JPH0678552A - 電圧形インバータの制御回路 - Google Patents
電圧形インバータの制御回路Info
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- JPH0678552A JPH0678552A JP4226307A JP22630792A JPH0678552A JP H0678552 A JPH0678552 A JP H0678552A JP 4226307 A JP4226307 A JP 4226307A JP 22630792 A JP22630792 A JP 22630792A JP H0678552 A JPH0678552 A JP H0678552A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】インバータに接続した負荷の過電流に対する保
護機能を有し、試験・調整が容易で且つ非線形特性負荷
の場合でも波形歪み率を抑制出来るようにすることにあ
る。 【構成】電圧制御ループの内側に電流制御ループを設
け、電圧制御ループから電流制御ループへ与える電流指
令値を制限することで、過電流に対する保護が容易に行
える。又、電圧・電流信号を所謂回転座標系であるｄ−
ｑ軸成分に分解し、且つ電圧・電流両制御ループにそれ
ぞれ別個の非干渉回路網を設け、２軸成分を独立してス
カラ量で制御出来る構成にして、試験・調整作業を容易
にしている。更に電圧調整手段は可変構造形にして所謂
滑り状態制御を行わせるので、整流器のような非線形特
性負荷を接続した場合でも出力電圧は常に目標値に向か
って瞬時に制御され、出力電圧波形の歪み率を小さな値
に抑制する。
護機能を有し、試験・調整が容易で且つ非線形特性負荷
の場合でも波形歪み率を抑制出来るようにすることにあ
る。 【構成】電圧制御ループの内側に電流制御ループを設
け、電圧制御ループから電流制御ループへ与える電流指
令値を制限することで、過電流に対する保護が容易に行
える。又、電圧・電流信号を所謂回転座標系であるｄ−
ｑ軸成分に分解し、且つ電圧・電流両制御ループにそれ
ぞれ別個の非干渉回路網を設け、２軸成分を独立してス
カラ量で制御出来る構成にして、試験・調整作業を容易
にしている。更に電圧調整手段は可変構造形にして所謂
滑り状態制御を行わせるので、整流器のような非線形特
性負荷を接続した場合でも出力電圧は常に目標値に向か
って瞬時に制御され、出力電圧波形の歪み率を小さな値
に抑制する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、出力側にリアクトル
とコンデンサとで構成したフィルタを備えて、瞬時電圧
制御により直流を交流に変換する電圧形インバータの制
御回路に関する。
とコンデンサとで構成したフィルタを備えて、瞬時電圧
制御により直流を交流に変換する電圧形インバータの制
御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１０は出力側にリアクトルとコンデン
サとで構成したフィルタを備えて瞬時電圧制御を行って
いる電圧形インバータの制御回路の従来例を示した回路
図であるが、この図１０に示している従来例回路の動作
は以下の通りである。即ち直流電源２からの直流電力は
インバータ３で交流電力に変換され、この交流電力はイ
ンバータ３の出力側に設けたＬＣフィルタ４（フィルタ
リアクトル５とフィルタコンデンサ６とで構成）を介し
て負荷７へ供給される。ここでＬＣフィルタ４の出力電
圧ｖO を出力電圧検出器１１で検出し、整流器１２を介
して平均値電圧ｖM に変換する。電圧設定器１３が設定
している平均値電圧指令値ｖMSとこの平均値電圧ｖM と
の偏差を平均値電圧調節器１４へ入力することで、この
平均値電圧調節器１４はその入力偏差を零に制御する信
号を出力する。一方、電圧信号をこれに対応した周波数
信号に変換するＶ／Ｆ変換器１５とメモリー１６とによ
り所望周波数の正弦波信号が得られる。乗算器１７はこ
の正弦波信号と、前述した平均値電圧調節器１４の出力
信号との積を演算して、正弦波形で振幅と周波数とが所
望値の出力電圧指令値ｖOSを出力する。
サとで構成したフィルタを備えて瞬時電圧制御を行って
いる電圧形インバータの制御回路の従来例を示した回路
図であるが、この図１０に示している従来例回路の動作
は以下の通りである。即ち直流電源２からの直流電力は
インバータ３で交流電力に変換され、この交流電力はイ
ンバータ３の出力側に設けたＬＣフィルタ４（フィルタ
リアクトル５とフィルタコンデンサ６とで構成）を介し
て負荷７へ供給される。ここでＬＣフィルタ４の出力電
圧ｖO を出力電圧検出器１１で検出し、整流器１２を介
して平均値電圧ｖM に変換する。電圧設定器１３が設定
している平均値電圧指令値ｖMSとこの平均値電圧ｖM と
の偏差を平均値電圧調節器１４へ入力することで、この
平均値電圧調節器１４はその入力偏差を零に制御する信
号を出力する。一方、電圧信号をこれに対応した周波数
信号に変換するＶ／Ｆ変換器１５とメモリー１６とによ
り所望周波数の正弦波信号が得られる。乗算器１７はこ
の正弦波信号と、前述した平均値電圧調節器１４の出力
信号との積を演算して、正弦波形で振幅と周波数とが所
望値の出力電圧指令値ｖOSを出力する。
【０００３】電圧調節器１８はこの出力電圧指令値ｖOS
と出力電圧検出器１１が検出する出力電圧ｖO との偏差
を入力し、瞬時値制御によりこの入力偏差を零にする制
御信号を出力する。インバータ３はこの電圧調節器１８
の出力信号で制御されて所定の電圧と周波数の交流を負
荷７へ供給する。
と出力電圧検出器１１が検出する出力電圧ｖO との偏差
を入力し、瞬時値制御によりこの入力偏差を零にする制
御信号を出力する。インバータ３はこの電圧調節器１８
の出力信号で制御されて所定の電圧と周波数の交流を負
荷７へ供給する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら図１０に
示しているインバータ３を制御する従来例回路では、負
荷７が起動する際の突入電流が過大になった場合の保護
や、負荷短絡事故時の短絡電流に対する保護などの保護
機能を付加するのが簡単には出来ない不都合がある。更
に、整流器のように非線形特性を有する負荷を接続した
場合には、ＬＣフィルタ４を介して出力される電圧波形
の歪み率が大きくなってしまう不都合も発生する。
示しているインバータ３を制御する従来例回路では、負
荷７が起動する際の突入電流が過大になった場合の保護
や、負荷短絡事故時の短絡電流に対する保護などの保護
機能を付加するのが簡単には出来ない不都合がある。更
に、整流器のように非線形特性を有する負荷を接続した
場合には、ＬＣフィルタ４を介して出力される電圧波形
の歪み率が大きくなってしまう不都合も発生する。
【０００５】そこでこの発明の目的は、正弦波形の交流
を出力する瞬時値制御の電圧形インバータが、負荷側の
過電流に対処出来る保護機能を備え、又負荷が非線形特
性の場合でも波形の歪み率を小さい値に抑制出来るよう
にすることにある。
を出力する瞬時値制御の電圧形インバータが、負荷側の
過電流に対処出来る保護機能を備え、又負荷が非線形特
性の場合でも波形の歪み率を小さい値に抑制出来るよう
にすることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの発明の電圧形インバータの制御回路は、直流を
交流に変換するインバータの交流出力側にリアクトルと
コンデンサとでなるフィルタを設け、このフィルタ出力
側で検出する出力電圧検出値と別途に設定する出力電圧
指令値との偏差を入力して、この入力偏差を零にする制
御信号を出力する電圧調節手段を備え、この電圧調節手
段の出力信号で前記インバータを制御する電圧形インバ
ータの制御回路において、前記電圧調節手段が出力する
制御信号と前記インバータ出力側で検出するインバータ
電流検出値との偏差を入力して、この入力偏差を零にす
る制御信号を出力する電流調節手段を備え、この電流調
節手段の出力信号で前記インバータを制御するが、この
とき前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記イン
バータ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞ
れｄ軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換
し、各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差
を零にする制御信号とを別個に出力する電圧調節手段
と、前記電圧調節手段が出力する各軸毎の制御信号と前
記インバータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流
検出値との偏差を零にする制御信号を別個に出力する電
流調節手段と、これら電流調節手段のｄ軸出力信号とｑ
軸出力信号を入力して前記インバータを制御する制御率
と位相角とに変換する制御信号変換手段とを備えるが、
これら電圧調節手段と電流調節手段の出力側には非干渉
回路網を別個に設ける。或いは前記電圧調節手段は、前
記出力電圧検出値と別途に設定する出力電圧指令値との
偏差値に比例する量を演算する第１ゲインと、前記フィ
ルタ出力側で検出する出力電圧検出値の微分値を演算す
る電圧微分値演算手段と、この電圧微分値に比例する量
を演算する第２ゲインと、これら第１ゲインの出力と第
２ゲインの出力とを加算する加算手段と、この加算演算
結果を比例積分する比例積分演算手段とで構成するもの
とする。
めにこの発明の電圧形インバータの制御回路は、直流を
交流に変換するインバータの交流出力側にリアクトルと
コンデンサとでなるフィルタを設け、このフィルタ出力
側で検出する出力電圧検出値と別途に設定する出力電圧
指令値との偏差を入力して、この入力偏差を零にする制
御信号を出力する電圧調節手段を備え、この電圧調節手
段の出力信号で前記インバータを制御する電圧形インバ
ータの制御回路において、前記電圧調節手段が出力する
制御信号と前記インバータ出力側で検出するインバータ
電流検出値との偏差を入力して、この入力偏差を零にす
る制御信号を出力する電流調節手段を備え、この電流調
節手段の出力信号で前記インバータを制御するが、この
とき前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記イン
バータ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞ
れｄ軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換
し、各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差
を零にする制御信号とを別個に出力する電圧調節手段
と、前記電圧調節手段が出力する各軸毎の制御信号と前
記インバータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流
検出値との偏差を零にする制御信号を別個に出力する電
流調節手段と、これら電流調節手段のｄ軸出力信号とｑ
軸出力信号を入力して前記インバータを制御する制御率
と位相角とに変換する制御信号変換手段とを備えるが、
これら電圧調節手段と電流調節手段の出力側には非干渉
回路網を別個に設ける。或いは前記電圧調節手段は、前
記出力電圧検出値と別途に設定する出力電圧指令値との
偏差値に比例する量を演算する第１ゲインと、前記フィ
ルタ出力側で検出する出力電圧検出値の微分値を演算す
る電圧微分値演算手段と、この電圧微分値に比例する量
を演算する第２ゲインと、これら第１ゲインの出力と第
２ゲインの出力とを加算する加算手段と、この加算演算
結果を比例積分する比例積分演算手段とで構成するもの
とする。
【０００７】
【作用】インバータを制御するべく電流調節器を設ける
が、この電流調節器への電流指令値は電圧調節器が出力
するので、この電流指令値を制限することによりインバ
ータ出力電流が過大になるのを抑制するし、このときの
電流信号と電圧信号とをそれぞれ回転座標系であるｄ軸
成分とｑ軸成分とに分解し、電流調節回路に非干渉回路
を設置することにより、これらｄ軸成分とｑ軸成分を独
立したスカラ量により制御することで試験調整を容易な
らしめている。更に電流調節器への電流指令値は電流制
御ループの外側に設けた電圧制御ループの電圧調節器が
与えるので、試験調整を容易にするべくこの電圧調節回
路にも非干渉回路を設置する。又電圧調整手段は可変構
造形にして所謂滑り状態制御を行わせることで目標値へ
の追従を高速で行わせる。
が、この電流調節器への電流指令値は電圧調節器が出力
するので、この電流指令値を制限することによりインバ
ータ出力電流が過大になるのを抑制するし、このときの
電流信号と電圧信号とをそれぞれ回転座標系であるｄ軸
成分とｑ軸成分とに分解し、電流調節回路に非干渉回路
を設置することにより、これらｄ軸成分とｑ軸成分を独
立したスカラ量により制御することで試験調整を容易な
らしめている。更に電流調節器への電流指令値は電流制
御ループの外側に設けた電圧制御ループの電圧調節器が
与えるので、試験調整を容易にするべくこの電圧調節回
路にも非干渉回路を設置する。又電圧調整手段は可変構
造形にして所謂滑り状態制御を行わせることで目標値へ
の追従を高速で行わせる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の第１実施例を表した回路図で
あるが、この第１実施例回路に図示の直流電源２、イン
バータ３、ＬＣフィルタ４、負荷７、出力電圧検出器１
１、整流器１２、電圧設定器１３、平均値電圧調節器１
４、Ｖ／Ｆ変換器１５、メモリー１６、乗算器１７、及
び電圧調節器１８の名称・用途・機能は図１０で既述の
従来例回路の場合と同じであるから、これらの説明は省
略する。
あるが、この第１実施例回路に図示の直流電源２、イン
バータ３、ＬＣフィルタ４、負荷７、出力電圧検出器１
１、整流器１２、電圧設定器１３、平均値電圧調節器１
４、Ｖ／Ｆ変換器１５、メモリー１６、乗算器１７、及
び電圧調節器１８の名称・用途・機能は図１０で既述の
従来例回路の場合と同じであるから、これらの説明は省
略する。
【０００９】この第１実施例回路では、電圧調節器１８
を構成要素にしている電圧制御ループの内側に電流調節
ループを設けている。即ちインバータ３の出力側にイン
バータ電流検出器２１を設け、このインバータ電流検出
器２１が検出するインバータ電流ｉI と、前述した電圧
調節器１８が出力するインバータ電流指令値ｉISとの偏
差をインバータ電流検出器２１へ入力させることで、こ
のインバータ電流検出器２１はその入力偏差を零に制御
する信号を出力する。インバータ３はこのインバータ電
流検出器２１の出力信号で制御される。従って前述した
インバータ電流指令値ｉISを制限することでインバータ
３の過電流保護を容易に行うことが出来る。
を構成要素にしている電圧制御ループの内側に電流調節
ループを設けている。即ちインバータ３の出力側にイン
バータ電流検出器２１を設け、このインバータ電流検出
器２１が検出するインバータ電流ｉI と、前述した電圧
調節器１８が出力するインバータ電流指令値ｉISとの偏
差をインバータ電流検出器２１へ入力させることで、こ
のインバータ電流検出器２１はその入力偏差を零に制御
する信号を出力する。インバータ３はこのインバータ電
流検出器２１の出力信号で制御される。従って前述した
インバータ電流指令値ｉISを制限することでインバータ
３の過電流保護を容易に行うことが出来る。
【００１０】図２は本発明の第２実施例を表した回路図
であるが、この第２実施例回路に図示の直流電源２、イ
ンバータ３、ＬＣフィルタ４、負荷７、出力電圧検出器
１１、整流器１２、電圧設定器１３、平均値電圧調節器
１４、Ｖ／Ｆ変換器１５、メモリー１６、及び乗算器１
７の名称・用途・機能は図１０で既述の従来例回路の場
合と同じであり、インバータ電流検出器２１と電流調節
器２２の名称・用途・機能は図１で前述した第１実施例
回路の場合と同じであるから、これらの説明は省略す
る。
であるが、この第２実施例回路に図示の直流電源２、イ
ンバータ３、ＬＣフィルタ４、負荷７、出力電圧検出器
１１、整流器１２、電圧設定器１３、平均値電圧調節器
１４、Ｖ／Ｆ変換器１５、メモリー１６、及び乗算器１
７の名称・用途・機能は図１０で既述の従来例回路の場
合と同じであり、インバータ電流検出器２１と電流調節
器２２の名称・用途・機能は図１で前述した第１実施例
回路の場合と同じであるから、これらの説明は省略す
る。
【００１１】この第２実施例回路ではＬＣフィルタ４の
出力側に出力電流ｉO を検出するための出力電流検出器
２３を設け、且つ電圧調節器１８の代わりに可変構造形
の電圧調節器３０を備える。この電圧調節器３０は出力
電圧ｖO とこの出力電圧ｖOの微分値に比例する量との
和による切り換え直線上に制御応答を拘束する、所謂滑
り状態制御とすることで、非線形負荷のような負荷パラ
メータ変化を抑制するので、負荷電圧の波形歪みの改善
に大きな効果が得られるが、この可変構造形の電圧調節
器３０の詳細については後述する。
出力側に出力電流ｉO を検出するための出力電流検出器
２３を設け、且つ電圧調節器１８の代わりに可変構造形
の電圧調節器３０を備える。この電圧調節器３０は出力
電圧ｖO とこの出力電圧ｖOの微分値に比例する量との
和による切り換え直線上に制御応答を拘束する、所謂滑
り状態制御とすることで、非線形負荷のような負荷パラ
メータ変化を抑制するので、負荷電圧の波形歪みの改善
に大きな効果が得られるが、この可変構造形の電圧調節
器３０の詳細については後述する。
【００１２】図３は図２の第２実施例回路に図示のＬＣ
フィルタの各部の電圧・電流を記載した回路図であっ
て、フィルタリアクトル５，フィルタコンデンサ６，及
び負荷７をＵ，Ｖ，Ｗなる３相回路で表している。フィ
ルタリアクトル５のインダクタンスをＬ、フィルタコン
デンサ６のキャパシタンスをＣとすると下記に示す数１
と数２が成立する。
フィルタの各部の電圧・電流を記載した回路図であっ
て、フィルタリアクトル５，フィルタコンデンサ６，及
び負荷７をＵ，Ｖ，Ｗなる３相回路で表している。フィ
ルタリアクトル５のインダクタンスをＬ、フィルタコン
デンサ６のキャパシタンスをＣとすると下記に示す数１
と数２が成立する。
【００１３】
【数１】
【００１４】
【数２】
【００１５】但し、数１と数２に記載のインダクタンス
ＬとキャパシタンスＣは数３で、インバータ電圧（相電
圧）ｖI と出力電圧（相電圧）ｖO 及びインバータ中性
点電圧に対する電位ｖN は数４で、更にインバータ電流
ｉI と出力電流ｉO 及びコンデンサ電流ｉC は数５でそ
れぞれ表される。
ＬとキャパシタンスＣは数３で、インバータ電圧（相電
圧）ｖI と出力電圧（相電圧）ｖO 及びインバータ中性
点電圧に対する電位ｖN は数４で、更にインバータ電流
ｉI と出力電流ｉO 及びコンデンサ電流ｉC は数５でそ
れぞれ表される。
【００１６】
【数３】
【００１７】
【数４】
【００１８】
【数５】
【００１９】尚、ｖIU＝ｖUN＋ｖN , ｖIV＝ｖVN＋ｖ
N , ｖIW＝ｖWN＋ｖN である。且つ３相が平衡している
ならば、ｖUN＋ｖVN＋ｖWN＝０であることから、数２に
示しているインバータ中性点電圧に対する電位ｖN は下
記に示す如くになる。 ｖN ＝（ｖIU＋ｖIV＋ｖWN）／３ 従って前述の数２は下記の数６となる。但し数６に記載
のＧは数７に示す如くになる。
N , ｖIW＝ｖWN＋ｖN である。且つ３相が平衡している
ならば、ｖUN＋ｖVN＋ｖWN＝０であることから、数２に
示しているインバータ中性点電圧に対する電位ｖN は下
記に示す如くになる。 ｖN ＝（ｖIU＋ｖIV＋ｖWN）／３ 従って前述の数２は下記の数６となる。但し数６に記載
のＧは数７に示す如くになる。
【００２０】
【数６】
【００２１】
【数７】
【００２２】３相／２相変換行列Ｃ0 は下記の数８に示
される。この変換行列Ｃ0 を用いることで電圧Ｖ、電流
Ｉは下記の数９と数１０に示すようにｄ−ｑ軸座標系に
変換される。
される。この変換行列Ｃ0 を用いることで電圧Ｖ、電流
Ｉは下記の数９と数１０に示すようにｄ−ｑ軸座標系に
変換される。
【００２３】
【数８】
【００２４】
【数９】
【００２５】
【数１０】
【００２６】ここで数９と数１０とにより、前述した数
６は下記の数１１となる。従って数１２が得られる。
６は下記の数１１となる。従って数１２が得られる。
【００２７】
【数１１】
【００２８】
【数１２】
【００２９】但し下記の数１３と数１４とから数１５が
成立する。その結果、前述の数１２は下記の数１６とな
る。
成立する。その結果、前述の数１２は下記の数１６とな
る。
【００３０】
【数１３】
【００３１】
【数１４】
【００３２】
【数１５】
【００３３】
【数１６】
【００３４】これと同様に前述の数１は数１７となるの
で、その結果数１８が得られる。
で、その結果数１８が得られる。
【００３５】
【数１７】
【００３６】
【数１８】
【００３７】但し下記の数１９であることから、数１７
は数２０となる。
は数２０となる。
【００３８】
【数１９】
【００３９】
【数２０】
【００４０】これら数１６，数２０から下記の数２１，
数２２が得られる。
数２２が得られる。
【００４１】
【数２１】
【００４２】
【数２２】
【００４３】出力電圧の２軸変換は下記の数２３，数２
４である。
４である。
【００４４】
【数２３】
【００４５】
【数２４】
【００４６】尚、ＶC ＝ＶO であることから下記の数２
５が得られる。従ってＩC は数２６に示す如くになる。
５が得られる。従ってＩC は数２６に示す如くになる。
【００４７】
【数２５】
【００４８】
【数２６】
【００４９】それ故ｄ−ｑ座標系における電圧設定値ｖ
S は下記に示す如くになる。 ｖS ＝〔ｖSd，ｖSq〕＝〔√３／２・Ｅ，０〕 前述の数２１から下記の数２７、従って数２８が得られ
る。
S は下記に示す如くになる。 ｖS ＝〔ｖSd，ｖSq〕＝〔√３／２・Ｅ，０〕 前述の数２１から下記の数２７、従って数２８が得られ
る。
【００５０】
【数２７】
【００５１】
【数２８】
【００５２】図１１はＬＣフィルタの２軸変換の従来例
を説明する説明図であって、前述の数２７または数２８
がこの説明図で表現される。これら数２７，数２８は干
渉系であって、ｖC ＝〔ｖCd，ｖCq〕T は外乱となる。
ここで２軸成分を非干渉となるようにするためには、数
２９に示すＦなる伝達特性を有する回路網を図１１に挿
入すればよく、その結果、数３０が得られる。
を説明する説明図であって、前述の数２７または数２８
がこの説明図で表現される。これら数２７，数２８は干
渉系であって、ｖC ＝〔ｖCd，ｖCq〕T は外乱となる。
ここで２軸成分を非干渉となるようにするためには、数
２９に示すＦなる伝達特性を有する回路網を図１１に挿
入すればよく、その結果、数３０が得られる。
【００５３】
【数２９】
【００５４】
【数３０】
【００５５】この結果、２軸成分は独立となる。これは
電流制御ループを構成している電流調節器２２の出力信
号ｕ＝〔ｕd ，ｕq 〕T に対して数３１に示す演算を施
すことを意味しており、この数３１は数３２に変形する
ことが出来る。
電流制御ループを構成している電流調節器２２の出力信
号ｕ＝〔ｕd ，ｕq 〕T に対して数３１に示す演算を施
すことを意味しており、この数３１は数３２に変形する
ことが出来る。
【００５６】
【数３１】
【００５７】
【数３２】
【００５８】図４は本発明の第３実施例を表したＬＣフ
ィルタの２軸変換の説明図である。ここで、ｄ（ｕd ）
／ｄｔ＝ｕdA、ｄ（ｕq ）／ｄｔ＝ｕqAとすると、この
図４に示すように電流調節器２２の出力にＦ1 なる伝達
特性（数３２参照）を有する第２非干渉回路網５０を設
置すれば、電流調節器２２の出力はｕdA，ｕqAとなる。
但し図４においてｆ＝１，ｇ＝ωである。電流調節器２
２は比例積分形であり、２軸変換された電流Ｉd ，Ｉq
が電流指令値ＩSd，ＩSqに一致するように制御される。
図４に示す第２非干渉回路網５０を介して、ｄ−ｑ軸で
の出力電圧指令値ｖSd，ｖSqを電流調節器２２の出力ｕ
dA，ｕqAから求めることが出来る。
ィルタの２軸変換の説明図である。ここで、ｄ（ｕd ）
／ｄｔ＝ｕdA、ｄ（ｕq ）／ｄｔ＝ｕqAとすると、この
図４に示すように電流調節器２２の出力にＦ1 なる伝達
特性（数３２参照）を有する第２非干渉回路網５０を設
置すれば、電流調節器２２の出力はｕdA，ｕqAとなる。
但し図４においてｆ＝１，ｇ＝ωである。電流調節器２
２は比例積分形であり、２軸変換された電流Ｉd ，Ｉq
が電流指令値ＩSd，ＩSqに一致するように制御される。
図４に示す第２非干渉回路網５０を介して、ｄ−ｑ軸で
の出力電圧指令値ｖSd，ｖSqを電流調節器２２の出力ｕ
dA，ｕqAから求めることが出来る。
【００５９】図６はインバータのパルス幅変調制御用信
号の変換を説明する説明図であって、上述により求めた
ｄ−ｑ軸での出力電圧指令値ｖSd，ｖSqから、インバー
タをパルス幅変調制御するための制御率λと位相角θを
求める演算が、制御信号変換回路７０で行われる。即ち
出力電圧の２軸成分を独立に制御することでインバータ
のパルス幅変調制御信号を得ている。
号の変換を説明する説明図であって、上述により求めた
ｄ−ｑ軸での出力電圧指令値ｖSd，ｖSqから、インバー
タをパルス幅変調制御するための制御率λと位相角θを
求める演算が、制御信号変換回路７０で行われる。即ち
出力電圧の２軸成分を独立に制御することでインバータ
のパルス幅変調制御信号を得ている。
【００６０】次にｄ−ｑ軸での出力電流指令値ｉSd，ｉ
Sqは下記により作成される。即ち前述の数２０から下記
の数３３、従って数３４が得られる。
Sqは下記により作成される。即ち前述の数２０から下記
の数３３、従って数３４が得られる。
【００６１】
【数３３】
【００６２】
【数３４】
【００６３】図１２はＬＣフィルタの２軸変換の従来例
を説明する説明図であって、前述の数３３または数３４
がこの説明図で表現される。これら数３３，数３４は干
渉系であって、出力電流ｉo ＝〔ｉod，ｉoq〕T は外乱
となる。ここで２軸成分を非干渉となるようにするため
には、前述の電流調節系と同様に数３５に示すＦなる伝
達特性を有する回路網を図１２に挿入すればよく、その
結果、数３６が得られる。
を説明する説明図であって、前述の数３３または数３４
がこの説明図で表現される。これら数３３，数３４は干
渉系であって、出力電流ｉo ＝〔ｉod，ｉoq〕T は外乱
となる。ここで２軸成分を非干渉となるようにするため
には、前述の電流調節系と同様に数３５に示すＦなる伝
達特性を有する回路網を図１２に挿入すればよく、その
結果、数３６が得られる。
【００６４】
【数３５】
【００６５】
【数３６】
【００６６】この結果、２軸成分は独立となる。これは
電圧制御ループを構成している電圧調節器３０の出力信
号ｗ＝〔ｗd ，ｗq 〕T に対して数３７に示す演算を施
すことを意味しており、この数３７は数３８に変形する
ことが出来る。
電圧制御ループを構成している電圧調節器３０の出力信
号ｗ＝〔ｗd ，ｗq 〕T に対して数３７に示す演算を施
すことを意味しており、この数３７は数３８に変形する
ことが出来る。
【００６７】
【数３７】
【００６８】
【数３８】
【００６９】図５は図４と同様に本発明の第３実施例を
表したＬＣフィルタの２軸変換の説明図である。ここ
で、ｗd の微分値をｗdAとし、ｗq の微分値をｗqAとす
ると、この図５に示すように電圧調節器３０の出力にＦ
2 なる伝達特性（数３８参照）を有する第１非干渉回路
網４０を設置すれば、電圧調節器３０の出力はそれぞれ
ｗdA，ｗqAとなる。但し図５においてｍ＝１，ｎ＝ωで
ある。
表したＬＣフィルタの２軸変換の説明図である。ここ
で、ｗd の微分値をｗdAとし、ｗq の微分値をｗqAとす
ると、この図５に示すように電圧調節器３０の出力にＦ
2 なる伝達特性（数３８参照）を有する第１非干渉回路
網４０を設置すれば、電圧調節器３０の出力はそれぞれ
ｗdA，ｗqAとなる。但し図５においてｍ＝１，ｎ＝ωで
ある。
【００７０】図７は本発明の第４実施例を表した回路図
であって電圧調節器３０の構成を示している。ｄ−ｑ各
軸の電圧設定値ｖOSと各軸の成分電圧実際値ｖO との偏
差を増幅する第１ゲイン３１（ゲインＣV ）を設け、前
記偏差とゲインとの演算結果であるＣV （ｖS −ｖ）を
得る。一方ではコンデンサ電流ｉC を第２ゲイン３２
（ゲインＫC ）を介することでＫC ｉC が得られるの
で、これら両者の和をＳLとすると、このＳL は数３９
で表される。
であって電圧調節器３０の構成を示している。ｄ−ｑ各
軸の電圧設定値ｖOSと各軸の成分電圧実際値ｖO との偏
差を増幅する第１ゲイン３１（ゲインＣV ）を設け、前
記偏差とゲインとの演算結果であるＣV （ｖS −ｖ）を
得る。一方ではコンデンサ電流ｉC を第２ゲイン３２
（ゲインＫC ）を介することでＫC ｉC が得られるの
で、これら両者の和をＳLとすると、このＳL は数３９
で表される。
【００７１】
【数３９】
【００７２】このＳL を比例積分演算器３３で比例積分
演算することで、数４０で表されるインバータ電流指令
値ｉISが得られる。
演算することで、数４０で表されるインバータ電流指令
値ｉISが得られる。
【００７３】
【数４０】
【００７４】この数４０で演算したインバータ電流指令
値ｉISを各軸の電流指令値とする。更にコンデンサ電流
ｉC は、ｉCd＝ｉId−ｉOd，ｉCq＝ｉIq−ｉOqから求め
られる。ここでコンデンサ電流ｉC は数４１に示す如く
になる。
値ｉISを各軸の電流指令値とする。更にコンデンサ電流
ｉC は、ｉCd＝ｉId−ｉOd，ｉCq＝ｉIq−ｉOqから求め
られる。ここでコンデンサ電流ｉC は数４１に示す如く
になる。
【００７５】
【数４１】
【００７６】従って、ｖS −ｖO ＝Δｖとするならば、
数３９に示した値ＳL は、以下に記載の数４２で表すこ
とが出来る。
数３９に示した値ＳL は、以下に記載の数４２で表すこ
とが出来る。
【００７７】
【数４２】
【００７８】即ち数４０に示すようにＳL は比例積分制
御され、常にＳL →０となる。即ちＳL ＝０に拘束制御
されることになる。３相／２相変換は下記の数４３に示
す変換行列Ｃ1 により、α−β座標系に変換されるが、
α−β座標系における電圧ｖ(a-b) ，電流ｉ(a-b) は数
４４に示す如くになる。
御され、常にＳL →０となる。即ちＳL ＝０に拘束制御
されることになる。３相／２相変換は下記の数４３に示
す変換行列Ｃ1 により、α−β座標系に変換されるが、
α−β座標系における電圧ｖ(a-b) ，電流ｉ(a-b) は数
４４に示す如くになる。
【００７９】
【数４３】
【００８０】
【数４４】
【００８１】α−β座標系に変換されたこれら
ｖ(a-b) ，ｉ(a-b) は角周波数ωで回転するベクトルと
なるので、これを数４５に記載の変換行列Ｃ2 を使って
ｄ−ｑ軸回転座標系に変換することにより、電圧ｖ
(d-q) ，電流ｉ(d-q) は数４６に示す如くになる。
ｖ(a-b) ，ｉ(a-b) は角周波数ωで回転するベクトルと
なるので、これを数４５に記載の変換行列Ｃ2 を使って
ｄ−ｑ軸回転座標系に変換することにより、電圧ｖ
(d-q) ，電流ｉ(d-q) は数４６に示す如くになる。
【００８２】
【数４５】
【００８３】
【数４６】
【００８４】このとき、Ｃ0 ＝Ｃ1 Ｃ2 となるから、こ
の変換行列Ｃ0 は前述した数８で示されるものとなる。
前述の変換の結果、３相設定電圧ｖS はα−β座標系で
は数４７、数４８で表される。
の変換行列Ｃ0 は前述した数８で示されるものとなる。
前述の変換の結果、３相設定電圧ｖS はα−β座標系で
は数４７、数４８で表される。
【００８５】
【数４７】
【００８６】
【数４８】
【００８７】又、ｄ−ｑ座標系では下記の数４９とな
る。
る。
【００８８】
【数４９】
【００８９】図８は３相から２相への変換を実行するブ
ロック図であって、前述した数４３、数４５の演算を表
現している。この図８に図示の３相／２相変換回路は６
１，６２，６３なる３個の増幅器と、６４，６５，６
６，６７成る４個の乗算器とで構成していて、これらに
より３相電圧・電流をｄ−ｑ軸へ変換するのであるが、
数４５に記載の cosωt, sinωt は外部信号であって、
２相正弦波発振器６０がその周波数を制御している。外
部信号が固定の場合は内部同期となるので、２相正弦波
発振器６０を例えばフェイズロックドループ回路を使っ
て商用電源の周波数に追従させるようにすれば、商用同
期となる。
ロック図であって、前述した数４３、数４５の演算を表
現している。この図８に図示の３相／２相変換回路は６
１，６２，６３なる３個の増幅器と、６４，６５，６
６，６７成る４個の乗算器とで構成していて、これらに
より３相電圧・電流をｄ−ｑ軸へ変換するのであるが、
数４５に記載の cosωt, sinωt は外部信号であって、
２相正弦波発振器６０がその周波数を制御している。外
部信号が固定の場合は内部同期となるので、２相正弦波
発振器６０を例えばフェイズロックドループ回路を使っ
て商用電源の周波数に追従させるようにすれば、商用同
期となる。
【００９０】ここで３相電圧ＥR ，ＥS ，ＥT と２相正
弦波発振器６０の出力との間にθなる位相差があるなら
ば、商用電源周波数で回転する座標軸、即ちｄ−ｑ軸で
のこれら３相電圧ＥR ，ＥS ，ＥT の成分であるＥd ，
Ｅq の値は、 Ｅd ＝Ｅ1 ・Ｅ2 cosωｔ Ｅq ＝Ｅ1 ・Ｅ2 sinωｔ となり、ｄ−ｑ座標軸での信号となる。
弦波発振器６０の出力との間にθなる位相差があるなら
ば、商用電源周波数で回転する座標軸、即ちｄ−ｑ軸で
のこれら３相電圧ＥR ，ＥS ，ＥT の成分であるＥd ，
Ｅq の値は、 Ｅd ＝Ｅ1 ・Ｅ2 cosωｔ Ｅq ＝Ｅ1 ・Ｅ2 sinωｔ となり、ｄ−ｑ座標軸での信号となる。
【００９１】
【発明の効果】この発明によれば、電圧形インバータを
制御するにあたって、電圧制御ループの内側に電流制御
ループを設け、電圧制御ループから電流制御ループへ与
える電流指令値を制限する構成にしているので、負荷側
で発生する過電流状態、例えば短絡事故や負荷が起動す
る際の大きな突入電流に対して保護すること、即ち電流
保護が容易になる効果が得られる。
制御するにあたって、電圧制御ループの内側に電流制御
ループを設け、電圧制御ループから電流制御ループへ与
える電流指令値を制限する構成にしているので、負荷側
で発生する過電流状態、例えば短絡事故や負荷が起動す
る際の大きな突入電流に対して保護すること、即ち電流
保護が容易になる効果が得られる。
【００９２】これら電圧・電流信号を所謂回転座標系で
あるｄ−ｑ軸成分に分解し、電圧制御ループを構成して
いる電圧調節器の出力側と電流制御ループを構成してい
る電流調節器の出力側とに、それぞれ非干渉回路網を別
個に設けることにより、ｄ軸成分とｑ軸成分とを独立し
てスカラ量で制御することが出来るので、これら制御ル
ープの試験・調整が容易に行える効果が得られる。
あるｄ−ｑ軸成分に分解し、電圧制御ループを構成して
いる電圧調節器の出力側と電流制御ループを構成してい
る電流調節器の出力側とに、それぞれ非干渉回路網を別
個に設けることにより、ｄ軸成分とｑ軸成分とを独立し
てスカラ量で制御することが出来るので、これら制御ル
ープの試験・調整が容易に行える効果が得られる。
【００９３】更に電圧調整手段は可変構造形にして所謂
滑り状態制御を行わせる。図９は可変構造形電圧調整器
の応答を表したグラフであるが、この図９のグラフに示
すように、滑り制御により動作点がＰ点にあっても、動
作を切り換え直線ＳL ＝０の上に拘束し、更にその原点
へ向かって制御するようにしている。このＳL ＝０の直
線上では前述した数４２に示している微分方程式に従う
ので、負荷のパラメータとは無関係になる。それ故、整
流器などのように非線形特性の負荷が接続されている場
合でも出力電圧は常に目標値に向かって瞬時に制御され
るので、出力電圧波形の歪み率を小さな値に抑制するこ
とが出来るし、ＳL ＝０なる直線上で原点へ向かって制
御すると、電圧偏差Δｖは制御の行き過ぎを生じること
なく原点へ収束する。即ち出力電圧は時間遅れを生じる
ことなく高速で目標値に追従することとなる。
滑り状態制御を行わせる。図９は可変構造形電圧調整器
の応答を表したグラフであるが、この図９のグラフに示
すように、滑り制御により動作点がＰ点にあっても、動
作を切り換え直線ＳL ＝０の上に拘束し、更にその原点
へ向かって制御するようにしている。このＳL ＝０の直
線上では前述した数４２に示している微分方程式に従う
ので、負荷のパラメータとは無関係になる。それ故、整
流器などのように非線形特性の負荷が接続されている場
合でも出力電圧は常に目標値に向かって瞬時に制御され
るので、出力電圧波形の歪み率を小さな値に抑制するこ
とが出来るし、ＳL ＝０なる直線上で原点へ向かって制
御すると、電圧偏差Δｖは制御の行き過ぎを生じること
なく原点へ収束する。即ち出力電圧は時間遅れを生じる
ことなく高速で目標値に追従することとなる。
【図１】本発明の第１実施例を表した回路図
【図２】本発明の第２実施例を表した回路図
【図３】図２の第２実施例回路に図示のＬＣフィルタの
各部の電圧，電流を記載した回路図
各部の電圧，電流を記載した回路図
【図４】本発明の第３実施例を表したＬＣフィルタの２
軸変換の説明図
軸変換の説明図
【図５】本発明の第３実施例を表したＬＣフィルタの２
軸変換の説明図
軸変換の説明図
【図６】インバータのパルス幅変調制御用信号の変換を
説明する説明図
説明する説明図
【図７】本発明の第４実施例を表した回路図
【図８】３相から２相への変換を実行するブロック図
【図９】可変構造形電圧調整器の応答を表したグラフ
【図１０】出力側にリアクトルとコンデンサとで構成し
たフィルタを備えて瞬時電圧制御を行っている電圧形イ
ンバータの制御回路の従来例を示した回路図
たフィルタを備えて瞬時電圧制御を行っている電圧形イ
ンバータの制御回路の従来例を示した回路図
【図１１】ＬＣフィルタの２軸変換の従来例を説明する
説明図
説明図
【図１２】ＬＣフィルタの２軸変換の従来例を説明する
説明図
説明図
２ 直流電源 ３ インバータ ４ ＬＣフィルタ ５ フィルタリアクトル ６ フィルタコンデンサ ７ 負荷 １１ 出力電圧検出器 １２ 整流器 １３ 電圧設定器 １４ 平均値電圧調節器 １５ Ｖ／Ｆ変換器 １６ メモリー １７ 乗算器 １８ 電圧調節器 ２１ インバータ電流検出器 ２２ 電流調節器 ２３ 出力電流検出器 ３０ 電圧調節器 ３１ 第１ゲイン ３２ 第２ゲイン ３３ 比例積分演算器 ４０ 第１非干渉回路網 ５０ 第２非干渉回路網 ６０ ２相発振器 ７０ 制御信号変換回路 ｉC コンデンサ電流 ｉI インバータ電流 ｉIS インバータ電流指令値 ｉO 出力電流 ｖC コンデンサ電圧 ｖI インバータ電圧 ｖM 平均値電圧 ｖMS 平均値電圧指令値 ｖO 出力電圧 ｖOS 出力電圧指令値
Claims (5)
- 【請求項１】直流を交流に変換するインバータの交流出
力側にリアクトルとコンデンサとでなるフィルタを設
け、このフィルタ出力側で検出する出力電圧検出値と別
途に設定する出力電圧指令値との偏差を入力して、この
入力偏差を零にする制御信号を出力する電圧調節手段を
備え、この電圧調節手段の出力信号で前記インバータを
制御する電圧形インバータの制御回路において、 前記電圧調節手段が出力する制御信号と前記インバータ
出力側で検出するインバータ電流検出値との偏差を入力
して、この入力偏差を零にする制御信号を出力する電流
調節手段を備え、この電流調節手段の出力信号で前記イ
ンバータを制御することを特徴とする電圧形インバータ
の制御回路。 - 【請求項２】直流を交流に変換するインバータの交流出
力側にリアクトルとコンデンサとでなるフィルタを設
け、このフィルタ出力側で検出する出力電圧検出値と別
途に設定する出力電圧指令値との偏差を入力して、この
入力偏差を零にする制御信号を出力する電圧調節手段を
備え、この電圧調節手段の出力信号で前記インバータを
制御する電圧形インバータの制御回路において、 前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記インバー
タ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞれｄ
軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換し、
各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差を零
にする制御信号を別個に出力する電圧調節手段と、前記
電圧調節手段が出力する各軸毎の制御信号と前記インバ
ータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流検出値と
の偏差を零にする制御信号を別個に出力する電流調節手
段と、これら電流調節手段のｄ軸出力信号とｑ軸出力信
号を入力して、前記インバータを制御する制御率と位相
角とに変換する制御信号変換手段とを備えていることを
特徴とする電圧形インバータの制御回路。 - 【請求項３】直流を交流に変換するインバータの交流出
力側にリアクトルとコンデンサとでなるフィルタを設
け、このフィルタ出力側で検出する出力電圧検出値と別
途に設定する出力電圧指令値との偏差を入力して、この
入力偏差を零にする制御信号を出力する電圧調節手段を
備え、この電圧調節手段の出力信号で前記インバータを
制御する電圧形インバータの制御回路において、 前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記インバー
タ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞれｄ
軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換し、
各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差を零
にする制御信号を別個に出力する電圧調節手段と、これ
ら電圧調節手段の出力側に設けた第１非干渉回路網と、
この第１非干渉回路網が出力する各軸毎の制御信号と前
記インバータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流
検出値との偏差を零にする制御信号を別個に出力する電
流調節手段と、これら電流調節手段の出力側に設けた第
２非干渉回路網と、この第２非干渉回路網のｄ軸出力信
号とｑ軸出力信号を入力して前記インバータを制御する
制御率と位相角とに変換するの制御信号変換手段とを備
えていることを特徴とする電圧形インバータの制御回
路。 - 【請求項４】請求項１又は請求項２又は請求項３の何れ
かに記載の電圧形インバータの制御回路において、前記
電圧調節手段は、前記出力電圧検出値と別途に設定する
出力電圧指令値との偏差値に比例する量を演算する第１
ゲインと、前記フィルタ出力側で検出する出力電圧検出
値の微分値を演算する電圧微分値演算手段と、この電圧
微分値に比例する量を演算する第２ゲインと、これら第
１ゲインの出力と第２ゲインの出力とを加算する加算手
段と、この加算演算結果を比例積分する比例積分演算手
段とで構成していることを特徴とする電圧形インバータ
の制御回路。 - 【請求項５】請求項４に記載の電圧形インバータの制御
回路において、前記フィルタ出力側で検出する出力電圧
検出値の微分値を演算する電圧微分値演算手段は、前記
フィルタへ入力するインバータ出力電流と前記フィルタ
の出力電流との差分から得ることを特徴とする電圧形イ
ンバータの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226307A JPH0678552A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | 電圧形インバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226307A JPH0678552A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | 電圧形インバータの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678552A true JPH0678552A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16843158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4226307A Pending JPH0678552A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | 電圧形インバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0678552A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008067497A (ja) * | 2006-09-07 | 2008-03-21 | Toshiba Corp | 車両用電源装置 |
| JP2009060724A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | インバータ電圧制御回路 |
| WO2018105875A1 (ko) * | 2016-12-09 | 2018-06-14 | 삼성에스디아이주식회사 | 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 무정전 전원 공급 장치 |
-
1992
- 1992-08-26 JP JP4226307A patent/JPH0678552A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008067497A (ja) * | 2006-09-07 | 2008-03-21 | Toshiba Corp | 車両用電源装置 |
| JP2009060724A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | インバータ電圧制御回路 |
| WO2018105875A1 (ko) * | 2016-12-09 | 2018-06-14 | 삼성에스디아이주식회사 | 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 무정전 전원 공급 장치 |
| KR20180066682A (ko) * | 2016-12-09 | 2018-06-19 | 삼성에스디아이 주식회사 | 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 무정전 전원 공급 장치 |
| US10868477B2 (en) | 2016-12-09 | 2020-12-15 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Power conversion apparatus and uninterruptible power supply comprising same |
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