ
って決まり、電流パルスＫの形状あるいは時間経過は連
続する部分パルスｋの振幅で決まる。明らかなように、
パルス期間によって、電流強度のステップや一時的な電
流降下も電流強度の再上昇を有する中間最小値に簡単に
設定できる。
【００１９】制御手段２は、図１に模式的に示すよう
に、入力部３と制御部４に分割すると合理的である。制
御部４から特に制御部材ＴとＴ1 〜Ｔ4 の周期的な開閉
用の制御導線が出ている。入力部３には、パルス期間
（部分パルスの数）や電流強度、電流パルスの始まりの
スタート信号のような目標値を入力するための入力導線
５が示してある。当然、特に電流パルス波形をプログラ
ムするため、固有のプログラム部が接続されているか、
あるいは入力部３に組み込まれている。
【００２０】変圧器Ｔｒの二次回路から入力部３に向か
う信号導線６で暗示してあるように、部分パルスｋの二
次電流の瞬間値を検出することも特に合理的である。制
御部２内には、二次電流に対する目標値と実測値の比較
が継続して行われ、それから補助コンデンサの充電電圧
に影響を与える電流パルスの自動制御を導くことができ
る。
【００２１】更に上に説明したように、部分パルスの周
波数ｆk ＝ 1/2ｔk は、各補助コンデンサとその放電電
流回路で構成される共振回路の固有周波数に一致する。
（期間ｔk の部分パルスｋは半波として理解すべきであ
り、これ等の半波は、例えば同じ極性の図１と図２の例
の場合で、両方の補助コンデンサの一方から出るので、
補助コンデンサの放電の周期 2ｔk となる）。更に、上
記並列共振回路に対して関係式、
【００２２】
【外１】 ここで、 Ｃ＝補助コンデンサの容量 Ｌ＝放電回路のインダクタンス Ｒ＝放電回路の純抵抗 である。
【００２３】この共振回路に関する若干の標準的な関係
とこの回路の動作様式を以下に図４の充電回路の等価回
路図に基づきより詳しく考察する。この等価回路では、
制御部材Ｔ3 やＴ4 が除去されている。何故なら、それ
等のインピーダンスは放電期間中零と見なされるからで
ある。ここで、
【００２４】
【外２】 Ｒ1, Ｒ2 ＝ 一次および二次巻線抵抗 Ｌn ＝ 変圧器の主インダクタンス Ｌs ＝ 二次コイルのインダクタンス Ｒs ＝ 負荷および残りの二次抵抗 ＬZ ＝ 一次側の付加インダクタンス（場合に
よって） ＬP ＝ 並列インダクタンス（場合によって） を意味する。
【００２５】共振回路の固有周波数は放電回路のパラメ
ータと変圧器の変換比を決めることによって選択でき
る。この周波数はできる限り高く（何れにしても給電回
路網の周波数の数倍に）設定すると合理的であるので、
部分パルスの期間ｔk はできる限り短い。このことか
ら、より小さいパルス変圧器、急激なパルス立ち上がり
勾配、電流パルスの少ない残留波形、および電流パルス
を形成する場合に多数の「微細な」階段を付けることが
できる可能性が生じる。容易に理解できるように、電流
強度の最大可変速度は、専ら部分パルスの立ち上がり勾
配と、それによる共振回路の固有周波数とによって定ま
る。
【００２６】所望の固有周波数を設定するためには、回
路のインダクタンスＬを並列インダクタンスＬP で低減
させるか（例えば、変圧器の空隙を広くする）、あるい
は、必要であれば、付加的な直列インダクタンスＬZ で
増大させることもできる。
【００２７】共振回路のパラメータを減衰する周期振動
用に設計すると特に合理的である。これは、周知のよう
に、４Ｌ−Ｒ2 Ｃ＜０である場合に当てはまる。補助コ
ンデンサの一方の放電毎に、このような減衰する振動の
第一半波が出力する。各半波の終わりのゼロ点クロスは
制御部によって設定される（図１の導線６によって暗示
されている）。従って、これ等の補助コンデンサの充放
電の周期的な制御が共振回路の固有周波数で自動的に行
える。放電が周期的な限界状態（４Ｌ−Ｒ2 Ｃ＝０）の
振動形状で行われるなら、自動的に行うため、しきい値
電圧を予め指定する必要があり、振動の瞬間値によって
このしきい値以下となると、上に説明したゼロ点クロス
と同じ効果となる。
【００２８】二次回路の実測値検出による「内部」制御
を各部分パルスの振幅にも応用すると合理的である。測
定された各部分パルスの電流強度に基づき、制御手段に
よって補助コンデンサの充電電圧が次に後続する部分パ
ルスに対して設定される。こうして、自動的に電力の流
れが一定に維持されるか、あるいはそれに応じてプログ
ラム化された経過をたどる、つまり、給電回路網の電圧
変動、あるいは負荷抵抗の変化（例えば点溶接時の溶接
区間）、あるいは電流パルスの期間中ないしはパルス休
止期間中に生じる充電回路の変化によって影響されずに
行われる。自動的に行われる制御の観点からも、放電回
路の固有周波数が高いと有利である。
【００２９】図５の別な回路では、入力側は貯蔵コンデ
ンサまでこのコンデンサで、例えば図１のように構成さ
れいるので、これ以上図示しない。この別な回路は、変
圧器Ｔｒ′を使用し、この変圧器の一次巻線が中間タッ
プを有する点で、上記の回路例と相違する。両方の補助
コンデンサＣ1,Ｃ2 は一方の極を中間タップに、また各
放電制御素子Ｔ3,Ｔ4 を介して他方の極を一次巻線の２
分割部の反対側の端部に接続している。図５に矢印で示
すように、両方の補助コンデンサを交互に放電する場
合、電流の方向は一次側に、次いで二次側にそれぞれ逆
転する。従って、交番極性を有する部分パルスｋの列が
生じる。直流電流パルスが形成される図１の回路とは逆
に、図５の回路例は交番電流パルスを発生する。その外
では、図１の実施例に示した上記全ての構成と配慮は実
質上不変である。
【００３０】
【発明の効果】この発明によって得られる利点は、特に
コンデンサ充放電回路の利点を維持し、変圧器の一次側
への制御作用でもって、パルス波形への影響やプログラ
ム化およびパルス電力の制御が行えることにある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による給電回路の第一実施例の単純化
された原理回路図である。
【図２】図１の回路で異なった電流値の時間経過を示
し、 a) 貯蔵コンデンサＣの電圧ＵC , b) 二つの補助コンデンサＣ1 とＣ2 の電圧ＵC1とＵC2
（グラフ a) のＵC に対するものより大きい電圧での単
位表示）、 c) 部分パルスの列の電流波形（部分パルスの最大振幅
値は同じと仮定されている）。
【図３】部分パルスを設定してパルス波形（包絡線）を
どのように構成するかを示す二つの例 a) と b) の波形
図である。
【図４】二つの補助コンデンサの（共通の）放電回路の
等価回路である。
【図５】交番極性の部分パルスから交番電流パルスを発
生する他の回路例の単純化された部分回路図である。
【符号の説明】
１ 整流部 ２ 制御手段 ３ 入力部 ４ 制御部 ５ 入力導線 ６ 制御入力端 Ｃ 貯蔵コンデンサ Ｃ1,Ｃ2 補助コンデンサ Ｔ トランジスタ Ｔｒ 変圧器 Ｒ1 負荷抵抗 Ｔ1,Ｔ2 充電制御部 Ｔ3,Ｔ4 放電制御部 ｋ 部分パルス Ｋ 電流パルス

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一次側に直流電流を供給し、制御して充
    放電できる貯蔵コンデンサ（Ｃ）があり、二次回路に負
    荷（Ｒ）を有する変圧器（Ｔｒ）を備えた、特に抵抗溶
    接用の制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路に
    おいて、 貯蔵コンデンサ（Ｃ）と変圧器（Ｔｒ）の間に接続され
    た同じ容量の二つの補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）を設
    け、これ等のコンデンサをそれぞれ一つの充電制御部
    （Ｔ1,Ｔ2 ）を介して貯蔵コンデンサ（Ｃ）に、またそ
    れぞれ一つの放電制御部（Ｔ3,Ｔ4 ）を介して変圧器
    （Ｔｒ）の一次側に接続し、貯蔵コンデンサ（Ｃ）の容
    量が補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）の容量の数倍であり、
    これ等の補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）が放電回路のイン
    ダクタンスと共にそれぞれ一つの並列共振回路を形成
    し、 更に、両方の補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）を交互に周期
    的に制御して充放電し、密集した配列の部分パルス
    （ｋ）を発生させるため、充電制御部（Ｔ1,Ｔ2 ）と放
    電制御部（Ｔ3,Ｔ4 ）に接続する制御部（２）を設け、
    前記密集した配列の部分パルス（ｋ）が変圧器（Ｔｒ）
    を経由して供給され、それぞれ発生させるべき電流パル
    ス（Ｋ）の一つを形成し、前記制御部（２）によって定
    まる部分パルス（ｋ）の繰り返し周波数（ｆk ）が前記
    共振回路の固有周波数に一致するように前記制御部
    （２）が構成されている、ことを特徴とする給電回路。
  2. 【請求項２】 充電制御部として、トランジスタ（Ｔ1,
    Ｔ2 ）が使用されていることを特徴とする請求項１に記
    載の給電回路。
  3. 【請求項３】 放電制御部として、サイリスタあるいは
    トランジスタ（Ｔ3,Ｔ4 ）が使用されていることを特徴
    とする請求項１に記載の給電回路。
  4. 【請求項４】 共振回路の固有周波数を決めるため、直
    列インダクタンス（ＬZ ）あるいは並列インダクタンス
    （ＬP ）が変圧器（Ｔｒ）に接続されていることを特徴
    とする請求項１に記載の給電回路。
  5. 【請求項５】 補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）の最大充電
    期間は、共振回路の固有振動の半周期（ｔk ）より幾分
    短いことを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  6. 【請求項６】 制御手段（２）は補助コンデンサ（Ｃ1,
    Ｃ2 ）の充電電圧を指定したり測定するために設けてあ
    ることを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  7. 【請求項７】 電流パルス（Ｋ）の長さは制御手段
    （２）で部分パルス（ｋ）の数を予め指定することによ
    って調節できることを特徴とする請求項１に記載の給電
    回路。
  8. 【請求項８】 電流パルス（Ｋ）の時間経過は補助コン
    デンサの最大充電電圧（ＵC1, ＵC2）と、部分パルスの
    配列中の個別部分パルス（ｋ）の振幅をプログラムして
    決定できることを特徴とする請求項６に記載の給電回
    路。
  9. 【請求項９】 制御手段（２）は変圧器（Ｔｒ）の二次
    回路によって影響される実測値入力端（６）を有し、部
    分パルス（ｋ）の二次電流の瞬間値の目標値と実測値の
    比較を行うために設けてあることを特徴とする請求項
    １，６および８の何れか１項に記載の給電回路。
  10. 【請求項１０】 制御手段（２）は入力部（３）と制御
    部（４）を保有することを特徴とする請求項１に記載の
    給電回路。
  11. 【請求項１１】 共振回路のパラメータは減衰する周期
    振動のために使用され、補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）の
    一つの放電がそれぞれこのような振動の第一半波を作動
    させることを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  12. 【請求項１２】 補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）の充放電
    を自動的に周期的に制御するため、制御手段（２）は変
    圧器（Ｔｒ）の二次回路によって影響される制御入力端
    （６）を有し、この入力端は第一半波の終わりでその都
    度ゼロ点クロスを確認することを特徴とする請求項１１
    に記載の給電回路。
  13. 【請求項１３】 両方の補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）は
    それぞれ放電制御部（Ｔ3,Ｔ4 ）を介して変圧器（Ｔ
    ｒ）の単純な一次巻線の共通端部に接続し、同じ極性の
    部分パルス（ｋ）の配列を発生することを特徴とする請
    求項１〜１２の何れか１項に記載の給電回路。
  14. 【請求項１４】 変圧器（Ｔｒ）は中間タップ付の一次
    巻線を有し、両方の補助コンデンサ（Ｃ1,Ｃ2 ）は一方
    の極で中間タップに、また他方の極でそれぞれ放電制御
    部（Ｔ3,Ｔ4 ）を介して両方の一次巻線の互いに逆の端
    部に接続され、交番極性の部分パルス（ｋ）の配列を発
    生することを特徴とする請求項１〜１２の何れか１項に
    記載の給電回路。
JP5038664A 1992-03-09 1993-02-26 制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路 Expired - Lifetime JPH084944B2 (ja)

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EP0560711B1 (de) 1996-01-03
ATE132412T1 (de) 1996-01-15
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