JPH0678552A - Control circuit for voltage inverter - Google Patents
Control circuit for voltage inverterInfo
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- JPH0678552A JPH0678552A JP4226307A JP22630792A JPH0678552A JP H0678552 A JPH0678552 A JP H0678552A JP 4226307 A JP4226307 A JP 4226307A JP 22630792 A JP22630792 A JP 22630792A JP H0678552 A JPH0678552 A JP H0678552A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、出力側にリアクトル
とコンデンサとで構成したフィルタを備えて、瞬時電圧
制御により直流を交流に変換する電圧形インバータの制
御回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control circuit for a voltage source inverter which has a filter composed of a reactor and a capacitor on the output side and which converts direct current into alternating current by instantaneous voltage control.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１０は出力側にリアクトルとコンデン
サとで構成したフィルタを備えて瞬時電圧制御を行って
いる電圧形インバータの制御回路の従来例を示した回路
図であるが、この図１０に示している従来例回路の動作
は以下の通りである。即ち直流電源２からの直流電力は
インバータ３で交流電力に変換され、この交流電力はイ
ンバータ３の出力側に設けたＬＣフィルタ４（フィルタ
リアクトル５とフィルタコンデンサ６とで構成）を介し
て負荷７へ供給される。ここでＬＣフィルタ４の出力電
圧ｖO を出力電圧検出器１１で検出し、整流器１２を介
して平均値電圧ｖM に変換する。電圧設定器１３が設定
している平均値電圧指令値ｖMSとこの平均値電圧ｖM と
の偏差を平均値電圧調節器１４へ入力することで、この
平均値電圧調節器１４はその入力偏差を零に制御する信
号を出力する。一方、電圧信号をこれに対応した周波数
信号に変換するＶ／Ｆ変換器１５とメモリー１６とによ
り所望周波数の正弦波信号が得られる。乗算器１７はこ
の正弦波信号と、前述した平均値電圧調節器１４の出力
信号との積を演算して、正弦波形で振幅と周波数とが所
望値の出力電圧指令値ｖOSを出力する。2. Description of the Related Art FIG. 10 is a circuit diagram showing a conventional example of a control circuit of a voltage source inverter which is provided with a filter composed of a reactor and a capacitor on the output side to perform instantaneous voltage control. The operation of the conventional circuit shown in FIG. That is, the DC power from the DC power supply 2 is converted into AC power by the inverter 3, and this AC power is loaded through the LC filter 4 (composed of the filter reactor 5 and the filter capacitor 6) provided on the output side of the inverter 3 into the load 7 Is supplied to. Here detects the output voltage v O of the LC filter 4 by the output voltage detector 11, via a rectifier 12 for converting the average value voltage v M. By inputting the deviation between the average value voltage command value v MS set by the voltage setter 13 and the average value voltage v M to the average value voltage adjuster 14, the average value voltage adjuster 14 receives the input deviation. Outputs a signal that controls to zero. On the other hand, a sine wave signal having a desired frequency is obtained by the V / F converter 15 and the memory 16 which convert the voltage signal into a frequency signal corresponding to the voltage signal. The multiplier 17 calculates the product of this sine wave signal and the output signal of the average value voltage regulator 14 described above, and outputs the output voltage command value v OS whose amplitude and frequency are desired values with a sine waveform.
【０００３】電圧調節器１８はこの出力電圧指令値ｖOS
と出力電圧検出器１１が検出する出力電圧ｖO との偏差
を入力し、瞬時値制御によりこの入力偏差を零にする制
御信号を出力する。インバータ３はこの電圧調節器１８
の出力信号で制御されて所定の電圧と周波数の交流を負
荷７へ供給する。The voltage regulator 18 uses this output voltage command value v OS.
And an output voltage v O detected by the output voltage detector 11 are input, and a control signal for making the input deviation zero by instantaneous value control is output. The inverter 3 uses this voltage regulator 18
Is supplied to the load 7 under the control of the output signal of AC.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら図１０に
示しているインバータ３を制御する従来例回路では、負
荷７が起動する際の突入電流が過大になった場合の保護
や、負荷短絡事故時の短絡電流に対する保護などの保護
機能を付加するのが簡単には出来ない不都合がある。更
に、整流器のように非線形特性を有する負荷を接続した
場合には、ＬＣフィルタ４を介して出力される電圧波形
の歪み率が大きくなってしまう不都合も発生する。However, in the conventional circuit for controlling the inverter 3 shown in FIG. 10, protection is provided when an inrush current becomes excessive when the load 7 starts up, and when a load short circuit accident occurs. There is the inconvenience that it is not easy to add a protection function such as protection against short-circuit current. Further, when a load having a non-linear characteristic such as a rectifier is connected, there is a disadvantage that the distortion rate of the voltage waveform output via the LC filter 4 becomes large.
【０００５】そこでこの発明の目的は、正弦波形の交流
を出力する瞬時値制御の電圧形インバータが、負荷側の
過電流に対処出来る保護機能を備え、又負荷が非線形特
性の場合でも波形の歪み率を小さい値に抑制出来るよう
にすることにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a voltage-type inverter of instantaneous value control which outputs a sinusoidal waveform AC with a protection function capable of coping with an overcurrent on the load side, and to distort the waveform even when the load has a non-linear characteristic. It is to be able to suppress the rate to a small value.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの発明の電圧形インバータの制御回路は、直流を
交流に変換するインバータの交流出力側にリアクトルと
コンデンサとでなるフィルタを設け、このフィルタ出力
側で検出する出力電圧検出値と別途に設定する出力電圧
指令値との偏差を入力して、この入力偏差を零にする制
御信号を出力する電圧調節手段を備え、この電圧調節手
段の出力信号で前記インバータを制御する電圧形インバ
ータの制御回路において、前記電圧調節手段が出力する
制御信号と前記インバータ出力側で検出するインバータ
電流検出値との偏差を入力して、この入力偏差を零にす
る制御信号を出力する電流調節手段を備え、この電流調
節手段の出力信号で前記インバータを制御するが、この
とき前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記イン
バータ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞ
れｄ軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換
し、各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差
を零にする制御信号とを別個に出力する電圧調節手段
と、前記電圧調節手段が出力する各軸毎の制御信号と前
記インバータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流
検出値との偏差を零にする制御信号を別個に出力する電
流調節手段と、これら電流調節手段のｄ軸出力信号とｑ
軸出力信号を入力して前記インバータを制御する制御率
と位相角とに変換する制御信号変換手段とを備えるが、
これら電圧調節手段と電流調節手段の出力側には非干渉
回路網を別個に設ける。或いは前記電圧調節手段は、前
記出力電圧検出値と別途に設定する出力電圧指令値との
偏差値に比例する量を演算する第１ゲインと、前記フィ
ルタ出力側で検出する出力電圧検出値の微分値を演算す
る電圧微分値演算手段と、この電圧微分値に比例する量
を演算する第２ゲインと、これら第１ゲインの出力と第
２ゲインの出力とを加算する加算手段と、この加算演算
結果を比例積分する比例積分演算手段とで構成するもの
とする。In order to achieve the above object, a control circuit for a voltage source inverter according to the present invention is provided with a filter composed of a reactor and a capacitor on an AC output side of an inverter for converting DC into AC. The voltage adjusting means is provided which inputs a deviation between an output voltage detection value detected on the filter output side and an output voltage command value which is separately set, and outputs a control signal for making the input deviation zero. In the control circuit of the voltage source inverter which controls the inverter by the output signal of, the deviation between the control signal output by the voltage adjusting means and the inverter current detection value detected at the inverter output side is input, and this input deviation is calculated. A current adjusting means for outputting a control signal to make it zero is provided, and the inverter is controlled by the output signal of the current adjusting means. The command value, the output voltage detection value, and the inverter current detection value detected on the inverter output side are converted into two components of the synchronous rotation coordinate system based on the d axis and the q axis, respectively, and the output voltage command value and the output voltage for each axis are converted. Voltage adjusting means for separately outputting a control signal for making the deviation from the detected value zero, control signals for each axis output by the voltage adjusting means, and inverter current detection for each axis detected at the inverter output side Current control means for separately outputting a control signal for making the deviation from the value zero, and the d-axis output signals of these current control means and q
A control signal conversion means for inputting a shaft output signal and converting the control rate and the phase angle for controlling the inverter,
A non-interference network is separately provided on the output side of the voltage adjusting means and the current adjusting means. Alternatively, the voltage adjusting means calculates a quantity proportional to a deviation value between the output voltage detection value and an output voltage command value set separately, and a differential of the output voltage detection value detected on the filter output side. Voltage differential value calculation means for calculating a value, second gain for calculating an amount proportional to the voltage differential value, addition means for adding the output of the first gain and the output of the second gain, and the addition calculation The result is proportionally integrated with a proportional integral calculating means.
【０００７】[0007]
【作用】インバータを制御するべく電流調節器を設ける
が、この電流調節器への電流指令値は電圧調節器が出力
するので、この電流指令値を制限することによりインバ
ータ出力電流が過大になるのを抑制するし、このときの
電流信号と電圧信号とをそれぞれ回転座標系であるｄ軸
成分とｑ軸成分とに分解し、電流調節回路に非干渉回路
を設置することにより、これらｄ軸成分とｑ軸成分を独
立したスカラ量により制御することで試験調整を容易な
らしめている。更に電流調節器への電流指令値は電流制
御ループの外側に設けた電圧制御ループの電圧調節器が
与えるので、試験調整を容易にするべくこの電圧調節回
路にも非干渉回路を設置する。又電圧調整手段は可変構
造形にして所謂滑り状態制御を行わせることで目標値へ
の追従を高速で行わせる。A current controller is provided to control the inverter, but the voltage commander outputs the current command value to this current controller, so limiting the current command value causes the inverter output current to become excessive. By suppressing the current signal and the voltage signal at this time into a d-axis component and a q-axis component, which are rotational coordinate systems, respectively, and installing a non-interference circuit in the current adjusting circuit, these d-axis components The test adjustment is facilitated by controlling the and q-axis components by independent scalar quantities. Further, since the current command value to the current regulator is given by the voltage regulator of the voltage control loop provided outside the current control loop, a non-interference circuit is also installed in this voltage regulation circuit to facilitate the test adjustment. Further, the voltage adjusting means is of a variable structure type so as to perform so-called sliding state control, so that the target value can be tracked at high speed.
【０００８】[0008]
【実施例】図１は本発明の第１実施例を表した回路図で
あるが、この第１実施例回路に図示の直流電源２、イン
バータ３、ＬＣフィルタ４、負荷７、出力電圧検出器１
１、整流器１２、電圧設定器１３、平均値電圧調節器１
４、Ｖ／Ｆ変換器１５、メモリー１６、乗算器１７、及
び電圧調節器１８の名称・用途・機能は図１０で既述の
従来例回路の場合と同じであるから、これらの説明は省
略する。1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. The DC power supply 2, inverter 3, LC filter 4, load 7, output voltage detector shown in the first embodiment circuit are shown. 1
1, rectifier 12, voltage setting device 13, average value voltage regulator 1
4, the names / applications / functions of the V / F converter 15, the memory 16, the multiplier 17, and the voltage regulator 18 are the same as those in the conventional circuit described above with reference to FIG. To do.
【０００９】この第１実施例回路では、電圧調節器１８
を構成要素にしている電圧制御ループの内側に電流調節
ループを設けている。即ちインバータ３の出力側にイン
バータ電流検出器２１を設け、このインバータ電流検出
器２１が検出するインバータ電流ｉI と、前述した電圧
調節器１８が出力するインバータ電流指令値ｉISとの偏
差をインバータ電流検出器２１へ入力させることで、こ
のインバータ電流検出器２１はその入力偏差を零に制御
する信号を出力する。インバータ３はこのインバータ電
流検出器２１の出力信号で制御される。従って前述した
インバータ電流指令値ｉISを制限することでインバータ
３の過電流保護を容易に行うことが出来る。In the circuit of the first embodiment, the voltage regulator 18
The current regulation loop is provided inside the voltage control loop whose component is. That is, an inverter current detector 21 is provided on the output side of the inverter 3, and the deviation between the inverter current i I detected by the inverter current detector 21 and the inverter current command value i IS output by the voltage regulator 18 is calculated by the inverter. By inputting to the current detector 21, this inverter current detector 21 outputs a signal for controlling the input deviation to zero. The inverter 3 is controlled by the output signal of the inverter current detector 21. Therefore, by limiting the above-described inverter current command value i IS , the overcurrent protection of the inverter 3 can be easily performed.
【００１０】図２は本発明の第２実施例を表した回路図
であるが、この第２実施例回路に図示の直流電源２、イ
ンバータ３、ＬＣフィルタ４、負荷７、出力電圧検出器
１１、整流器１２、電圧設定器１３、平均値電圧調節器
１４、Ｖ／Ｆ変換器１５、メモリー１６、及び乗算器１
７の名称・用途・機能は図１０で既述の従来例回路の場
合と同じであり、インバータ電流検出器２１と電流調節
器２２の名称・用途・機能は図１で前述した第１実施例
回路の場合と同じであるから、これらの説明は省略す
る。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. The DC power supply 2, the inverter 3, the LC filter 4, the load 7, the output voltage detector 11 shown in the circuit of the second embodiment. , Rectifier 12, voltage setting device 13, average value voltage regulator 14, V / F converter 15, memory 16, and multiplier 1
The name, application, and function of 7 are the same as those in the conventional circuit described above in FIG. 10, and the names, applications, and functions of the inverter current detector 21 and the current regulator 22 are the same as those of the first embodiment described above with reference to FIG. The description is omitted because it is the same as the case of the circuit.
【００１１】この第２実施例回路ではＬＣフィルタ４の
出力側に出力電流ｉO を検出するための出力電流検出器
２３を設け、且つ電圧調節器１８の代わりに可変構造形
の電圧調節器３０を備える。この電圧調節器３０は出力
電圧ｖO とこの出力電圧ｖOの微分値に比例する量との
和による切り換え直線上に制御応答を拘束する、所謂滑
り状態制御とすることで、非線形負荷のような負荷パラ
メータ変化を抑制するので、負荷電圧の波形歪みの改善
に大きな効果が得られるが、この可変構造形の電圧調節
器３０の詳細については後述する。In the circuit of the second embodiment, an output current detector 23 for detecting the output current i O is provided on the output side of the LC filter 4, and the voltage regulator 30 having a variable structure is used instead of the voltage regulator 18. Equipped with. This voltage regulator 30 constrains the control response to the switching straight line by the sum of the amount proportional to the differential value of the output voltage v O of the output voltage v O Toko, by a so-called slip state control, as non-linear loads Since a large change in the load parameter is suppressed, a great effect can be obtained in improving the waveform distortion of the load voltage. Details of the variable structure type voltage regulator 30 will be described later.
【００１２】図３は図２の第２実施例回路に図示のＬＣ
フィルタの各部の電圧・電流を記載した回路図であっ
て、フィルタリアクトル５，フィルタコンデンサ６，及
び負荷７をＵ，Ｖ，Ｗなる３相回路で表している。フィ
ルタリアクトル５のインダクタンスをＬ、フィルタコン
デンサ６のキャパシタンスをＣとすると下記に示す数１
と数２が成立する。FIG. 3 shows the LC shown in the second embodiment circuit of FIG.
It is the circuit diagram which described the voltage / current of each part of a filter, and is showing the filter reactor 5, the filter capacitor 6, and the load 7 by the three-phase circuit called U, V, and W. When the inductance of the filter reactor 5 is L and the capacitance of the filter capacitor 6 is C, the following equation 1
And the number 2 holds.
【００１３】[0013]
【数１】 [Equation 1]
【００１４】[0014]
【数２】 [Equation 2]
【００１５】但し、数１と数２に記載のインダクタンス
ＬとキャパシタンスＣは数３で、インバータ電圧（相電
圧）ｖI と出力電圧（相電圧）ｖO 及びインバータ中性
点電圧に対する電位ｖN は数４で、更にインバータ電流
ｉI と出力電流ｉO 及びコンデンサ電流ｉC は数５でそ
れぞれ表される。However, the inductance L and the capacitance C described in the formulas 1 and 2 are the formula 3, and the inverter voltage (phase voltage) v I , the output voltage (phase voltage) v O, and the potential v N with respect to the inverter neutral point voltage. Is expressed by Equation 4, and the inverter current i I , output current i O, and capacitor current i C are expressed by Equation 5, respectively.
【００１６】[0016]
【数３】 [Equation 3]
【００１７】[0017]
【数４】 [Equation 4]
【００１８】[0018]
【数５】 [Equation 5]
【００１９】尚、ｖIU＝ｖUN＋ｖN , ｖIV＝ｖVN＋ｖ
N , ｖIW＝ｖWN＋ｖN である。且つ３相が平衡している
ならば、ｖUN＋ｖVN＋ｖWN＝０であることから、数２に
示しているインバータ中性点電圧に対する電位ｖN は下
記に示す如くになる。 ｖN ＝（ｖIU＋ｖIV＋ｖWN）／３ 従って前述の数２は下記の数６となる。但し数６に記載
のＧは数７に示す如くになる。Note that v IU = v UN + v N, v IV = v VN + v
N, v IW = v WN + v N. If the three phases are balanced, v UN + v VN + v WN = 0, so the potential v N with respect to the inverter neutral point voltage shown in Formula 2 is as shown below. v N = (v IU + v IV + v WN ) / 3 Therefore, the above-mentioned equation 2 becomes the following equation 6. However, G described in Expression 6 becomes as shown in Expression 7.
【００２０】[0020]
【数６】 [Equation 6]
【００２１】[0021]
【数７】 [Equation 7]
【００２２】３相／２相変換行列Ｃ0 は下記の数８に示
される。この変換行列Ｃ0 を用いることで電圧Ｖ、電流
Ｉは下記の数９と数１０に示すようにｄ−ｑ軸座標系に
変換される。The three-phase / two-phase conversion matrix C 0 is shown in the following equation 8. By using this conversion matrix C 0 , the voltage V and the current I are converted into the dq axis coordinate system as shown in the following Expressions 9 and 10.
【００２３】[0023]
【数８】 [Equation 8]
【００２４】[0024]
【数９】 [Equation 9]
【００２５】[0025]
【数１０】 [Equation 10]
【００２６】ここで数９と数１０とにより、前述した数
６は下記の数１１となる。従って数１２が得られる。[Mathematical formula-see original document] Here, from the equations 9 and 10, the aforementioned equation 6 becomes the following equation 11. Therefore, Equation 12 is obtained.
【００２７】[0027]
【数１１】 [Equation 11]
【００２８】[0028]
【数１２】 [Equation 12]
【００２９】但し下記の数１３と数１４とから数１５が
成立する。その結果、前述の数１２は下記の数１６とな
る。However, from the following equations 13 and 14, equation 15 is established. As a result, the above formula 12 becomes the following formula 16.
【００３０】[0030]
【数１３】 [Equation 13]
【００３１】[0031]
【数１４】 [Equation 14]
【００３２】[0032]
【数１５】 [Equation 15]
【００３３】[0033]
【数１６】 [Equation 16]
【００３４】これと同様に前述の数１は数１７となるの
で、その結果数１８が得られる。Similarly, since the above-mentioned equation 1 becomes equation 17, the result is equation 18.
【００３５】[0035]
【数１７】 [Equation 17]
【００３６】[0036]
【数１８】 [Equation 18]
【００３７】但し下記の数１９であることから、数１７
は数２０となる。However, since it is the following equation 19, the equation 17
Is the number 20.
【００３８】[0038]
【数１９】 [Formula 19]
【００３９】[0039]
【数２０】 [Equation 20]
【００４０】これら数１６，数２０から下記の数２１，
数２２が得られる。From these equations 16 and 20, the following equation 21,
Equation 22 is obtained.
【００４１】[0041]
【数２１】 [Equation 21]
【００４２】[0042]
【数２２】 [Equation 22]
【００４３】出力電圧の２軸変換は下記の数２３，数２
４である。Two-axis conversion of the output voltage is performed by the following equations 23 and 2
It is 4.
【００４４】[0044]
【数２３】 [Equation 23]
【００４５】[0045]
【数２４】 [Equation 24]
【００４６】尚、ＶC ＝ＶO であることから下記の数２
５が得られる。従ってＩC は数２６に示す如くになる。Since V C = V O , the following equation 2
5 is obtained. Therefore, I C becomes as shown in Expression 26.
【００４７】[0047]
【数２５】 [Equation 25]
【００４８】[0048]
【数２６】 [Equation 26]
【００４９】それ故ｄ−ｑ座標系における電圧設定値ｖ
S は下記に示す如くになる。 ｖS ＝〔ｖSd，ｖSq〕＝〔√３／２・Ｅ，０〕 前述の数２１から下記の数２７、従って数２８が得られ
る。Therefore, the voltage setting value v in the dq coordinate system
S becomes as shown below. v S = [v Sd , v Sq ] = [√3 / 2E, 0] From the above Expression 21, the following Expression 27, and therefore Expression 28, are obtained.
【００５０】[0050]
【数２７】 [Equation 27]
【００５１】[0051]
【数２８】 [Equation 28]
【００５２】図１１はＬＣフィルタの２軸変換の従来例
を説明する説明図であって、前述の数２７または数２８
がこの説明図で表現される。これら数２７，数２８は干
渉系であって、ｖC ＝〔ｖCd，ｖCq〕T は外乱となる。
ここで２軸成分を非干渉となるようにするためには、数
２９に示すＦなる伝達特性を有する回路網を図１１に挿
入すればよく、その結果、数３０が得られる。FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining a conventional example of two-axis conversion of an LC filter.
Is represented in this illustration. These equations 27 and 28 are interference systems, and v C = [v Cd , v Cq ] T is a disturbance.
Here, in order to make the biaxial components non-interfering, it is sufficient to insert a circuit network having a transfer characteristic F shown in Expression 29 into FIG. 11, and as a result, Expression 30 is obtained.
【００５３】[0053]
【数２９】 [Equation 29]
【００５４】[0054]
【数３０】 [Equation 30]
【００５５】この結果、２軸成分は独立となる。これは
電流制御ループを構成している電流調節器２２の出力信
号ｕ＝〔ｕd ，ｕq 〕T に対して数３１に示す演算を施
すことを意味しており、この数３１は数３２に変形する
ことが出来る。As a result, the biaxial components are independent. This output signal of the current regulator 22 constituting the current control loop u = [u d, u q] means a performing an operation shown in Formula 31 with respect to T, the number 31 is the number 32 It can be transformed into
【００５６】[0056]
【数３１】 [Equation 31]
【００５７】[0057]
【数３２】 [Equation 32]
【００５８】図４は本発明の第３実施例を表したＬＣフ
ィルタの２軸変換の説明図である。ここで、ｄ（ｕd ）
／ｄｔ＝ｕdA、ｄ（ｕq ）／ｄｔ＝ｕqAとすると、この
図４に示すように電流調節器２２の出力にＦ1 なる伝達
特性（数３２参照）を有する第２非干渉回路網５０を設
置すれば、電流調節器２２の出力はｕdA，ｕqAとなる。
但し図４においてｆ＝１，ｇ＝ωである。電流調節器２
２は比例積分形であり、２軸変換された電流Ｉd ，Ｉq
が電流指令値ＩSd，ＩSqに一致するように制御される。
図４に示す第２非干渉回路網５０を介して、ｄ−ｑ軸で
の出力電圧指令値ｖSd，ｖSqを電流調節器２２の出力ｕ
dA，ｕqAから求めることが出来る。FIG. 4 is an explanatory view of the biaxial conversion of the LC filter showing the third embodiment of the present invention. Here, d (u d)
If / dt = u dA and d (u q ) / dt = u qA , then the second non-interference circuit having the transfer characteristic F 1 (see Eq. 32) at the output of the current regulator 22 as shown in FIG. by installing the network 50, the output of the current regulator 22 u dA, the u qA.
However, in FIG. 4, f = 1 and g = ω. Current regulator 2
Reference numeral 2 is a proportional-integral type, and currents I d and I q converted by two axes are
Is controlled so as to match the current command values I Sd and I Sq .
The output voltage command values v Sd and v Sq on the dq axes are output to the output u of the current regulator 22 via the second non-interference network 50 shown in FIG.
It can be calculated from dA and u qA .
【００５９】図６はインバータのパルス幅変調制御用信
号の変換を説明する説明図であって、上述により求めた
ｄ−ｑ軸での出力電圧指令値ｖSd，ｖSqから、インバー
タをパルス幅変調制御するための制御率λと位相角θを
求める演算が、制御信号変換回路７０で行われる。即ち
出力電圧の２軸成分を独立に制御することでインバータ
のパルス幅変調制御信号を得ている。FIG. 6 is an explanatory view for explaining the conversion of the signal for controlling the pulse width modulation of the inverter, in which the pulse width of the inverter is changed from the output voltage command values v Sd and v Sq on the dq axes obtained as described above. The control signal conversion circuit 70 performs the calculation for obtaining the control rate λ and the phase angle θ for the modulation control. That is, the pulse width modulation control signal of the inverter is obtained by independently controlling the biaxial components of the output voltage.
【００６０】次にｄ−ｑ軸での出力電流指令値ｉSd，ｉ
Sqは下記により作成される。即ち前述の数２０から下記
の数３３、従って数３４が得られる。Next, output current command values i Sd , i on the dq axes
Sq is created by the following. That is, the following expression 33 and thus expression 34 are obtained from the above expression 20.
【００６１】[0061]
【数３３】 [Expression 33]
【００６２】[0062]
【数３４】 [Equation 34]
【００６３】図１２はＬＣフィルタの２軸変換の従来例
を説明する説明図であって、前述の数３３または数３４
がこの説明図で表現される。これら数３３，数３４は干
渉系であって、出力電流ｉo ＝〔ｉod，ｉoq〕T は外乱
となる。ここで２軸成分を非干渉となるようにするため
には、前述の電流調節系と同様に数３５に示すＦなる伝
達特性を有する回路網を図１２に挿入すればよく、その
結果、数３６が得られる。FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining a conventional example of 2-axis conversion of an LC filter, which is the above-mentioned formula 33 or formula 34.
Is represented in this illustration. These equations 33 and 34 are an interference system, and the output current i o = [i od , i oq ] T becomes a disturbance. Here, in order to make the two axis components non-interfering, it suffices to insert a circuit network having a transfer characteristic F shown in Formula 35 into FIG. 12, as in the above-described current adjusting system. 36 is obtained.
【００６４】[0064]
【数３５】 [Equation 35]
【００６５】[0065]
【数３６】 [Equation 36]
【００６６】この結果、２軸成分は独立となる。これは
電圧制御ループを構成している電圧調節器３０の出力信
号ｗ＝〔ｗd ，ｗq 〕T に対して数３７に示す演算を施
すことを意味しており、この数３７は数３８に変形する
ことが出来る。As a result, the biaxial components are independent. This is meant to applying operation shown in Formula 37 with respect to the output signal w = [w d, w q] T of the voltage regulator 30 constituting the voltage control loop, this number 37 number 38 It can be transformed into
【００６７】[0067]
【数３７】 [Equation 37]
【００６８】[0068]
【数３８】 [Equation 38]
【００６９】図５は図４と同様に本発明の第３実施例を
表したＬＣフィルタの２軸変換の説明図である。ここ
で、ｗd の微分値をｗdAとし、ｗq の微分値をｗqAとす
ると、この図５に示すように電圧調節器３０の出力にＦ
2 なる伝達特性（数３８参照）を有する第１非干渉回路
網４０を設置すれば、電圧調節器３０の出力はそれぞれ
ｗdA，ｗqAとなる。但し図５においてｍ＝１，ｎ＝ωで
ある。Similar to FIG. 4, FIG. 5 is an explanatory view of the biaxial conversion of the LC filter showing the third embodiment of the present invention. F Here, the differential value of w d and w dA, the differential value of w q When w qA, the output of the voltage regulator 30, as shown in FIG. 5
If the first non-interfering network 40 having the transfer characteristic of 2 (see Eq. 38) is installed, the output of the voltage regulator 30 becomes w dA and w qA , respectively. However, in FIG. 5, m = 1 and n = ω.
【００７０】図７は本発明の第４実施例を表した回路図
であって電圧調節器３０の構成を示している。ｄ−ｑ各
軸の電圧設定値ｖOSと各軸の成分電圧実際値ｖO との偏
差を増幅する第１ゲイン３１（ゲインＣV ）を設け、前
記偏差とゲインとの演算結果であるＣV （ｖS −ｖ）を
得る。一方ではコンデンサ電流ｉC を第２ゲイン３２
（ゲインＫC ）を介することでＫC ｉC が得られるの
で、これら両者の和をＳLとすると、このＳL は数３９
で表される。FIG. 7 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention and shows the configuration of the voltage regulator 30. d-q A first gain 31 (gain C V ) for amplifying the deviation between the voltage setting value v OS of each axis and the component voltage actual value v o of each axis is provided, and C is the calculation result of the deviation and the gain. Obtain V (v S −v). On the other hand, the capacitor current i C is set to the second gain 32.
Since K C i C is obtained through (gain K C ), if the sum of these two is S L , this S L is
It is represented by.
【００７１】[0071]
【数３９】 [Formula 39]
【００７２】このＳL を比例積分演算器３３で比例積分
演算することで、数４０で表されるインバータ電流指令
値ｉISが得られる。[0072] The S L a by proportional integral calculation in the proportional-plus-integral calculator 33, the inverter current command value i IS represented by the number 40 is obtained.
【００７３】[0073]
【数４０】 [Formula 40]
【００７４】この数４０で演算したインバータ電流指令
値ｉISを各軸の電流指令値とする。更にコンデンサ電流
ｉC は、ｉCd＝ｉId−ｉOd，ｉCq＝ｉIq−ｉOqから求め
られる。ここでコンデンサ電流ｉC は数４１に示す如く
になる。The inverter current command value i IS calculated by the equation 40 is used as the current command value for each axis. Further, the capacitor current i C is obtained from i Cd = i Id -i Od and i Cq = i Iq -i Oq . Here, the capacitor current i C becomes as shown in Formula 41.
【００７５】[0075]
【数４１】 [Formula 41]
【００７６】従って、ｖS −ｖO ＝Δｖとするならば、
数３９に示した値ＳL は、以下に記載の数４２で表すこ
とが出来る。Therefore, if v S −v O = Δv, then
The value S L shown in Expression 39 can be expressed by Expression 42 described below.
【００７７】[0077]
【数４２】 [Equation 42]
【００７８】即ち数４０に示すようにＳL は比例積分制
御され、常にＳL →０となる。即ちＳL ＝０に拘束制御
されることになる。３相／２相変換は下記の数４３に示
す変換行列Ｃ1 により、α−β座標系に変換されるが、
α−β座標系における電圧ｖ(a-b) ，電流ｉ(a-b) は数
４４に示す如くになる。That is, S L is proportional-integral controlled as shown in the equation 40, and S L → 0 is always maintained. That is, the constraint control is performed at S L = 0. The three-phase / two-phase conversion is converted into the α-β coordinate system by the conversion matrix C 1 shown in the following Expression 43.
The voltage v (ab) and the current i (ab) in the α-β coordinate system are as shown in Formula 44.
【００７９】[0079]
【数４３】 [Equation 43]
【００８０】[0080]
【数４４】 [Equation 44]
【００８１】α−β座標系に変換されたこれら
ｖ(a-b) ，ｉ(a-b) は角周波数ωで回転するベクトルと
なるので、これを数４５に記載の変換行列Ｃ2 を使って
ｄ−ｑ軸回転座標系に変換することにより、電圧ｖ
(d-q) ，電流ｉ(d-q) は数４６に示す如くになる。Since these v (ab) and i (ab) converted into the α-β coordinate system are vectors that rotate at the angular frequency ω, they are converted into d- by using the conversion matrix C 2 shown in the equation 45. By converting to the q-axis rotating coordinate system, the voltage v
(dq) and the current i (dq) are as shown in Formula 46.
【００８２】[0082]
【数４５】 [Equation 45]
【００８３】[0083]
【数４６】 [Equation 46]
【００８４】このとき、Ｃ0 ＝Ｃ1 Ｃ2 となるから、こ
の変換行列Ｃ0 は前述した数８で示されるものとなる。
前述の変換の結果、３相設定電圧ｖS はα−β座標系で
は数４７、数４８で表される。At this time, since C 0 = C 1 C 2 , this conversion matrix C 0 is expressed by the above-mentioned equation 8.
As a result of the above-mentioned conversion, the three-phase set voltage v S is expressed by Equations 47 and 48 in the α-β coordinate system.
【００８５】[0085]
【数４７】 [Equation 47]
【００８６】[0086]
【数４８】 [Equation 48]
【００８７】又、ｄ−ｑ座標系では下記の数４９とな
る。In the dq coordinate system, the following equation 49 is obtained.
【００８８】[0088]
【数４９】 [Equation 49]
【００８９】図８は３相から２相への変換を実行するブ
ロック図であって、前述した数４３、数４５の演算を表
現している。この図８に図示の３相／２相変換回路は６
１，６２，６３なる３個の増幅器と、６４，６５，６
６，６７成る４個の乗算器とで構成していて、これらに
より３相電圧・電流をｄ−ｑ軸へ変換するのであるが、
数４５に記載の cosωt, sinωt は外部信号であって、
２相正弦波発振器６０がその周波数を制御している。外
部信号が固定の場合は内部同期となるので、２相正弦波
発振器６０を例えばフェイズロックドループ回路を使っ
て商用電源の周波数に追従させるようにすれば、商用同
期となる。FIG. 8 is a block diagram for executing the conversion from three phases to two phases, and expresses the operations of the equations 43 and 45 described above. The 3-phase / 2-phase conversion circuit shown in FIG.
Three amplifiers 1, 62, 63 and 64, 65, 6
It is composed of four multipliers 6, 67, which convert the three-phase voltage / current to the dq axes.
Cos ωt and sin ωt described in the equation 45 are external signals,
A two-phase sine wave oscillator 60 controls the frequency. When the external signal is fixed, the internal synchronization is achieved. Therefore, if the two-phase sine wave oscillator 60 is made to follow the frequency of the commercial power source by using, for example, a phase locked loop circuit, the commercial synchronization is achieved.
【００９０】ここで３相電圧ＥR ，ＥS ，ＥT と２相正
弦波発振器６０の出力との間にθなる位相差があるなら
ば、商用電源周波数で回転する座標軸、即ちｄ−ｑ軸で
のこれら３相電圧ＥR ，ＥS ，ＥT の成分であるＥd ，
Ｅq の値は、 Ｅd ＝Ｅ1 ・Ｅ2 cosωｔ Ｅq ＝Ｅ1 ・Ｅ2 sinωｔ となり、ｄ−ｑ座標軸での信号となる。Here, if there is a phase difference of θ between the three-phase voltages E R , E S , and E T and the output of the two-phase sine wave oscillator 60, the coordinate axes rotating at the commercial power supply frequency, that is, dq The components of these three-phase voltages E R , E S , and E T on the axis are E d ,
The value of E q is E d = E 1 · E 2 cos ωt E q = E 1 · E 2 sin ωt, which is a signal on the dq coordinate axes.
【００９１】[0091]
【発明の効果】この発明によれば、電圧形インバータを
制御するにあたって、電圧制御ループの内側に電流制御
ループを設け、電圧制御ループから電流制御ループへ与
える電流指令値を制限する構成にしているので、負荷側
で発生する過電流状態、例えば短絡事故や負荷が起動す
る際の大きな突入電流に対して保護すること、即ち電流
保護が容易になる効果が得られる。According to the present invention, in controlling the voltage source inverter, a current control loop is provided inside the voltage control loop to limit the current command value given from the voltage control loop to the current control loop. Therefore, an effect of facilitating protection against an overcurrent state generated on the load side, for example, a short-circuit accident or a large inrush current when the load starts, that is, current protection, can be obtained.
【００９２】これら電圧・電流信号を所謂回転座標系で
あるｄ−ｑ軸成分に分解し、電圧制御ループを構成して
いる電圧調節器の出力側と電流制御ループを構成してい
る電流調節器の出力側とに、それぞれ非干渉回路網を別
個に設けることにより、ｄ軸成分とｑ軸成分とを独立し
てスカラ量で制御することが出来るので、これら制御ル
ープの試験・調整が容易に行える効果が得られる。These voltage / current signals are decomposed into so-called rotating coordinate system dq axis components, and a current controller forming a current control loop with the output side of the voltage controller forming a voltage control loop. Since the non-interference network is separately provided on the output side of each, the d-axis component and the q-axis component can be independently controlled by the scalar amount, so that the test and adjustment of these control loops can be easily performed. The effect can be obtained.
【００９３】更に電圧調整手段は可変構造形にして所謂
滑り状態制御を行わせる。図９は可変構造形電圧調整器
の応答を表したグラフであるが、この図９のグラフに示
すように、滑り制御により動作点がＰ点にあっても、動
作を切り換え直線ＳL ＝０の上に拘束し、更にその原点
へ向かって制御するようにしている。このＳL ＝０の直
線上では前述した数４２に示している微分方程式に従う
ので、負荷のパラメータとは無関係になる。それ故、整
流器などのように非線形特性の負荷が接続されている場
合でも出力電圧は常に目標値に向かって瞬時に制御され
るので、出力電圧波形の歪み率を小さな値に抑制するこ
とが出来るし、ＳL ＝０なる直線上で原点へ向かって制
御すると、電圧偏差Δｖは制御の行き過ぎを生じること
なく原点へ収束する。即ち出力電圧は時間遅れを生じる
ことなく高速で目標値に追従することとなる。Further, the voltage adjusting means has a variable structure so as to perform a so-called sliding state control. FIG. 9 is a graph showing the response of the variable structure type voltage regulator. As shown in the graph of FIG. 9, even if the operating point is at the point P due to the slip control, the operation is switched to the straight line S L = 0. It is constrained on top of it and is controlled toward the origin. On the straight line of S L = 0, the differential equation shown in the above equation 42 is followed, so that it has nothing to do with the parameter of the load. Therefore, even when a non-linear characteristic load such as a rectifier is connected, the output voltage is always instantaneously controlled toward the target value, and the distortion factor of the output voltage waveform can be suppressed to a small value. Then, when the control is performed toward the origin on the straight line S L = 0, the voltage deviation Δv converges on the origin without causing an excessive control. That is, the output voltage quickly follows the target value without causing a time delay.
【図１】本発明の第１実施例を表した回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２実施例を表した回路図FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図３】図２の第２実施例回路に図示のＬＣフィルタの
各部の電圧，電流を記載した回路図FIG. 3 is a circuit diagram showing voltages and currents of respective parts of the LC filter shown in the second embodiment circuit of FIG.
【図４】本発明の第３実施例を表したＬＣフィルタの２
軸変換の説明図FIG. 4 is an LC filter 2 showing a third embodiment of the present invention.
Illustration of axis conversion
【図５】本発明の第３実施例を表したＬＣフィルタの２
軸変換の説明図FIG. 5 is a second LC filter showing a third embodiment of the present invention.
Illustration of axis conversion
【図６】インバータのパルス幅変調制御用信号の変換を
説明する説明図FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating conversion of a pulse width modulation control signal of an inverter.
【図７】本発明の第４実施例を表した回路図FIG. 7 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図８】３相から２相への変換を実行するブロック図FIG. 8 is a block diagram for performing conversion from three phases to two phases.
【図９】可変構造形電圧調整器の応答を表したグラフFIG. 9 is a graph showing the response of the variable structure type voltage regulator.
【図１０】出力側にリアクトルとコンデンサとで構成し
たフィルタを備えて瞬時電圧制御を行っている電圧形イ
ンバータの制御回路の従来例を示した回路図FIG. 10 is a circuit diagram showing a conventional example of a control circuit of a voltage source inverter that is provided with a filter composed of a reactor and a capacitor on the output side and performs instantaneous voltage control.
【図１１】ＬＣフィルタの２軸変換の従来例を説明する
説明図FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating a conventional example of two-axis conversion of an LC filter.
【図１２】ＬＣフィルタの２軸変換の従来例を説明する
説明図FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating a conventional example of two-axis conversion of an LC filter.
２ 直流電源 ３ インバータ ４ ＬＣフィルタ ５ フィルタリアクトル ６ フィルタコンデンサ ７ 負荷 １１ 出力電圧検出器 １２ 整流器 １３ 電圧設定器 １４ 平均値電圧調節器 １５ Ｖ／Ｆ変換器 １６ メモリー １７ 乗算器 １８ 電圧調節器 ２１ インバータ電流検出器 ２２ 電流調節器 ２３ 出力電流検出器 ３０ 電圧調節器 ３１ 第１ゲイン ３２ 第２ゲイン ３３ 比例積分演算器 ４０ 第１非干渉回路網 ５０ 第２非干渉回路網 ６０ ２相発振器 ７０ 制御信号変換回路 ｉC コンデンサ電流 ｉI インバータ電流 ｉIS インバータ電流指令値 ｉO 出力電流 ｖC コンデンサ電圧 ｖI インバータ電圧 ｖM 平均値電圧 ｖMS 平均値電圧指令値 ｖO 出力電圧 ｖOS 出力電圧指令値2 DC power supply 3 Inverter 4 LC filter 5 Filter reactor 6 Filter capacitor 7 Load 11 Output voltage detector 12 Rectifier 13 Voltage setting device 14 Average value voltage regulator 15 V / F converter 16 Memory 17 Multiplier 18 Voltage regulator 21 Inverter Current detector 22 Current regulator 23 Output current detector 30 Voltage regulator 31 First gain 32 Second gain 33 Proportional integral calculator 40 First non-interference network 50 Second non-interference network 60 Two-phase oscillator 70 Control signal Conversion circuit i C Capacitor current i I Inverter current i IS Inverter current command value i O Output current v C Capacitor voltage v I Inverter voltage v M Average value voltage v MS Average value voltage command value v O Output voltage v OS Output voltage command value
Claims (5)
力側にリアクトルとコンデンサとでなるフィルタを設
け、このフィルタ出力側で検出する出力電圧検出値と別
途に設定する出力電圧指令値との偏差を入力して、この
入力偏差を零にする制御信号を出力する電圧調節手段を
備え、この電圧調節手段の出力信号で前記インバータを
制御する電圧形インバータの制御回路において、 前記電圧調節手段が出力する制御信号と前記インバータ
出力側で検出するインバータ電流検出値との偏差を入力
して、この入力偏差を零にする制御信号を出力する電流
調節手段を備え、この電流調節手段の出力信号で前記イ
ンバータを制御することを特徴とする電圧形インバータ
の制御回路。1. A filter comprising a reactor and a capacitor is provided on an AC output side of an inverter for converting DC to AC, and a deviation between an output voltage detection value detected at the filter output side and an output voltage command value set separately. In the control circuit of the voltage source inverter for controlling the inverter with the output signal of the voltage adjusting means, the voltage adjusting means outputs Inputting the deviation between the control signal and the detected value of the inverter current detected on the inverter output side, the current adjusting means for outputting a control signal for making the input deviation zero is provided. A control circuit for a voltage source inverter, which controls the inverter.
力側にリアクトルとコンデンサとでなるフィルタを設
け、このフィルタ出力側で検出する出力電圧検出値と別
途に設定する出力電圧指令値との偏差を入力して、この
入力偏差を零にする制御信号を出力する電圧調節手段を
備え、この電圧調節手段の出力信号で前記インバータを
制御する電圧形インバータの制御回路において、 前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記インバー
タ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞれｄ
軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換し、
各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差を零
にする制御信号を別個に出力する電圧調節手段と、前記
電圧調節手段が出力する各軸毎の制御信号と前記インバ
ータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流検出値と
の偏差を零にする制御信号を別個に出力する電流調節手
段と、これら電流調節手段のｄ軸出力信号とｑ軸出力信
号を入力して、前記インバータを制御する制御率と位相
角とに変換する制御信号変換手段とを備えていることを
特徴とする電圧形インバータの制御回路。2. A deviation between an output voltage detection value detected at the filter output side and an output voltage command value set separately is provided on the AC output side of an inverter for converting DC to AC, and a filter including a reactor and a capacitor is provided. In the control circuit of the voltage source inverter for controlling the inverter by the output signal of the voltage adjusting means, the voltage adjusting means for outputting a control signal for inputting The output voltage detection value and the inverter current detection value detected at the inverter output side are respectively d
Convert to two components of the synchronous rotation coordinate system by the axis and q axis,
Voltage adjusting means for separately outputting a control signal for making the deviation between the output voltage command value for each axis and the output voltage detection value zero, a control signal for each axis output by the voltage adjusting means, and the inverter output side The current adjusting means for separately outputting a control signal for making the deviation from the detected value of the inverter current for each axis detected by 1. and the d-axis output signal and the q-axis output signal of these current adjusting means are inputted, A control circuit for a voltage source inverter, comprising: a control signal converting means for converting a control rate for controlling the inverter and a phase angle.
力側にリアクトルとコンデンサとでなるフィルタを設
け、このフィルタ出力側で検出する出力電圧検出値と別
途に設定する出力電圧指令値との偏差を入力して、この
入力偏差を零にする制御信号を出力する電圧調節手段を
備え、この電圧調節手段の出力信号で前記インバータを
制御する電圧形インバータの制御回路において、 前記出力電圧指令値と出力電圧検出値及び前記インバー
タ出力側で検出するインバータ電流検出値をそれぞれｄ
軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換し、
各軸毎の出力電圧指令値と出力電圧検出値との偏差を零
にする制御信号を別個に出力する電圧調節手段と、これ
ら電圧調節手段の出力側に設けた第１非干渉回路網と、
この第１非干渉回路網が出力する各軸毎の制御信号と前
記インバータ出力側で検出する各軸毎のインバータ電流
検出値との偏差を零にする制御信号を別個に出力する電
流調節手段と、これら電流調節手段の出力側に設けた第
２非干渉回路網と、この第２非干渉回路網のｄ軸出力信
号とｑ軸出力信号を入力して前記インバータを制御する
制御率と位相角とに変換するの制御信号変換手段とを備
えていることを特徴とする電圧形インバータの制御回
路。3. A filter comprising a reactor and a capacitor is provided on the AC output side of an inverter for converting DC to AC, and a deviation between an output voltage detection value detected on the filter output side and an output voltage command value set separately. In the control circuit of the voltage source inverter for controlling the inverter by the output signal of the voltage adjusting means, the voltage adjusting means for outputting a control signal for inputting The output voltage detection value and the inverter current detection value detected at the inverter output side are respectively d
Convert to two components of the synchronous rotation coordinate system by the axis and q axis,
Voltage adjusting means for separately outputting a control signal for making the deviation between the output voltage command value and the output voltage detected value for each axis zero, and a first non-interference circuit network provided on the output side of these voltage adjusting means,
Current adjusting means for separately outputting a control signal for making the deviation between the control signal for each axis output from the first non-interference circuit network and the inverter current detection value for each axis detected at the inverter output side zero. A second non-interference network provided on the output side of the current adjusting means, and a control rate and a phase angle for controlling the inverter by inputting the d-axis output signal and the q-axis output signal of the second non-interference network. A control circuit for a voltage source inverter, comprising:
かに記載の電圧形インバータの制御回路において、前記
電圧調節手段は、前記出力電圧検出値と別途に設定する
出力電圧指令値との偏差値に比例する量を演算する第１
ゲインと、前記フィルタ出力側で検出する出力電圧検出
値の微分値を演算する電圧微分値演算手段と、この電圧
微分値に比例する量を演算する第２ゲインと、これら第
１ゲインの出力と第２ゲインの出力とを加算する加算手
段と、この加算演算結果を比例積分する比例積分演算手
段とで構成していることを特徴とする電圧形インバータ
の制御回路。4. The control circuit for a voltage source inverter according to claim 1, 2, or 3, wherein the voltage adjusting means sets an output voltage command value that is set separately from the output voltage detection value. The first to calculate the amount proportional to the deviation value from
A gain, a voltage differential value calculation means for calculating a differential value of an output voltage detection value detected on the filter output side, a second gain for calculating an amount proportional to the voltage differential value, and outputs of these first gains. A control circuit for a voltage source inverter, comprising: an addition means for adding the output of the second gain and a proportional-plus-integral calculation means for proportionally integrating the result of the addition operation.
回路において、前記フィルタ出力側で検出する出力電圧
検出値の微分値を演算する電圧微分値演算手段は、前記
フィルタへ入力するインバータ出力電流と前記フィルタ
の出力電流との差分から得ることを特徴とする電圧形イ
ンバータの制御回路。5. The control circuit for a voltage source inverter according to claim 4, wherein the voltage differential value calculation means for calculating a differential value of the output voltage detection value detected at the filter output side is an inverter output input to the filter. A control circuit for a voltage source inverter, which is obtained from a difference between a current and an output current of the filter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226307A JPH0678552A (en) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | Control circuit for voltage inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226307A JPH0678552A (en) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | Control circuit for voltage inverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678552A true JPH0678552A (en) | 1994-03-18 |
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ID=16843158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4226307A Pending JPH0678552A (en) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | Control circuit for voltage inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0678552A (en) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1992
- 1992-08-26 JP JP4226307A patent/JPH0678552A/en active Pending
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