JPH0515070A - Parallel operation control device - Google Patents

Parallel operation control device

Info

Publication number
JPH0515070A
JPH0515070A JP3180344A JP18034491A JPH0515070A JP H0515070 A JPH0515070 A JP H0515070A JP 3180344 A JP3180344 A JP 3180344A JP 18034491 A JP18034491 A JP 18034491A JP H0515070 A JPH0515070 A JP H0515070A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
converter
converters
output
current
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP3180344A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2708648B2 (en
Inventor
Nobuo Sashida
伸夫 佐志田
Touma Yamamoto
融真 山本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP3180344A priority Critical patent/JP2708648B2/en
Priority to US07/871,682 priority patent/US5257180A/en
Priority to CA002066490A priority patent/CA2066490C/en
Priority to KR1019920006672A priority patent/KR960000802B1/en
Priority to DE69217109T priority patent/DE69217109T2/en
Priority to EP92106865A priority patent/EP0510601B1/en
Publication of JPH0515070A publication Critical patent/JPH0515070A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP2708648B2 publication Critical patent/JP2708648B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

PURPOSE:To provide a parallel operation control device which allows an allotted current to be balanced at a high speed in a power-supply system where a plurality of instantaneous control type AC output converters are connected in parallel and are operated in parallel for a common load. CONSTITUTION:Current DELTAI1 which flows between converters is detected by a current-detection circuit 406, ZXDELTAI1 is obtained by a virtual impedance circuit 405 for limiting cross current, and a signal V*(=VP*-ZXDELTAI1) which is obtained by subtracting this signal from a bus voltage command value V* by a subtractor 504 is used as a command value of an instantaneous voltage control circuit 403. On the other hand, a common oscillator 8 prevents a voltage phase difference of each converter from being generated, thus eliminating an effective content of the cross current.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、共通の負荷に対して並
列運転する電源系統間の電流バランスを制御する並列運
転制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a parallel operation control device for controlling current balance between power supply systems that operate in parallel with a common load.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図１６は例えば特公昭５３−３６１３７
号公報及び特公昭５６−１３１０１号公報に示された従
来の交流出力変換器の並列運転システムを示す構成図で
ある。図において、１は１号インバータ装置、２は同じ
構成の２号インバータ装置で、１号及び２号インバータ
装置１及び２は出力母線３を通じて並列運転しつつ負荷
４へ電力を供給している。上記１号インバータ装置１
は、インバータ本体１００、フィルタ用リアクトル１０
１、同コンデンサ１０２を主要構成要素とし、直流電源
５の電力を交流に変換し、出力開閉器１０３ａを通じて
出力母線３へ接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 16 shows, for example, Japanese Examined Patent Publication No.
It is a block diagram which shows the parallel operation system of the conventional alternating current output converter shown by the gazette and Japanese Patent Publication No.56-13101. In the figure, 1 is a No. 1 inverter device, 2 is a No. 2 inverter device having the same configuration, and No. 1 and No. 2 inverter devices 1 and 2 are operating in parallel through an output bus bar 3 and are supplying power to a load 4. No. 1 inverter device 1
Is an inverter main body 100 and a filter reactor 10
1. The capacitor 102 is a main constituent element, which converts the electric power of the DC power supply 5 into AC and is connected to the output bus bar 3 through the output switch 103a.

【０００３】インバータ装置１と２が並列運転するため
には、１号インバータ装置１の出力電流Ｉ1 からＣＴ２
００ａにより検出信号Ｉ1aを得、同じく２号インバータ
装置２から得られた検出信号Ｉ2aとの差、即ち横流に相
当する信号ΔＩ1 を横流検出回路１５１により得る。次
に、移相器１５０より、直交する２つの電圧ベクトルＥ
A とＥB を作り、ΔＩ1 信号から演算回路１５２、１５
３によりそれぞれ無効電力対応成分ΔＱと有効電力対応
成分ΔＰを得る。そして、電圧設定回路７と電圧帰還回
路３００の信号に基づき電圧制御回路４０３により、パ
ルス幅変調回路（以下ＰＷＭ回路）４００を介してイン
バータ本体１００のパルス幅変調を行い、内部発生電圧
を制御する。In order for the inverter devices 1 and 2 to operate in parallel, the output current I 1 of the No. 1 inverter device 1 to CT2
Obtain a detection signal I 1a by 00a, obtained likewise the difference between the detected signal I 2a obtained from No.2 inverter device 2, i.e. the signal [Delta] I 1 corresponding to the cross flow by the lateral flow detection circuit 151. Next, from the phase shifter 150, two orthogonal voltage vectors E
Make A and E B, arithmetic circuits from [Delta] I 1 signal 152,15
3 obtains the reactive power corresponding component ΔQ and the active power corresponding component ΔP, respectively. Then, based on the signals from the voltage setting circuit 7 and the voltage feedback circuit 300, the voltage control circuit 403 performs pulse width modulation of the inverter main body 100 via the pulse width modulation circuit (hereinafter referred to as PWM circuit) 400 to control the internally generated voltage. .

【０００４】ここで、前述の無効電流対応成分ΔＱは電
圧制御回路４０３へ補助信号的に与えられ、インバータ
本体１００の内部発生電圧を数％程度調節することによ
り、ΔＱを零にするように動作する。Here, the reactive current corresponding component ΔQ is given to the voltage control circuit 403 as an auxiliary signal, and operates by adjusting ΔQ to zero by adjusting the internally generated voltage of the inverter main body 100 by about several%. To do.

【０００５】一方、前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬ
Ｌ（フェーズロックドループ）回路を構成するアンプ１
５４を通し、基準発振器１５５の周波数の微調整を行う
ことによりインバータ本体１００の内部発生電圧の位相
を制御し、ΔＰを零にするように動作する。On the other hand, the active power corresponding component ΔP is PL
Amplifier 1 that constitutes an L (phase locked loop) circuit
By finely adjusting the frequency of the reference oscillator 155 through 54, the phase of the internally generated voltage of the inverter main body 100 is controlled, and ΔP becomes zero.

【０００６】このようにして、ΔＱとΔＰをともにゼロ
とするように、電圧と位相を制御することにより、２台
のインバータ間の横流がなくなり、安定した負荷の分担
が行われる。In this way, by controlling the voltage and the phase so that both ΔQ and ΔP are zero, there is no cross current between the two inverters, and stable load sharing is achieved.

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので、次の四
つの問題点があった。第一の問題点は、インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って、分担電流をバランスさせるために、制御の応答速
度を向上することが難しく、特に瞬時の横流は制御でき
ないことである。第二の問題点は、横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである。このため、インバータの出
力を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御など
の高速電圧制御系には適用限界がある。第三の問題点
は、横流を有効分と無効分とに分離して制御しているの
で、制御回路が複雑になることである。第四の問題点
は、変換器と他の電源とを並列運転することが難しく、
特に変換器と電力系統とを並列運転しようとしても横流
を制御することは難しい。Since the conventional parallel operation system of converters is constructed as described above, there are the following four problems. The first problem is that it is difficult to improve the response speed of the control in order to balance the shared currents by controlling the phase of the voltage internally generated in the inverter and the average value of the voltage. This is something that cannot be done. The second problem is that the crossflow control cannot be performed at high speed because a filter is required to separately detect the crossflow into the effective component and the ineffective component. Therefore, there is a limit to the application to a high-speed voltage control system such as an instantaneous waveform control that keeps the output of the inverter a high-quality sine wave with less distortion. The third problem is that the control circuit becomes complicated because the cross current is controlled by separating it into an effective component and an ineffective component. The fourth problem is that it is difficult to operate the converter and other power sources in parallel,
In particular, it is difficult to control the cross current even when trying to operate the converter and the power system in parallel.

【０００８】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、分担電流を高速にバランスさせ
ることができる並列運転制御装置を提供するものであ
る。The present invention has been made to solve the above problems, and provides a parallel operation control device capable of balancing the shared currents at high speed.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】第１発明に係る並列運転
制御装置は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母
線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変
換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を
構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイ
ッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制
御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号により
同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる電
流の横流分を検出して、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記
変換器の出力電圧を制御することを特徴とするものであ
る。A parallel operation control device according to a first aspect of the present invention is a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common bus bar and are operated in parallel while sharing a load current. In the above, each of the converters is an instantaneous voltage control type converter in which the arm of each phase constituting the converter controls a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage. The converters are synchronized by a common signal, and detect the cross current component of the current flowing between the converters, and the detection signal suppresses the cross current component of the current flowing between the converters. In addition, the output voltage of the converter is controlled.

【００１０】また、第２発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器は共通の信号により同期をと
ると共に、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流
分を検出して、この検出信号により、上記瞬時電圧制御
回路の出力を変化させるとともに、上記横流分の変換器
間の電圧差に起因する成分により上記変換器の出力電圧
の大きさを変化させることにより、上記変換器相互間に
流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出
力電圧を制御することを特徴とするものである。Further, the parallel operation control device according to the second aspect of the present invention is a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common bus bar and the parallel operation is performed while sharing the load current. Is an instantaneous voltage control type converter in which the arms of each phase forming the converter perform switching a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage, and each of the above converters is common. The signals are synchronized with each other, and the cross current component of the current flowing between the respective converters is detected, and the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by the detection signal, and the cross current component between the converters is changed. By changing the magnitude of the output voltage of the converter according to the component caused by the voltage difference, the output voltage of the converter can be controlled so that the cross current of the current flowing between the converters is suppressed. The one in which the features.

【００１１】また、第３発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器は共通の信号により同期をと
ると共に、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流
分を検出して、この検出信号により、上記瞬時電圧制御
回路の出力を変化させるとともに、上記横流分を、主と
して変換器間の位相差に起因する第１の成分と、主とし
て変換器間の電圧差に起因する第２の成分として検出し
て、この検出信号により上記変換器の出力電圧の大きさ
を変化させることにより、上記変換器相互間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御することを特徴とするものである。Further, the parallel operation control device according to the third aspect of the present invention is a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common bus bar and which operates in parallel while sharing a load current. Is an instantaneous voltage control type converter in which the arms of each phase forming the converter perform switching a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage, and each of the above converters is common. The signals are synchronized with each other, and the cross current component of the current flowing between the respective converters is detected. The output of the instantaneous voltage control circuit is changed by the detection signal, and the cross current component is mainly converted into the converter. To detect the first component due to the phase difference between them and the second component mainly due to the voltage difference between the converters, and to change the magnitude of the output voltage of the converter by this detection signal. Ri, is characterized in that for controlling the output voltage of the converter as cross current component of the current flowing between the converter each other is suppressed.

【００１２】また、第４発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器は上記電源
系統の周波数に同期して運転すると共に、上記各々の変
換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分
を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間、変
換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑制されるよ
うに上記変換器の出力電圧を制御することを特徴とする
ものである。The parallel operation controller according to the fourth aspect of the present invention connects the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system to a common bus bar, and operates in parallel while sharing the load current. In the parallel converter system described above, the converter is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, The converter operates in synchronism with the frequency of the power supply system, and detects a cross current component of a current flowing between the converters and between the converters and the power supply system. During this period, the output voltage of the converter is controlled so that the cross current of the current flowing between the converter and the power supply system is suppressed.

【００１３】また、第５発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器は上記電源
系統の周波数に同期して運転すると共に、上記各々の変
換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分
を検出し、この検出信号により、上記瞬時電圧制御回路
の出力を変化させるとともに、上記横流分の変換器相互
間もしくは変換器と電源系統間の電圧差に起因する成分
により上記変換器の出力電圧の大きさを変化させること
により、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に流れ
る電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電
圧を制御することを特徴とするものである。The parallel operation controller according to the fifth aspect of the present invention connects the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system to a common bus bar, and operates in parallel while sharing the load current. In the parallel converter system described above, the converter is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, The converter operates in synchronism with the frequency of the power supply system, detects the cross current of the current flowing between the converters and between the converter and the power supply system, and detects the instantaneous voltage control by this detection signal. While changing the output of the circuit, by changing the magnitude of the output voltage of the converter by the component caused by the voltage difference between the converters of the cross current or between the converter and the power supply system, the converter互間, it is characterized in that for controlling the output voltage of the converter as cross current component of the current flowing between the converter and the power supply system can be suppressed.

【００１４】また、第６発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器は上記電源
系統の周波数に同期して運転すると共に、上記各々の変
換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分
を検出し、この検出信号により、上記瞬時電圧制御回路
の出力を変化させるとともに、上記横流成分を主として
変換器相互間もしくは変換器と電源系統間の位相差に起
因する第１の成分と、主として変換器相互間もしくは変
換器と電源系統間の電圧差に起因する第２の成分として
検出して、この検出信号により上記変換器の出力電圧の
大きさを変化させることにより、上記変換器相互間、変
換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑制されるよ
うに上記変換器の出力電圧を制御することを特徴とする
ものである。In the parallel operation control device according to the sixth aspect of the present invention, the outputs of one or a plurality of AC output converters and another power supply system are connected to a common bus bar, and the parallel operation is performed while sharing the load current. In the parallel converter system described above, the converter is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, The converter operates in synchronism with the frequency of the power supply system, detects the cross current of the current flowing between the converters and between the converter and the power supply system, and detects the instantaneous voltage control by this detection signal. While changing the output of the circuit, the above-mentioned cross current component is mainly caused by the first component due to the phase difference between the converters or between the converter and the power supply system, and mainly between the converters or between the converter and the power supply system. By detecting as a second component due to the pressure difference and changing the magnitude of the output voltage of the converter according to this detection signal, the cross current component of the current flowing between the converters and between the converter and the power supply system is detected. Is controlled such that the output voltage of the converter is controlled.

【００１５】また、第７発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流分
を、主として変換器の位相差に起因する第１の成分と、
主として変換器間の電圧差に起因する第２の成分として
検出して、この検出信号により、上記変換器相互間に流
れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力
電圧を制御することを特徴とするものである。The parallel operation control device according to the seventh aspect of the present invention is a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common busbar and which operates in parallel while sharing a load current. Is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, and between the converters. The cross current component of the flowing current is divided into the first component mainly caused by the phase difference of the converter,
The output voltage of the converter is controlled so that it is detected as a second component mainly due to the voltage difference between the converters, and the detection signal suppresses the cross current of the current flowing between the converters. It is characterized by that.

【００１６】また、第８発明に係る並列運転制御装置
は、複数台の交流出力変換器の出力を共通の母線に接続
し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列変換器シス
テムにおいて、上記各々の変換器は、変換器を構成する
各相のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチング
を行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換
器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横流分
を検出して、この検出信号により上記瞬時電圧制御回路
の出力を変化させるとともに、上記横流分を、主として
変換器の位相差に起因する第１の成分と、主として変換
器間の電圧差に起因する第２の成分として検出して、こ
れらの検出信号により上記変換器の出力の絶対値と位相
を変化させることにより、上記変換器相互間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御することを特徴とするものである。The parallel operation control device according to the eighth aspect of the present invention is a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common busbar and which operates in parallel while sharing a load current. Is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, and between the converters. The cross current component of the flowing current is detected, the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal, and the cross current component is mainly generated between the first component caused by the phase difference of the converter and mainly between the converter. Is detected as a second component resulting from the voltage difference between the converters, and the absolute value and phase of the output of the converters are changed by these detection signals, thereby suppressing the cross current component of the current flowing between the converters. It is characterized in that for controlling the output voltage of the converter so that.

【００１７】また、第９発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御
する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器と電源系統
間に流れる電流の横流分を、主として変換器間の位相差
に起因する第１の成分と、主として変換器間の電圧差に
起因する第２の成分として検出し、この検出信号によ
り、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御することを特徴とするものである。Further, the parallel operation controller according to the ninth aspect of the present invention connects the outputs of one or a plurality of AC output converters and another power supply system to a common bus bar, and operates in parallel while sharing the load current. In the parallel converter system described above, the converter is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, The cross current component of the current flowing between the converter and the power supply system is detected as a first component mainly due to a phase difference between the converters and a second component mainly due to a voltage difference between the converters. It is characterized in that the output voltage of the converter is controlled by the detection signal so that the cross current of the current flowing between the converters and between the converters and the power supply system is suppressed.

【００１８】また、第１０発明に係る並列運転制御装置
は、１台または複数台の交流出力変換器の出力と別の電
源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ
並列運転する並列変換器システムにおいて、上記各々の
変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクル
の間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を
制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記各々の変換器
相互間に流れる電流の横流分を検出して、この検出信号
により上記瞬時時電圧制御回路の出力を変化させるとと
もに、上記横流分を、主として変換器間の位相差に起因
する第１の成分と、主として変換器間の電圧差に起因す
る第２の成分として検出して、これら検出信号により上
記変換器の出力の絶対値と位相を変化させることによ
り、上記変換相互間、変換器と電源系統間に流れる電流
の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制
御することを特徴とするものである。The parallel operation controller according to the tenth aspect of the invention connects the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system to a common bus bar, and operates in parallel while sharing the load current. In the parallel converter system described above, each of the above converters is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle. , The cross current component of the current flowing between the converters is detected, the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal, and the cross current component is mainly caused by the phase difference between the converters. Of the first component and the second component mainly caused by the voltage difference between the converters, and by changing the absolute value and the phase of the output of the converter by these detection signals, It is characterized in that for controlling the output voltage of the converter as cross current component of the current flowing between the converter and the power supply system can be suppressed.

【００１９】[0019]

【作用】第１発明における並列運転制御装置では、各変
換器は共通の信号により同期をとると共に、上記各々の
変換器相互間に流れる電流の横流分を検出して、この検
出信号により、上記変換器相互間に流れる電流の横流分
が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制御する。In the parallel operation control device according to the first aspect of the present invention, the converters are synchronized by a common signal, and the cross current of the current flowing between the converters is detected. The output voltage of the converter is controlled so that the cross current of the current flowing between the converters is suppressed.

【００２０】また、第２発明における並列運転制御装置
では、第１発明の作用の他に、さらに、横流分の変換器
間の電圧差に起因する成分により変換器の出力電圧の大
きさを変化する。In addition, in the parallel operation control device according to the second aspect of the invention, in addition to the operation of the first aspect of the invention, the magnitude of the output voltage of the converter is further changed by the component due to the voltage difference between the converters of the cross current. To do.

【００２１】また、第３発明における並列運転制御装置
では、第２発明の作用の他に、さらに、変換器間の出力
位相差に起因する成分により変換器間の出力位相を制御
する。Further, in the parallel operation control device according to the third aspect of the invention, in addition to the operation of the second aspect of the invention, the output phase between the converters is further controlled by the component caused by the output phase difference between the converters.

【００２２】また、第４発明における並列運転制御装置
では、変換器は上記電源系統の周波数に同期して運転す
ると共に、上記各々の変換器相互間、変換器と電源系統
間に流れる電流の横流分を検出し、この検出信号によ
り、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を
制御する。Further, in the parallel operation control device according to the fourth aspect of the invention, the converters operate in synchronization with the frequency of the power supply system, and the cross current of the currents flowing between the converters and between the converters and the power supply system. The output voltage of the converter is controlled so that the cross current component of the current flowing between the converters and between the converters and the power supply system is suppressed by this detection signal.

【００２３】また、第５発明における並列運転制御装置
では、第４発明の作用の他に、さらに、横流分の変換器
間の電圧差に起因する成分により変換器の出力電圧の大
きさを変化する。Further, in the parallel operation control device according to the fifth aspect of the invention, in addition to the operation of the fourth aspect of the invention, the magnitude of the output voltage of the converter is further changed by the component due to the voltage difference between the converters of the cross current. To do.

【００２４】また、第６発明における並列運転制御装置
では、第５発明の作用の他に、さらに、変換器間の出力
位相差に起因する成分により変換器間の出力位相を制御
する。Further, in the parallel operation control device of the sixth invention, in addition to the operation of the fifth invention, the output phase between the converters is further controlled by the component caused by the output phase difference between the converters.

【００２５】また、第７発明における並列運転制御装置
では、各々の変換器相互間に流れる電流の横流分を、主
として変換器の位相差に起因する第１の成分と、主とし
て変換器間の電圧差に起因する第２の成分として検出し
て、この検出信号により、上記変換器相互間に流れる電
流の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧と
位相を制御する。In the parallel operation controller of the seventh aspect of the invention, the cross current component of the current flowing between the respective converters is divided into the first component mainly due to the phase difference of the converters and the voltage between the converters. It is detected as a second component caused by the difference, and the detection signal controls the output voltage and phase of the converter so that the cross current of the current flowing between the converters is suppressed.

【００２６】また、第８発明における並列運転制御装置
では、第７発明の作用の他に、瞬時制御形交流出力変換
器の電圧制御回路に、変換器相互間に流れる電流の横流
分に応じた信号を与えて出力電圧を制御する。Further, in the parallel operation control apparatus according to the eighth aspect of the invention, in addition to the operation of the seventh aspect of the invention, the voltage control circuit of the instantaneous control type AC output converter responds to the transverse flow amount of the current flowing between the converters. A signal is given to control the output voltage.

【００２７】また、第９発明における並列運転制御装置
では、上記横流分の第１と第２の成分による検出信号に
より、変換器と電源系統間との並列運転時に流れる電流
の横流分が抑制されるように上記変換器の出力電圧を制
御する。Further, in the parallel operation control device according to the ninth aspect of the invention, the detection signal by the first and second components of the above-mentioned cross current suppresses the cross current of the current flowing during parallel operation between the converter and the power supply system. To control the output voltage of the converter.

【００２８】さらに、第１０発明における並列運転制御
装置では、第９発明の作用の他に、上記各々の変換器相
互間に流れる電流の横流分を検出して、この検出信号に
より上記瞬時電圧制御回路の出力を変化させる。Further, in the parallel operation control device according to the tenth invention, in addition to the operation of the ninth invention, the cross current component of the current flowing between the converters is detected, and the instantaneous voltage control is performed by this detection signal. Change the output of the circuit.

【００２９】[0029]

【実施例】実施例１．以下、本発明の実施例を図につい
て説明する。図１は第１発明に係る実施例の構成図で、
図１において、１号インバータ装置１は、図示簡略した
同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて
並列運転しつつ、負荷４へ電力を供給している。５は１
号インバータ装置１に接続されている直流電源、６は２
号インバータ装置２に接続されている直流電源である。
そのほか、前述の図１６と対応する機能については同じ
番号を付けているが、図１６は出力電圧の平均値を制御
する形式のインバータ装置であるのに対し、図１は出力
電圧の瞬時値及び平均値を制御する形式のインバータ装
置であるので、同一番号でも必ずしも同一機能の回路で
はない。EXAMPLES Example 1. Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of an embodiment according to the first invention.
In FIG. 1, the No. 1 inverter device 1 supplies electric power to the load 4 while operating in parallel through the No. 2 inverter device 2 and the output busbar 3 having the same configuration and simplified in the drawing. 5 is 1
DC power source connected to No. 1 inverter device 1, 6 is 2
The DC power source is connected to the No. inverter device 2.
In addition, although the same numbers are given to the functions corresponding to those in FIG. 16 described above, FIG. 16 shows an inverter device of the type that controls the average value of the output voltage, while FIG. Since it is an inverter device of the type that controls the average value, circuits with the same number do not necessarily have the same function.

【００３０】１００番以降の番号は、インバータ装置の
構成要素であり、添え字のない番号と添え字がａの番号
は１号インバータ装置１の構成要素、添え字がｂの番号
は２号インバータ装置２の構成要素である。Numbers after 100 are constituent elements of the inverter device. Numbers without suffix and numbers with suffix a are constituent elements of No. 1 inverter device 1, and numbers with suffix b are No. 2 inverter. It is a component of the device 2.

【００３１】１００はインバータ本体であり、例えば高
周波スイッチングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴ
などの自己消弧形素子により構成され、図２の（ａ）の
ような３相ブリッジインバータや（ｂ）のような単相ブ
リッジインバータのそれぞれのアームが出力周波数（例
えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波で
スイッチイングするもので、直流電圧を正弦波の基本波
を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。１０
１，１０２は低域通過フィルタを構成するリアクトルと
コンデンサであり、インバータ本体１００の発生した矩
形波状の高周波交流電圧から高調波を除去し、正弦波の
出力電圧を得て、出力開閉器１０３ａを通じて出力母線
３へ接続されている。Reference numeral 100 denotes an inverter body, for example, a transistor or MOSFET capable of high frequency switching.
Each of the arms of the three-phase bridge inverter as shown in FIG. 2A or the single-phase bridge inverter as shown in FIG. Switching is performed at a high frequency of several hundred times, and a DC voltage is converted into a rectangular-wave-shaped high-frequency AC voltage containing a sine wave fundamental wave. 10
Reference numerals 1 and 102 denote a reactor and a capacitor that form a low-pass filter, remove harmonics from the rectangular-wave-shaped high-frequency AC voltage generated by the inverter body 100, obtain a sine-wave output voltage, and output through the output switch 103a. It is connected to the output bus bar 3.

【００３２】２００ａは１号インバータ装置１の出力電
流Ｉ1 を、２０１はインバータ本体１００の出力電流Ｉ
A1を検出する電流センサである。３００はコンデンサ１
０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる）を検出
する電圧センサである。Reference numeral 200a indicates the output current I 1 of the No. 1 inverter device 1, and 201 indicates the output current I 1 of the inverter main body 100.
It is a current sensor that detects A1 . 300 is a capacitor 1
This is a voltage sensor for detecting the voltage of 02 (which becomes the output bus voltage during parallel operation).

【００３３】また、４００はインバータ本体１００のス
イッチングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり、例
えばインバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧
指令信号と三角波キャリアの交点でインバータ本体１０
０をスイッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路であ
る。４０１はインバータ本体１００の出力電流ＩA1を制
御する瞬時電流制御回路、４０２はインバータ本体１０
０の出力電流指令値を制限するリミッタ回路、４０３は
コンデンサ１０２の電圧を制御する瞬時電圧制御回路、
４０４は所望の出力電圧を発生するためにコンデンサ１
０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準発
生回路、４０５は１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿入し、横
流を制限するように動作させるための横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路、４０６は１号インバータ装置１が出
力している横流と分担すべき負荷電流値を検出する負荷
電流検出回路である。Reference numeral 400 is a PWM circuit that determines the switching timing of the inverter body 100. For example, at the intersection of the voltage command signal for the fundamental wave to be output by the inverter body 100 and the triangular wave carrier, the inverter body 10 is connected.
This is a triangular wave comparison type PWM circuit for switching 0. Reference numeral 401 is an instantaneous current control circuit for controlling the output current I A1 of the inverter body 100, and 402 is the inverter body 10.
A limiter circuit that limits the output current command value of 0, 403 is an instantaneous voltage control circuit that controls the voltage of the capacitor 102,
404 is a capacitor 1 for generating a desired output voltage.
A capacitor current reference generation circuit for outputting a current value to be supplied to 02, 405 is for virtually inserting an impedance Z between the No. 1 inverter device 1 and the No. 2 inverter device 2 to operate so as to limit the cross current. A cross-current limiting virtual impedance circuit 406 is a load current detection circuit that detects a cross-current output from the No. 1 inverter device 1 and a load current value to be shared.

【００３４】さらに、４０７は１号インバータ装置１の
出力すべき瞬時電圧指令値を作成する掛算器、４０８は
１号インバータ１の出力電圧の平均値を制御する平均値
電圧制御回路、４０９は電圧制御回路に平均値の指令値
を与える電圧設定器、４１０は電圧検出器３００の出力
からコンデンサ１０２の電圧の平均値を導出する平均値
回路、８は掛算器４０７にクロック信号を与える発振器
であり、１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
に共通のクロック信号を供給する。なお、５００，５０
１，５０２，５０３，５０４，５０５は加減算器であ
る。Further, 407 is a multiplier for creating an instantaneous voltage command value to be output from the No. 1 inverter device 1, 408 is an average value voltage control circuit for controlling the average value of the output voltage of the No. 1 inverter device 1, and 409 is a voltage. A voltage setter that gives an average command value to the control circuit, 410 is an average value circuit that derives the average value of the voltage of the capacitor 102 from the output of the voltage detector 300, and 8 is an oscillator that gives a clock signal to the multiplier 407. No. 1 inverter device 1, No. 2 inverter device 2
Supply a common clock signal to. In addition, 500, 50
1, 502, 503, 504 and 505 are adder / subtractors.

【００３５】一方、２号インバータ装置２は、１号イン
バータ装置１と同一の構成で、出力が出力母線３を通じ
て１号インバータ装置１と並列接続されており、１０３
ｂは２号インバータ装置２の出力開閉器、２００ｂは２
号インバータ装置２の出力電流Ｉ2 を検出する電流セン
サである。On the other hand, the No. 2 inverter device 2 has the same configuration as the No. 1 inverter device 1, and its output is connected in parallel with the No. 1 inverter device 1 through the output bus bar 103.
b is the output switch of the No. 2 inverter device 2, 200b is 2
2 is a current sensor for detecting the output current I 2 of the No. inverter device 2.

【００３６】ここで、上記電流検出回路４０６として
は、図３のブロック図に示す如く構成を備える。図３に
おいて、４０６ｓ，４０６ｔは加減算器、４０６ｕはイ
ンバータ装置の並列台数をｎとした時１／ｎのゲインを
持つ増幅回路であり、加算器４０６ｓにて１号インバー
タ装置１の出力電流Ｉ1 と２号インバータ装置２の出力
電流Ｉ2 を加算して負荷電流ＩL を求め、この信号を増
幅回路４０６ｕに入力して、負荷電流ＩL を並列台数ｎ
（この場合はｎ＝２）で割った値ＩL ／ｎを演算し、こ
れを１号インバータ装置１が分担すべき負荷電流ＩL1 *
として出力する。また、減算器４０６ｔにより、１号イ
ンバータ装置１の出力電流Ｉ1 と分担すべき電流ＩL1 *
の差、即ち、横流ΔＩ1 （＝Ｉ1 −ＩL1 * ）を演算出力
する。Here, the current detection circuit 406 has a structure as shown in the block diagram of FIG. In FIG. 3, 406s and 406t are adder / subtractors, 406u is an amplifier circuit having a gain of 1 / n when the number of parallel inverter devices is n, and the adder 406s outputs the output current I 1 of the first inverter device 1. When adding the output current I 2 of the No. 2 inverter device 2 in search of the load current I L, by inputting the signal to the amplifier circuit 406U, the load current I L of the parallel number n
(In this case, n = 2) A value I L / n is calculated and the load current I L1 * to be shared by the No. 1 inverter device 1 is calculated .
Output as. Further, the subtractor 406t uses the output current I 1 of the No. 1 inverter device 1 and the current I L1 * to be shared .
Difference, that is, the cross current ΔI 1 (= I 1 −IL 1 * ) is calculated and output.

【００３７】次に上記構成に係る具体的動作について説
明する。１号インバータ装置１には電流マイナーループ
が設けられており、瞬時電流制御回路４０１は、電流セ
ンサ２０１によりフィードバックされたインバータ本体
１００の出力電流ＩA1がリミッタ回路４０２からの電流
指令ＩA1 * と一致するようにリアクトル１０１に印加す
べき電圧の指令値を出力する。また、出力母線３にはコ
ンデンサ１０２及び２号インバータ装置２による電圧が
あるので、リアクトル１０１に所望の電圧を印加するに
は、インバータ本体１００が出力母線３の電圧とリアク
トル１０１に印加すべき電圧との和を発生する必要があ
る。従って、電圧検出器３００で検出したコンデンサ１
０２の電圧と電流制御回路４０１の出力との加算器５０
０にて加算し、この信号を電圧指令として三角波比較形
ＰＷＭ回路４００に与える。Next, a specific operation according to the above configuration will be described. The No. 1 inverter device 1 is provided with a current minor loop. In the instantaneous current control circuit 401, the output current I A1 of the inverter body 100 fed back by the current sensor 201 is used as the current command I A1 * from the limiter circuit 402. The command value of the voltage to be applied to the reactor 101 is output so as to match. Further, since the output bus bar 3 has a voltage generated by the capacitor 102 and the No. 2 inverter device 2, in order to apply a desired voltage to the reactor 101, the voltage of the output bus bar 3 and the voltage to be applied to the reactor 101 by the inverter body 100 are required. It is necessary to generate the sum of and. Therefore, the capacitor 1 detected by the voltage detector 300
02 of voltage 02 and output of current control circuit 401
0 is added and this signal is given to the triangular wave comparison type PWM circuit 400 as a voltage command.

【００３８】また、コンデンサ電流基準発生回路４０４
は、コンデンサに流れるべき電流として、コンデンサ１
０２の電圧指令Ｖ1 *より９０度位相の進んだ正弦波電流
基準をコンデンサ１０２の容量に応じて発生する。コン
デンサ１０２の電圧指令Ｖ1 *は減算器５０４の出力から
得られることは後述する。さらに、瞬時電圧制御回路４
０３は、コンデンサ１０２の電圧指令Ｖ1 *と電圧検出器
３００で検出したコンデンサ１０２の電圧との偏差を減
算器５０３にて演算した信号を入力とし、この偏差を少
なくするためにインバータ本体１００が出力すべき補正
電流信号を出力する。Further, the capacitor current reference generation circuit 404
Is the current that should flow through the capacitor
A sine wave current reference that is 90 degrees in phase from the voltage command V 1 * of 02 is generated according to the capacitance of the capacitor 102. It will be described later that the voltage command V 1 * of the capacitor 102 is obtained from the output of the subtractor 504. Furthermore, the instantaneous voltage control circuit 4
03 receives the signal calculated by the subtractor 503 of the deviation between the voltage command V 1 * of the capacitor 102 and the voltage of the capacitor 102 detected by the voltage detector 300, and the inverter main body 100 reduces the deviation by inputting the signal. The correction current signal to be output is output.

【００３９】インバータ本体１００への出力電流指令地
ＩA1 * は、コンデンサ電流基準発生回路４０４、瞬時電
圧制御回路４０３の出力と、電流検出回路４０６が出力
する１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値ＩL1 *
を加算器５０２にて演算し、その結果をリミッタ回路４
０２にて制限した信号である。従って、無負荷状態にお
いては、インバータ本体１００がコンデンサ１０２に流
れるべき電流を供給することによって無負荷電圧を確立
する。この場合、瞬時電圧制御回路４０３は電流制御の
誤差やコンデンサ１０２の容量の設計値と実際地値との
誤差により生じるコンデンサ電流基準発生回路４０４の
出力の過不足分を補正する。The output current command I A1 * to the inverter main body 100 is the load current sharing command of the first inverter device 1 output from the capacitor current reference generation circuit 404 and the instantaneous voltage control circuit 403 and the current detection circuit 406. Value I L1 *
Is calculated by the adder 502, and the result is calculated by the limiter circuit 4
This is the signal limited by 02. Therefore, in the no-load state, the inverter main body 100 supplies a current to the capacitor 102 to establish the no-load voltage. In this case, the instantaneous voltage control circuit 403 corrects the excess or deficiency of the output of the capacitor current reference generation circuit 404 caused by the error of the current control and the error between the design value of the capacitance of the capacitor 102 and the actual value.

【００４０】次に、負荷４が投入されると、負荷電流Ｉ
L の１／２を分担するように電流検出回路４０６から電
流マイナーループへ指令ＩL1 * が与えられ、それぞれの
インバータが負荷電流を１／２づつ分担することにな
る。ここで、リミッタ回路４０２は負荷起動時における
突入電流等の過電流をインバータ本体１００が供給しな
いように、電流制御回路４０１への指令値をインバータ
本体１００の電流許容値以下に制限するものである。Next, when the load 4 is turned on, the load current I
The current detection circuit 406 gives a command I L1 * to the current minor loop so as to share ½ of L , and each inverter shares ½ of the load current. Here, the limiter circuit 402 limits a command value to the current control circuit 401 to a current allowable value of the inverter body 100 or less so that the inverter body 100 does not supply an overcurrent such as a rush current at the time of starting the load. .

【００４１】このように構成することによって、インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保
護され、また、負荷電流の歪や急変に対して速やかに追
従することにより、出力電圧を常に正弦波に保つことが
できる。この方式の特徴はこのような制御がインバータ
の高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため、
応答が非常に速いことである。例えば、１０ｋＨZ のス
イッチング周波数を用いると１００μｓｅｃ毎に制御が
行われるので、負荷の急変などの外乱に対する過渡現象
はおよそ１００μｓｅｃの１０倍程度で完了し、優れた
制御性能を得ることができる。With this configuration, the inverter is protected against overcurrent by its own current minor loop, and the output voltage is always sinusoidal by quickly following the distortion or sudden change of the load current. You can keep on the waves. The characteristic of this method is that such control is performed every time the high frequency PWM switching of the inverter is performed.
The response is very fast. For example, since the control for each 100 .mu.sec With the switching frequency of 10KH Z is performed, transients against disturbance such as a sudden change in the load is completed in 10 times the approximately 100 .mu.sec, it is possible to obtain excellent control performance.

【００４２】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御形の応答と精度が全く同一の場合は、以
上の制御系構成で横流は流れないが、実際には構成部品
の精度、制御ゲイン、主回路定数などのばらつきによ
り、このままでは横流の少ない安定した並列運転が困難
である。例えば、１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の電圧検出器が、それぞれ−０．５％，＋０．
５％の誤差を持っていたとすると、単独運転時の出力電
圧差ΔＶが１％となり、仮にインバータ間の配線インピ
ーダンスが１％以下だとすると、横流が１００％以上流
れることになる。When the voltage control type response and the precision of the No. 1 inverter device 1 and the No. 2 inverter device 2 are exactly the same, the cross current does not flow in the above control system configuration, but in reality, the precision and control of the components are controlled. Due to variations in gain, main circuit constants, etc., stable parallel operation with little cross current is difficult if left unchanged. For example, the voltage detectors of the first inverter device 1 and the second inverter device 2 are -0.5%, +0.
If there is an error of 5%, the output voltage difference ΔV during islanding becomes 1%, and if the wiring impedance between the inverters is 1% or less, the cross current will flow 100% or more.

【００４３】本実施例は、次のようにして、インバータ
間に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも
存在するように制御回路を構成することにより、横流を
抑制する。横流制限用仮想インピーダンス回路４０５
は、ΔＩ1 ×Ｚ（ΔＩ1 は横流：Ｉ1 −ＩL1 * ，Ｚは仮
想的なインピーダンスの伝達関数）を演算し、この信号
を減算器５０４により掛算器４０７から出力される電圧
指令値Ｖ* から減じ、これをコンデンサ１０２の電圧指
令Ｖ1 *とする。コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制
御系により、電圧指令Ｖ1 *に瞬時に追従する。The present embodiment suppresses the cross current by configuring the control circuit so that the impedance exists only for the cross current flowing between the inverters as follows. Virtual impedance circuit 405 for limiting cross current
Calculates ΔI 1 × Z (ΔI 1 is a cross current: I 1 −I L1 * , Z is a virtual impedance transfer function), and this signal is a voltage command value output from the multiplier 407 by the subtractor 504. It is subtracted from V * to obtain the voltage command V 1 * for the capacitor 102. The voltage of the capacitor 102 instantaneously follows the voltage command V 1 * by the voltage control system described above.

【００４４】ここで、図４を用いて、横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路４０５によりインバータが横流に関し
てのみＺの出力インピーダンスを持ち、横流以外の電流
成分には低インピーダンスの電圧源として動作すること
を説明する。図４は図１の瞬時横流制御部を簡略化した
ブロック図であり、図において、７００ａ，７００ｂは
それぞれ１号インバータ装置１、２号インバータ装置２
の電圧指令値Ｖ1 *及びＶ2 *から出力電圧までの伝達関数
を示し、７０１ａ，７０１ｂはそれぞれ１号インバータ
装置１、２号インバータ装置２の出力電圧基準Ｖ* を作
成する部分のブロックを示す。その他の番号は前述の図
１で既に説明済であり、同一機能については同一番号を
付けている。既に使用している記号もあるが、次の記号
を改めて定義する。Here, it will be described with reference to FIG. 4 that the cross current limiting virtual impedance circuit 405 causes the inverter to have a Z output impedance only with respect to the cross current and operate as a low impedance voltage source for current components other than the cross current. To do. FIG. 4 is a simplified block diagram of the instantaneous cross current control unit of FIG. 1, in which 700a and 700b are No. 1 inverter device 1 and No. 2 inverter device 2, respectively.
Shows the transfer function from the voltage command values V 1 * and V 2 * to the output voltage, and 701a and 701b are blocks of a portion for creating the output voltage reference V * of the first inverter device 1 and the second inverter device 2, respectively. Show. The other numbers have already been described in FIG. 1 described above, and the same numbers are assigned to the same functions. Some symbols have already been used, but the following symbols will be defined again.

【００４５】ＶB ：出力母線電圧 Ｖ* ：出力電圧指令値 Ｖ1 *：１号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｖ2 *：２号インバータコンデンサ電圧指令値 ＩL ：負荷電流 Ｉ1 ：１号インバータ出力電流 Ｉ2 ：２号インバータ出力電流 ΔＩ1 ：１号インバータ横流（＝Ｉ1 −ＩL ／２） ΔＩ2 ：２号インバータ横流（＝Ｉ2 −ＩL ／２） Ｇ1 ：１号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｇ2 ：２号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ：横流制限用仮想インピーダンス値 これらの記号を用いて、次に、横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く。V B : Output bus voltage V * : Output voltage command value V 1 * : No. 1 inverter capacitor voltage command value V 2 * : No. 2 inverter capacitor voltage command value IL : Load current I 1 : No. 1 inverter output Current I 2 : No. 2 inverter output current ΔI 1 : No. 1 inverter cross current (= I 1 −I L / 2) ΔI 2 : No. 2 inverter cross current (= I 2 −I L / 2) G 1 : No. 1 inverter voltage Control system transfer function G 2 : No. 2 inverter voltage control system transfer function Z: Cross current limiting virtual impedance value Using these symbols, a relational expression showing the effect of the cross current limiting virtual impedance is next derived.

【００４６】キルヒホッフの法則より、次式が成立す
る。 ＩL ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 （１） （１）式より、ΔＩ1 ，ΔＩ2 は次式となる。 ΔＩ1 ＝Ｉ1 −ＩL ／２＝（Ｉ1 −Ｉ2 ）／２ （２） ΔＩ2 ＝Ｉ2 −ＩL ／２＝（Ｉ2 −Ｉ1 ）／２ （３） ΔＩ2 ＝−ΔＩ1 （４）From Kirchhoff's law, the following equation holds. I L = I 1 + I 2 (1) From the formula (1), ΔI 1 and ΔI 2 are as follows. ΔI 1 = I 1 −I L / 2 = (I 1 −I 2 ) / 2 (2) ΔI 2 = I 2 −I L / 2 = (I 2 −I 1 ) / 2 (3) ΔI 2 = − ΔI 1 (4)

【００４７】図４及び（４）式より、Ｖ1 * ，Ｖ2 *は次
式となる。 Ｖ1 *＝Ｖ* −Ｚ×ΔＩ1 （５） Ｖ2 *＝Ｖ* −Ｚ×ΔＩ2 ＝Ｖ* ＋Ｚ×ΔＩ1 （６） Ｇ1 ，Ｇ2 の定義より、次式が成立する。 ＶB ＝Ｖ1 *×Ｇ1 （７） ＶB ＝Ｖ2 *×Ｇ2 （８） （５）〜（８）より、次式が成立する。 ＶB ＝Ｖ* ×Ｇ1 −Ｚ×ΔＩ1 ×Ｇ1 （９） ＶB ＝Ｖ* ×Ｇ2 −Ｚ×ΔＩ2 ×Ｇ2 （１０） （９）〜（１０）式より、ΔＩ1 を求めると次式とな
る。 ΔＩ1 ＝〔Ｖ* ／Ｚ〕×〔（Ｇ−Ｇ2 ）／（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）〕（１１） （９）＋（１０）式を求め、２で除すと、次式となる。 ＶB ＝Ｖ* ×（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）／２−Ｚ×ΔＩ1 ×（Ｇ1 −Ｇ2 ）／２（１２）From FIGS. 4 and (4), V 1 * and V 2 * are as follows. V 1 * = V * −Z × ΔI 1 (5) V 2 * = V * −Z × ΔI 2 = V * + Z × ΔI 1 (6) From the definitions of G 1 and G 2 , the following formula is established. V B = V 1 * × G 1 (7) V B = V 2 * × G 2 (8) From (5) to (8), the following equation is established. V B = V * × G 1 −Z × ΔI 1 × G 1 (9) V B = V * × G 2 −Z × ΔI 2 × G 2 (10) From formulas (9) to (10), ΔI 1 The following formula is obtained. ΔI 1 = [V * / Z] × [(G−G 2 ) / (G 1 + G 2 )] (11) The equation (9) + (10) is calculated and divided by 2 to obtain the following equation. V B = V * × (G 1 + G 2 ) / 2-Z × ΔI 1 × (G 1 −G 2 ) / 2 (12)

【００４８】（１１）式より、横流は仮想インピーダン
ス値Ｚにより抑制できることがわかる。即ち、Ｇ1 ，Ｇ
2 は電圧制御系を前述のように瞬時電圧制御形などで構
成することにより、出力周波数においてゲインをほぼ１
とすることができるので、（１１）式は次式となる。 ΔＩ1 ≒〔Ｖ* ×（Ｇ1 −Ｇ2 ）〕／（２×Ｚ） （１３） 単独の場合の個々のインバータ装置の出力電圧差をΔＶ
とすると、（１３）式は次式となる。 ΔＩ1 ≒ΔＶ／（２×Ｚ） （１４） 例えば、ΔＶが１％の場合は、Ｚ＝５０％に選ぶと、横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１／１００＝１％となる。From the equation (11), it is understood that the cross current can be suppressed by the virtual impedance value Z. That is, G 1 , G
2 has a gain of approximately 1 at the output frequency by configuring the voltage control system with the instantaneous voltage control type as described above.
Therefore, the equation (11) becomes the following equation. ΔI 1 ≈ [V * × (G 1 −G 2 )] / (2 × Z) (13) The output voltage difference of each inverter device in the case of a single ΔV
Then, the equation (13) becomes the following equation. ΔI 1 ≈ΔV / (2 × Z) (14) For example, when ΔV is 1% and Z = 50%, the cross current is ΔV / (2 × Z) = 1/100 = 1%.

【００４９】次に（１２）式の右辺第２項は、（１３）
式を代入すると次式となる。 Ｚ×ΔＩ1 ×〔（Ｇ1 −Ｇ2 ）／２〕 ≒｛Ｖ* ×（Ｇ1 −Ｇ2 ）｝2 ／（４×Ｖ* ）＝（ΔＶ）2 ／（４×Ｖ* ） （１５） ΔＶは１％程度と小さいので、（ΔＶ）2 ≒０と考える
ことができる。従って、（１２）式は右辺第１項のみと
なり、次式となる。 ＶB ≒Ｖ* ×（Ｇ1 ＋Ｇ2 ）／２ （１６） （１６）式より、並列運転時の母線電圧ＶB は、単独運
転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり、
仮想インピーダンス値Ｚの影響はない。Next, the second term on the right side of the equation (12) is (13)
Substituting an expression gives the following expression. Z × ΔI 1 × [(G 1 −G 2 ) / 2] ≈ {V * × (G 1 −G 2 )} 2 / (4 × V * ) = (ΔV) 2 / (4 × V * ) ( 15) Since ΔV is as small as about 1%, it can be considered that (ΔV) 2 ≈0. Therefore, the expression (12) has only the first term on the right side and becomes the following expression. V B ≈V * × (G 1 + G 2 ) / 2 (16) From equation (16), the bus voltage V B during parallel operation is the average output voltage value of the individual inverter devices during independent operation,
The virtual impedance value Z has no effect.

【００５０】Ｚは出力周波数において横流を制限するた
めの適当なインピーダンスを持っていれば、どのような
伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として、微分回路であればＺはリアクトルと
して、積分回路であればＺはコンデンサとして、比例、
積分、微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗、コンデ
ンサ、リアクトルの組み合わせた回路として動作する。
また、Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも、出力周波数において横流を制限するための
適当なインピーダンス値さえ持っていれば、安定に横流
を制限することができる。Z may be any transfer function as long as it has an appropriate impedance for limiting the cross current at the output frequency. For example, if this circuit is a proportional circuit, Z is a resistor, if it is a differentiating circuit, Z is a reactor, and if it is an integrating circuit, Z is a capacitor.
If it is a combination circuit of integration and differentiation, Z operates as a circuit in which a resistance, a capacitor, and a reactor are combined.
Further, Z is a circuit including a nonlinear element such as a positive / negative non-symmetrical limiter, which can stably limit the cross current as long as it has an appropriate impedance value for limiting the cross current at the output frequency.

【００５１】以上の説明では単純化のため、電流、電圧
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が、ベクトル量であっても同じ関係が成立する。In the above description, for simplification, the current and the voltage are the vector quantities, but the same relationship holds even if they are the vector quantities.

【００５２】ところで、１号及び２号インバータ装置が
仮想インピーダンスＺだけによって並列運転していると
すると、前述のように両者の間には、両者の電圧差ΔＶ
に対し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この
横流の有効電力成分は、インバータにより可逆変換され
るため、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転し
ている場合には、一方のインバータの直流電源から他方
のインバータの直流電源に対して有効電力が流れること
になる。この有効電力横流分がインバータの損失よりも
大きくなり、かつ直流電源５がサイリスタ整流器のよう
に電力回生できないものである場合、この有効電力の流
入により直流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れ
がある。If the No. 1 and No. 2 inverter devices are operated in parallel only by the virtual impedance Z, the voltage difference ΔV between the two is as described above.
On the other hand, a cross current of ΔI = ΔV / (2 × Z) flows. Since the active power component of this cross current is reversibly converted by the inverter, for example, when two inverters are operating in parallel with no load, the DC power supply of one inverter is changed to the DC power supply of the other inverter. Active power will flow. When this active power cross current becomes larger than the loss of the inverter and the DC power supply 5 cannot regenerate electric power like a thyristor rectifier, the DC voltage rises due to the inflow of this active power, which may result in overvoltage. There is.

【００５３】次に、このような有効電力の流入を抑制し
て直流過電圧にならないで安定に並列運転するための、
各装置に共通の発振器を持った共通のクロック信号によ
る制御について説明する。Next, in order to suppress such an inflow of active power and stably operate in parallel without a DC overvoltage,
Control by a common clock signal having a common oscillator for each device will be described.

【００５４】（１４）式より横流ΔＩ1 は、ΔＩ1 ≒Δ
Ｖ／（２×Ｚ）である。図５はＶ1 *およびＶ2 *の位相が
完全に一致していて、Ｖ2 *の絶対値がＶ1 *の絶対値より
も小さい場合についてのベクトル図を示す。ここで、仮
想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス分をＸ
とすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すことができ、そのインピ
ーダンス角αを、α＝ａｒｇＺ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／
Ｒ）とする。Ｚがリアクタンス分のみを持つものとする
と、Ｒ＝０，α＝９０°となる。From equation (14), the cross current ΔI 1 is ΔI 1 ≈Δ
V / (2 × Z). FIG. 5 shows a vector diagram for the case where the phases of V 1 * and V 2 * are completely matched and the absolute value of V 2 * is smaller than the absolute value of V 1 * . Here, the resistance component of the virtual impedance Z is R, and the reactance component is X.
Then, it can be expressed as Z = R + jX, and its impedance angle α is α = argZ = arctan (X /
R). If Z has only reactance, R = 0 and α = 90 °.

【００５５】このベクトル図より横流ベクトルΔＩ1 お
よびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB よりもα＝９０°
だけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分だけを持
つ。From this vector diagram, the cross current vectors ΔI 1 and ΔI 2 are α = 90 ° more than the bus voltage vector V B.
It has only a component parallel to the virtual voltage vector E r delayed by only.

【００５６】図５から、両電圧指令値Ｖ1 *およびＶ2 *の
位相が一致していて電圧絶対値差のみある場合には、こ
れらの横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、負荷母線電
圧ベクトルＶB とα＝９０°だけ位相差を持っており、
無効分だけで、有効分がないことがわかる。From FIG. 5, when both voltage command values V 1 * and V 2 * are in phase with each other and there is only a voltage absolute value difference, these cross current vectors ΔI 1 and ΔI 2 are the load bus voltage vectors. It has a phase difference of V = 90 ° with V B ,
It can be seen that there is no valid part, only the invalid part.

【００５７】図１に戻って説明を続ける。インバータ装
置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１０
を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器５
０５により電圧設定器４０９から出力される基準電圧か
ら減算される。Returning to FIG. 1, the description will be continued. The output voltage of the inverter device is the voltage detector 300 and the average value circuit 410.
Adder / subtractor 5 as an average feedback voltage via
At 05, the voltage is subtracted from the reference voltage output from the voltage setter 409.

【００５８】各インバータ装置に共通の発振器８は、出
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転されるので、横流
の有効分は実質的に零になる。The oscillator 8 common to the respective inverter devices generates a sine wave signal sinωt which serves as a phase reference for the output voltage. The common clock signal causes the output voltage phases of the respective inverter devices to operate in a state where the output voltage phases are always in agreement, so that the effective component of the cross current becomes substantially zero.

【００５９】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ* ｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ* ＝｜Ｖ* ｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ* が指令値として減算器５０４に入
力される。The multiplier 407 includes an average value voltage control circuit 40.
The output voltage reference absolute value | V * | output from 8 and the sine wave signal sinωt output from the oscillator 8 are input, and the output voltage command value V * = | V * | · sinωt is output. This signal V * is input to the subtractor 504 as a command value.

【００６０】以上説明した図１の制御方式は単相インバ
ータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる。Although the control method of FIG. 1 described above is an example of a single-phase inverter, it can be applied to a three-phase inverter by providing a similar control circuit for each phase or for two phases.

【００６１】実施例２．次に、図１に示す実施例１に加
えて、横流の電圧差に起因する成分により出力電圧を制
御する第２発明に係る実施例を図６により説明する。図
６において、図１と同一部分は同一符号を付してその説
明は省略する。新たな構成として、４１１は電流検出回
路４０６で検出された横流ΔＩ1 を仮想電圧ベクトルＥ
r に平行な成分（有効分）ΔＩ1P（直流信号）に変換す
る変換器であり、同期整流回路または掛算器と平滑フィ
ルタにより構成される。また、５０６は設定器４０９か
らの電圧指令値から上記成分ΔＩ1Pを減算する加減算器
である。Example 2. Next, in addition to the first embodiment shown in FIG. 1, an embodiment according to the second invention in which the output voltage is controlled by the component caused by the voltage difference of the cross current will be described with reference to FIG. 6, the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. As a new configuration, 411 represents the cross current ΔI 1 detected by the current detection circuit 406 as a virtual voltage vector E.
It is a converter for converting a component (effective component) ΔI 1P (DC signal) parallel to r , and is composed of a synchronous rectification circuit or a multiplier and a smoothing filter. 506 is an adder / subtractor that subtracts the component ΔI 1P from the voltage command value from the setter 409.

【００６２】次に、実施例１と同様に、有効電力の流入
を抑制して直流過電圧にならないで安定に並列運転する
ための、各装置に共通の発振器を持った共通のクロック
信号とΔＩ1Pによる制御について説明する。横流ΔＩ1
は式（１４）に示す通りである。図７は電圧指令値Ｖ1 *
およびＶ2 *の位相が完全に一致しており、Ｖ2 *の絶対値
がＶ1 *の絶対値よりも小さい場合についてのベクトル図
を示す。ここで、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、
リアクタンス分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すこと
ができ、そのインピーダンス角αは式（１７）に示すも
のとなる。Next, as in the first embodiment, a common clock signal having an oscillator common to all the devices and ΔI 1P for suppressing the inflow of active power and stably operating in parallel without a DC overvoltage. The control by will be described. Cross current ΔI 1
Is as shown in Expression (14). FIG. 7 shows the voltage command value V 1 *
And V 2 * are completely in phase with each other, and a vector diagram for a case where the absolute value of V 2 * is smaller than the absolute value of V 1 * is shown. Here, the resistance component of the virtual impedance Z is R,
When the reactance component is X, it can be expressed as Z = R + jX, and the impedance angle α is as shown in equation (17).

【００６３】図７に示すベクトル図より横流ベクトルΔ
Ｉ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB よりもαだ
け遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分だけを持
つ。そして、この図７から、各横流成分ΔＩ1 およびΔ
Ｉ2 のうち両電圧指令値Ｖ1 *およびＶ2 *の電圧絶対値差
に起因する成分は、負荷母線電圧ベクトルＶB をαだけ
位相を遅らせて得た仮想電圧ベクトルＥr を基準とした
各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2 の有効分に等しいことが分か
る。From the vector diagram shown in FIG. 7, the cross current vector Δ
I 1 and ΔI 2 have only a component parallel to the virtual voltage vector E r which is delayed by α from the bus voltage vector V B. Then, from this FIG. 7, each of the cross current components ΔI 1 and Δ
The component of I 2 caused by the voltage absolute value difference between the voltage command values V 1 * and V 2 * is based on the virtual voltage vector E r obtained by delaying the phase of the load bus voltage vector V B by α. It can be seen that it is equal to the effective component of each cross current component ΔI 1 , ΔI 2 .

【００６４】図６において、変換器４１１は電流検出回
路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を仮想電圧ベク
トルＥr に平行な成分ΔＩ1Pに変換し、ΔＩ1Pは加減算
器５０６により設定器４０９からの電圧指令値から減算
され、基準電圧として平均値電圧制御回路４０８に入力
される。一方インバータ装置の出力電圧は、電圧検出器
３００、平均値回路４１０を介して平均値のフィードバ
ック電圧として加減算器５０５により電圧設定器４０９
から出力される基準電圧から減算される。[0064] In FIG. 6, the converter 411 converts the cross current [Delta] I 1 detected by the current detection circuit 406 to the parallel component [Delta] I 1P virtual voltage vector E r, [Delta] I 1P is from setter 409 by subtractor 506 It is subtracted from the voltage command value and input to the average value voltage control circuit 408 as a reference voltage. On the other hand, the output voltage of the inverter device is supplied to the voltage setter 409 by the adder / subtractor 505 as a feedback voltage of the average value via the voltage detector 300 and the average value circuit 410.
Is subtracted from the reference voltage output from.

【００６５】各インバータ装置に共通の発振器８は、出
力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生す
る。この共通クロック信号により各インバータ装置の出
力電圧位相は常に一致した状態で運転される。The oscillator 8 common to the respective inverter devices generates a sine wave signal sinωt which serves as a phase reference for the output voltage. By this common clock signal, the output voltage phases of the respective inverter devices are always operated in a matched state.

【００６６】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ* ｜と発振
器８から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力さ
れ、出力電圧指令値Ｖ* ＝｜Ｖ* ｜・ｓｉｎωｔが出力
される。この信号Ｖ* が指令値として減算器５０４に入
力される。The multiplier 407 includes an average value voltage control circuit 40.
The output voltage reference absolute value | V * | output from 8 and the sine wave signal sinωt output from the oscillator 8 are input, and the output voltage command value V * = | V * | · sinωt is output. This signal V * is input to the subtractor 504 as a command value.

【００６７】以上のように、横流ΔＩ1 のインバータ相
互間の電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより出力電
圧を制御し、共通クロック信号により電圧位相を一致さ
せることにより、横流が少なくなるように制御する。な
お、この制御は横流分が有害にならない範囲で比較的ゆ
っくりと制御すればよい。As described above, the output voltage is controlled by the component ΔI 1P caused by the difference in absolute voltage value between the inverters of the cross current ΔI 1 , and the common clock signal is used to match the voltage phase, thereby reducing the cross current. To control. It should be noted that this control may be performed relatively slowly within the range where the cross flow is not harmful.

【００６８】実施例３．次に、横流を二つの直交成分に
分離して制御する第３発明に係る実施例を図８によって
説明する。図８において、図６に示す実施例２と同一部
分は同一符号を付してその説明は省略する。新たな構成
として、この実施例３の変換器４１１は電流検出回路４
０６によって検出された横流ΔＩ1を二つの直交成分Δ
Ｉ1P，ΔＩ1Q（直流成分）に変換するようになされ、同
期整流回路または掛算器と平滑フィルタにより構成され
る。ここで、上記成分ΔＩ1Pは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を
基準とした有効分であり、ΔＩ1Qは電流ΔＩ1 の電圧Ｅ
r を基準とした無効分である。Example 3. Next, an embodiment according to the third invention for controlling the lateral flow by separating it into two orthogonal components will be described with reference to FIG. In FIG. 8, the same parts as those in the second embodiment shown in FIG. 6 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. As a new configuration, the converter 411 according to the third embodiment has the current detection circuit 4
The cross current ΔI 1 detected by the
I 1P , ΔI 1Q (DC component) is converted, and is composed of a synchronous rectification circuit or a multiplier and a smoothing filter. Here, the above component ΔI 1P is an effective component with reference to the voltage E r of the current ΔI 1 , and ΔI 1Q is the voltage E of the current ΔI 1 .
It is an invalid component based on r .

【００６９】ΔＩ1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ* ＝｜Ｖ* ｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
２と同様である。ΔI 1Q is introduced to the input terminal of the phase adjuster 412. The phase signal output from the phase adjuster 412 adjusts the output phase of the oscillator 8 by the phase shifter 413 to create the limiting wave signal sinωt that serves as the phase reference of the output voltage. As in the second embodiment, the output voltage command value V * = | V * | .sinωt is created by the multiplier 407 by this signal.

【００７０】図９はＶ1 *およびＶ2 *の絶対値が一致して
いてＶ2 *がＶ1 *よりも位相角θだけ遅れている場合につ
いてのベクトル図を示す。このベクトル図より横流ベク
トルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクトルＶB より
もαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分を持
たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０°進んだ別の仮
想電圧ベクトルＥX に平行な成分だけしか持っていな
い。即ち、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ2 のうち両電圧
指令値Ｖ1 *およびＶ2 *の位相差に起因する成分は負荷母
線電圧ベクトルＶB をαだけ遅らせて得た仮想電圧ベク
トルＥr を基準とした各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2 の無効
分に等しいことが分かる。FIG. 9 shows a vector diagram in the case where the absolute values of V 1 * and V 2 * are the same and V 2 * is delayed from V 1 * by a phase angle θ. According to this vector diagram, the cross current vectors ΔI 1 and ΔI 2 do not have a component parallel to the virtual voltage vector E r which is delayed by α from the bus voltage vector V B , and are different from each other by 90 ° ahead of this virtual voltage vector. It has only a component parallel to the voltage vector E X. That is, the component due to the phase difference between the voltage command values V 1 * and V 2 * among the cross current components ΔI 1 and ΔI 2 is the virtual voltage vector E r obtained by delaying the load bus voltage vector V B by α. It can be seen that it is equal to the invalid component of each of the reference cross current components ΔI 1 and ΔI 2 .

【００７１】従って、図８の実施例では１号インバータ
装置１と２号インバータ装置２の掛算器４０７以降の回
路のわずかのばらつきによって生じる出力電圧の位相差
によって発生する横流の成分ΔＩ1Qにより電圧位相を制
御する回路を設けたので、横流を少なくするように制御
することができる。なお、この制御も、比較的ゆっくり
で良い。Therefore, in the embodiment of FIG. 8, the voltage is generated by the component ΔI 1Q of the cross current generated by the phase difference of the output voltage caused by a slight variation in the circuits after the multiplier 407 of the No. 1 inverter device 1 and No. 2 inverter device 2. Since the circuit for controlling the phase is provided, it is possible to control so as to reduce the cross current. Note that this control may be relatively slow.

【００７２】実施例４．次に、変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに適用した第４発明に係る実施
例を図１０により説明する。図１０はインバータ装置１
と交流電源系統９とが出力母線３を介して並列運転しな
がら負荷４に電力を供給している構成を示すブロック図
である。なお、インバータ装置１の内部で図１もしくは
図４とほぼ同様の部分は簡略化して表現している。Example 4. Next, an embodiment according to the fourth invention applied to a system in which a converter and another power supply system are operated in parallel will be described with reference to FIG. FIG. 10 shows an inverter device 1
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration in which the AC power supply system 9 and the AC power supply system 9 supply electric power to the load 4 while operating in parallel via the output busbar 3. It should be noted that parts of the inverter device 1 that are substantially the same as those in FIG. 1 or 4 are simplified.

【００７３】図中、１０３ｓは交流電源系統側の開閉
器、２００ｓは交流電源系統９の電流Ｉs を検出する電
流センサ、４１５はインバータ装置１の分担する電流を
決める電流分担回路、４１５ｓ，４１５ｔは加減算器、
４１５ｕはインバータ装置の分担する電流の分担率β
（０≦β≦１）を決めるゲインβを持つ増幅回路、４１
６は出力母線３に同期するＰＬＬ（フェーズロックドル
ープ）回路、４１７はＰＬＬ回路の出力に基づき正弦波
信号ｓｉｎωｔを発生する発振器である。[0073] In the figure, 103s is the AC power supply system side of the switch, 200 s is a current sensor for detecting a current I s of the AC power supply system 9, current sharing circuit that determines the sharing to current of the inverter device 1 415, 415s, 415t Is an adder / subtractor,
415u is a current sharing ratio β of the inverter device
An amplifier circuit having a gain β that determines (0 ≦ β ≦ 1), 41
Reference numeral 6 denotes a PLL (phase locked loop) circuit synchronized with the output bus 3, and 417 is an oscillator for generating a sine wave signal sinωt based on the output of the PLL circuit.

【００７４】上記電流分担回路４１５ではインバータ装
置１の出力電流Ｉ1 と交流電源系統９の電流Ｉs とを加
算器４１５ｓで加算して負荷電流ＩL を求め、この信号
を増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担
すべき負荷電流ＩL1 * として出力する。インバータ装置
１は図１の実施例と同様に電流分担回路４１５の出力す
る指令値ＩL1 * を供給するように動作する。βはインバ
ータ装置の容量と負荷の容量との比率から決めればよ
く、また、外部からの指令により連続的に変化させれ
ば、インバータ装置１と交流電源系統９との間で負荷電
流の分担を緩やかに移行させることもできる。[0074] The current I s of the output current I 1 and the AC power system 9 of the current sharing circuit 415 in the inverter device 1 are added by the adder 415s seeking load current I L, beta this signal by the amplifier circuit 415u It is multiplied and output as the load current I L1 * to be shared by the inverter device 1. The inverter device 1 operates to supply the command value I L1 * output from the current sharing circuit 415, as in the embodiment of FIG. β may be determined from the ratio of the capacity of the inverter device to the capacity of the load, and if it is continuously changed by an external command, the load current is shared between the inverter device 1 and the AC power supply system 9. You can also make a gradual transition.

【００７５】この実施例でもインバータ装置１と交流電
源系統９の電圧の位相差がないように動作するので、横
流ΔＩ1 の有効分は実質的に零になり、仮想インピーダ
ンスＺによって制御される。Also in this embodiment, since the operation is performed so that there is no phase difference between the voltages of the inverter device 1 and the AC power supply system 9, the effective component of the cross current ΔI 1 becomes substantially zero and is controlled by the virtual impedance Z.

【００７６】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１におけるコンデン
サ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは電
圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧を
出力電圧基準Ｖ1 *に一致するように動作し、その結果、
コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するので、
正弦波インバータの制御系として支障なく動作するから
である。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率が充
分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。In the embodiment described above, the controllability is improved by giving the current minor loop command value the current value that should flow to the parallel capacitor 102 of the output filter of the inverter. The current reference generation circuit 404 may be omitted. This is because the voltage control circuit 403 operates so that the output voltage of the No. 1 inverter device 1 matches the output voltage reference V 1 *, and as a result,
Since a signal that replaces the capacitor current reference signal is generated,
This is because the sine wave inverter operates as a control system without any trouble. In this case, when the amplification factor of the voltage control circuit 403 is sufficiently large, the deviation in the voltage control is small.

【００７７】また、以上の説明では仮想インピーダンス
Ｚをリアクタンス分のみとしたが、横流の有効分が有害
にならない範囲でαを設定すればよい。また、主回路の
並列部分にインピーダンスがある場合には、これを含め
て横流の有効分が小さくなるようにＺを選定すればよ
い。Further, in the above description, the virtual impedance Z is only the reactance component, but α may be set within a range where the effective component of the cross current is not harmful. Further, when there is an impedance in the parallel portion of the main circuit, Z may be selected so as to reduce the effective amount of the cross current including this impedance.

【００７８】実施例５．次に、図１０に示す実施例に加
えて、横流の電圧差に起因する成分により出力電圧を制
御すると共に、位相差に起因する成分により位相制御す
る第５と第６発明に係る実施例を図１１により説明す
る。図１１はインバータ装置１と交流電源系統９とが出
力母線３を介して並列運転しながら負荷４に電力を供給
している構成を示すブロック図である。なお、インバー
タ１の内部で図６もしくは図８とほぼ同様の部分は簡略
化して表現している。Example 5. Next, in addition to the embodiment shown in FIG. 10, an embodiment according to the fifth and sixth inventions in which the output voltage is controlled by the component caused by the voltage difference of the cross current and the phase is controlled by the component caused by the phase difference This will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration in which the inverter device 1 and the AC power supply system 9 supply power to the load 4 while operating in parallel via the output busbar 3. It should be noted that the inside of the inverter 1 is represented in a simplified manner in a portion substantially similar to FIG. 6 or 8.

【００７９】図１１において、図１０と同一部分は同一
符号を付してその説明は省略する。新たな構成として、
この実施例５の変換器１１は、電流分担回路４１５から
の横流ΔＩ1 を二つの直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流成
分）に変換するようになされ、同期整流回路または掛算
器と平滑フィルタにより構成される。ここで、上記成分
ΔＩ1Pは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であ
り、ΔＩ1Qは電流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分
である。In FIG. 11, the same parts as those in FIG. 10 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. As a new configuration,
The converter 11 according to the fifth embodiment is configured to convert the cross current ΔI 1 from the current sharing circuit 415 into two orthogonal components ΔI 1P and ΔI 1Q (DC component), and uses a synchronous rectification circuit or a multiplier and a smoothing filter. Composed. Here, the component [Delta] I 1P is effective component relative to the voltage E r of the current [Delta] I 1, [Delta] I 1Q is a reactive component relative to the voltage E r of the current [Delta] I 1.

【００８０】ΔＩ1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、移
相器４１３により発振器８の出力位相を調整して、出力
電圧の位相基準となる制限波信号ｓｉｎωｔを作成す
る。この信号により掛算器４０７により出力電圧指令値
Ｖ* ＝｜Ｖ* ｜・ｓｉｎωｔかが作成されるのは実施例
３と同様である。ΔI 1Q is introduced to the input terminal of the phase adjuster 412. The phase signal output from the phase adjuster 412 adjusts the output phase of the oscillator 8 by the phase shifter 413 to create the limiting wave signal sinωt that serves as the phase reference of the output voltage. As in the third embodiment, the output voltage command value V * = | V * | .sinωt is created by the multiplier 407 by this signal.

【００８１】従って、インバータ装置１と交流電源系統
９の並列運転システムにおいて、横流ΔＩ1 の位相差に
起因する成分ΔＩ1Qにより出力電圧位相を制御し、電圧
絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより電圧を制御するこ
とにより、横流が少なくなるように制御することができ
る。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲で
ゆっくりと制御すればよい。Therefore, in the parallel operation system of the inverter device 1 and the AC power supply system 9, the output voltage phase is controlled by the component ΔI 1Q caused by the phase difference of the cross current ΔI 1 , and by the component ΔI 1P caused by the voltage absolute value difference. By controlling the voltage, it is possible to control so that the cross current is reduced. It should be noted that this control may be performed slowly within a range in which the amount of cross flow is not harmful.

【００８２】なお、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。In the above description, the case where the configuration of the control circuit is the instantaneous voltage control type having the current minor loop has been described. However, the voltage control capable of controlling the output voltage at high speed without the current minor loop. In the case of a system, by adding a cross flow limiting virtual impedance circuit, the AC output converters can be stably operated in parallel.

【００８３】実施例６．次に、変換器相互間に流れる電
流の横流分を、主として変換器間の位相差に起因する第
１の成分と、主として変換器間の電圧差に起因する第２
の成分として検出して、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記
変換器の出力電圧を制御する第７と第８発明に係る並列
運転制御装置の実施例を図１２に基づいて説明する。Example 6. Next, the cross current component of the current flowing between the converters is divided into a first component mainly due to a phase difference between the converters and a second component mainly due to a voltage difference between the converters.
The parallel operation control device according to the seventh and eighth inventions, wherein the output voltage of the converter is controlled so that the cross current component of the current flowing between the converters is suppressed by this detection signal. The embodiment will be described with reference to FIG.

【００８４】図１２において、図１と同一部分は同一符
号を付しその説明は省略する。新たな構成として、４１
１は電流検出回路４０６で検出された横流をインバータ
の出力電圧ベクトルに平行な成分と垂直な成分とに分離
する変換器、４１２は位相調整器、４１３は位相器、４
１４は発振器であり、図１で共通クロックを供給してい
た発振器８はなく、１号インバータ装置、２号インバー
タ装置それぞれに別々の発振器を有している。また、電
流検出回路４０６は図３に示すものと同一構成を有す
る。In FIG. 12, the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. As a new configuration, 41
Reference numeral 1 is a converter for separating the cross current detected by the current detection circuit 406 into a component parallel to the output voltage vector of the inverter and a component vertical thereto, 412 is a phase adjuster, 413 is a phase shifter, 4
Reference numeral 14 denotes an oscillator, which does not have the oscillator 8 which supplies the common clock in FIG. 1, but has a separate oscillator for each of the No. 1 inverter device and the No. 2 inverter device. The current detection circuit 406 has the same configuration as that shown in FIG.

【００８５】次に図１２に係る動作について説明する。
この実施例においては図１に示す実施例と同様に動作し
て、インバータはそれ自身の電流マイナーループで過電
流に対し保護され、また負荷電流の歪や急変に対して速
やかに追従することにより、出力電圧を常に正弦波に保
つことができ、このような制御がインバータの高周波Ｐ
ＷＭのスイッチングのたびに行われるため、応答が非常
に速く、優れた制御性能を得ることができる。Next, the operation according to FIG. 12 will be described.
In this embodiment, the inverter operates in the same manner as the embodiment shown in FIG. 1, the inverter is protected against overcurrent by its own current minor loop, and the inverter quickly follows distortion or sudden change in the load current. , The output voltage can always be kept in a sine wave, and such control is performed by the high frequency P of the inverter.
Since it is performed every time the WM is switched, the response is very fast and excellent control performance can be obtained.

【００８６】ところで、１号及び２号インバータ装置
１、２が仮想インピーダンスＺだけによって並列運転し
ているとすると、両者の間には、両者の電圧差ΔＶに対
し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。この横流
の有効電力成分は、インバータにより可逆変換されるた
め、例えば２台のインバータが無負荷で並列運転してい
る場合には、一方のインバータの直流電源から他方のイ
ンバータの直流電源に対して有効電力が流れることにな
る。直流電源５がサイリスタ整流器のように電力回生で
きないものである場合、この有効電力の流入により、直
流電圧が上昇してしまい、過電圧になる恐れがある。By the way, if the No. 1 and No. 2 inverter devices 1 and 2 are operating in parallel only by the virtual impedance Z, ΔI = ΔV / (2 × The cross current of Z) flows. Since the active power component of this cross current is reversibly converted by the inverter, for example, when two inverters are operating in parallel with no load, the DC power supply of one inverter is changed to the DC power supply of the other inverter. Active power will flow. When the DC power supply 5 is one that cannot regenerate power like a thyristor rectifier, the inflow of this active power raises the DC voltage, which may result in overvoltage.

【００８７】次に、各装置に個別の電圧基準発生回路を
持つ図１２の実施例において、このような有効電力の流
入を抑制して、直流過電圧にならないで安定に並列運転
するための、ΔＩ1P，ΔＩ1Qによる図１の実施例と異な
る制御について説明する。Next, in the embodiment of FIG. 12 in which each device has an individual voltage reference generation circuit, ΔI for suppressing such an inflow of active power and stably operating in parallel without a DC overvoltage. Control different from that of the embodiment shown in FIG. 1 by 1P and ΔI 1Q will be described.

【００８８】（１４）式より横流ΔＩ1 はΔＩ1 ≒ΔＶ
／（２×Ｚ）である。図９は電圧指令値Ｖ1 *およびＶ2 *
の絶対値が一致していて、Ｖ2 *がＶ1 *よりも位相角θだ
け遅れている場合についてのベクトル図を示し、ここ
で、仮想インピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス
分をＸとすると、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表することができ、そ
のインピーダンス角αを（１７）式と同様に、α＝ａｒ
ｇＺ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｒ）とする。このベクトル図
より横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベク
トルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平
行な成分を持たず、この仮想電圧ベクトルよりも９０°
進んだ別の仮想電圧ベクトルＥX に平行な成分だけしか
持っていない。From equation (14), the cross current ΔI 1 is ΔI 1 ≈ΔV
/ (2 × Z). FIG. 9 shows voltage command values V 1 * and V 2 *
Shows a vector diagram in the case where the absolute values of V coincide with each other and V 2 * lags behind V 1 * by a phase angle θ, where the resistance component of the virtual impedance Z is R and the reactance component is X. Then, it can be expressed as Z = R + jX, and its impedance angle α is α = ar as in the equation (17).
Let gZ = arctan (X / R). From this vector diagram, the cross current vectors ΔI 1 and ΔI 2 do not have a component parallel to the virtual voltage vector E r which is delayed by α from the bus voltage vector V B , and are 90 ° from this virtual voltage vector.
It has only a component parallel to the advanced virtual voltage vector E X.

【００８９】また、図７は電圧指令値Ｖ1 *およびＶ2 *に
位相差がなく、Ｖ2 *の絶対値がＶ1 *の絶対値よりも小さ
い場合についてのベクトル図を示す。このベクトル図よ
り横流ベクトルΔＩ1 およびΔＩ2 は、母線電圧ベクト
ルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベクトルＥr に平行
な成分だけを持ち、ＥX に平行な成分を持っていない。
図９および図７から、各横流分ΔＩ1 およびΔＩ2 のう
ちＶ1 *およびＶ2 *間の位相差に起因する成分は、これら
の横流ベクトルの仮想電圧ベクトルＥr に垂直な成分
（仮想電圧ベクトルＥr に平行な成分）であることが分
かる。つまり、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ2 のうち両
電圧指令値Ｖ1 *およびＶ2 *間の位相差に起因する成分は
負荷母線電圧ベクトルＶB を９０°−αだけ位相を進め
て得た電圧ＥX を基準とした各横流成分ΔＩ1 ，ΔＩ2
の無効分に等しい。FIG. 7 is a vector diagram showing a case where the voltage command values V 1 * and V 2 * have no phase difference and the absolute value of V 2 * is smaller than the absolute value of V 1 * . According to this vector diagram, the cross current vectors ΔI 1 and ΔI 2 have only a component parallel to the virtual voltage vector E r which is delayed from the bus voltage vector V B by α and not a component parallel to E X.
From FIG. 9 and FIG. 7, the component due to the phase difference between V 1 * and V 2 * in each of the cross current components ΔI 1 and ΔI 2 is a component (virtual) that is perpendicular to the virtual voltage vector E r of these cross current vectors. It can be seen that it is a component parallel to the voltage vector E r ). That is, of the respective cross current components ΔI 1 and ΔI 2 , the component resulting from the phase difference between the voltage command values V 1 * and V 2 * is obtained by advancing the phase of the load bus voltage vector V B by 90 ° -α. Each cross current component ΔI 1 , ΔI 2 with reference to the voltage E X
Equal to the invalid portion of.

【００９０】また同様に、各横流成分ΔＩ1 およびΔＩ
2 のうち両電圧指令値Ｖ1 *およびＶ2 *間の電圧絶対値差
に起因する成分は、これらの横流ベクトルの仮想電圧ベ
クトルＥr を基準とした各横流成分のΔＩ1 ，ΔＩ2 の
有効分に等しいことが分かる。Similarly, each of the cross current components ΔI 1 and ΔI
Component voltage due to the absolute value difference between two voltage command value V 1 * and V 2 * of the 2, [Delta] I 1 of the lateral flow component based on the virtual voltage vector E r of these cross current vector, the [Delta] I 2 It turns out that it is equal to the effective part.

【００９１】図１２に戻って説明を続ける。４１１は電
流検出回路４０６によって検出された横流ΔＩ1 を二つ
の直交成分ΔＩ1P，ΔＩ1Q（直流信号）に変換する変換
器であり、これらの変換器は同期整流回路または掛算器
と平滑フィルタにより構成される。成分ΔＩ1Pは電流Δ
Ｉ1 の電圧Ｅr を基準とした有効分であり、ΔＩ1Qは電
流ΔＩ1 の電圧Ｅr を基準とした無効分である。Returning to FIG. 12, the description will be continued. Reference numeral 411 denotes a converter that converts the cross current ΔI 1 detected by the current detection circuit 406 into two orthogonal components ΔI 1P and ΔI 1Q (DC signal). These converters are provided by a synchronous rectification circuit or a multiplier and a smoothing filter. Composed. The component ΔI 1P is the current Δ
I 1 is an effective component based on the voltage E r , and ΔI 1Q is an ineffective component based on the voltage E r of the current ΔI 1 .

【００９２】ΔＩ1Pは加減算器５０６により設定器４０
９からの電圧指令値から減算され、基準電圧として平均
値電圧制御回路４０８に入力される。一方、インバータ
装置の出力電圧は、電圧検出器３００、平均値回路４１
０を介して平均値のフィードバック電圧として加減算器
５０６により基準電圧から減算される。ΔI 1P is set by the adder / subtractor 506 to the setter 40.
It is subtracted from the voltage command value from 9 and input to the average value voltage control circuit 408 as a reference voltage. On the other hand, the output voltage of the inverter device is the voltage detector 300 and the average value circuit 41.
It is subtracted from the reference voltage by the adder / subtractor 506 as a feedback voltage of the average value via 0.

【００９３】ΔＩ1Qは位相調整器４１２の入力端に導か
れる。位相調整器４１２から出力された位相信号は、位
相器４１３により発振器４１４の出力位相を調整して、
出力電圧の位相基準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを作成
する。ΔI 1Q is introduced to the input terminal of the phase adjuster 412. The phase signal output from the phase adjuster 412 adjusts the output phase of the oscillator 414 by the phase shifter 413,
A sine wave signal sinωt that serves as a phase reference of the output voltage is created.

【００９４】掛算器４０７には平均値電圧制御回路４０
８から出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ* ｜と位相
器４１３から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入力
され、出力電圧指令値Ｖ* ＝｜Ｖ* ｜・ｓｉｎωｔが出
力される。この信号Ｖ* が減算器５０４に入力される。The multiplier 407 includes an average value voltage control circuit 40.
The output voltage reference absolute value | V * | output from 8 and the sine wave signal sinωt output from the phase shifter 413 are input, and the output voltage command value V * = | V * | · sinωt is output. This signal V * is input to the subtractor 504.

【００９５】以上のように、横流ΔＩ1 のインバータ相
互間の位相差に起因する成分ΔＩ1Qにより出力電圧位相
を制御し、電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ1Pにより電
圧を制御することにより、横流が少なくなるように制御
する。なお、この制御は、横流分が有害にならない範囲
で比較的ゆっくりと制御すればよい。As described above, the output voltage phase is controlled by the component ΔI 1Q due to the phase difference between the inverters of the cross current ΔI 1 , and the voltage is controlled by the component ΔI 1P due to the voltage absolute value difference. Control to reduce cross current. It should be noted that this control may be performed relatively slowly within the range where the cross flow is not harmful.

【００９６】以上説明した図１２の制御方式は単相イン
バータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様
の制御回路を設けることにより３相インバータにも適用
できる。また、以上の説明では簡単のため同じ容量の２
台のインバータで説明したが、異なる容量のｎ台の変換
器の並列運転にも適用できる。この場合は、全ての変換
器が容量に比例して負荷を分担するように構成すればよ
い。Although the control system of FIG. 12 described above is an example of a single-phase inverter, it can be applied to a three-phase inverter by providing a similar control circuit for each phase or for two phases. Also, in the above explanation, the same capacity of 2 is used for simplicity.
Although the description has been given with respect to the single inverter, it can be applied to the parallel operation of n converters having different capacities. In this case, all the converters may be configured to share the load in proportion to the capacity.

【００９７】実施例７．次に、変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに適用した第９と第１０発明に
係る実施例を図１３により説明する。図１３はインバー
タ装置１と交流電源系統９とが出力母線３を介して並列
運転しながら負荷４に電力を供給している構成を示すブ
ロック図である。なお、インバータ装置１の内部で図１
及び図１２もしくは図４とほぼ同様の部分は簡略化して
表現している。電流分担回路４１５ではインバータ装置
１の出力電流Ｉ1 と交流電源系統８の電流Ｉs とを加算
器４１５ｓで加算して負荷電流ＩL を求め、この信号を
増幅回路４１５ｕでβ倍してインバータ装置１の分担す
べき負荷電流ＩL1 * として出力する。インバータ装置１
は図１及び図１２の実施例と同様に電流分担回路４１５
の出力る指令値ＩL1 * を供給するように動作する。βは
インバータ装置の容量と負荷の容量との比率から決めれ
ばよく、また、外部からの指令により連続的に変化させ
れば、インバータ装置１と交流電源系統９との間で負荷
電流の分担を緩やかに移行させることもできる。この実
施例でもインバータ装置１と交流電源系統９との間の横
流ΔＩ1 は、仮想インピーダンスＺと、ΔＩ1P，ΔＩ1Q
の制御とによって実質的に零に制御される。Example 7. Next, an embodiment according to the ninth and tenth inventions applied to a system in which a converter and another power supply system are operated in parallel will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a block diagram showing a configuration in which the inverter device 1 and the AC power supply system 9 supply electric power to the load 4 while operating in parallel via the output bus 3. In addition, inside the inverter device 1, FIG.
Also, portions substantially similar to FIG. 12 or FIG. 4 are simplified and expressed. The sum of the current I s of the current sharing circuit 415 in the inverter device 1 of the output current I 1 and the AC power system 8 by the adder 415s seeking load current I L, the inverter and β multiplied by the amplifier circuit 415u this signal The load current I L1 * to be shared by the device 1 is output. Inverter device 1
Is the current sharing circuit 415 as in the embodiment of FIGS.
It operates so as to supply the command value I L1 * output by. β may be determined from the ratio of the capacity of the inverter device to the capacity of the load, and if it is continuously changed by an external command, the load current is shared between the inverter device 1 and the AC power supply system 9. You can also make a gradual transition. Also in this embodiment, the cross current ΔI 1 between the inverter device 1 and the AC power supply system 9 is the virtual impedance Z and ΔI 1P and ΔI 1Q.
Is controlled to be substantially zero.

【００９８】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ１０２に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１２におけるコンデ
ンサ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。これは
電圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出力電圧
を出力電圧基準Ｖ1 *に一致するように動作し、その結果
コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発生するので、
正弦波インバータの制御系として支障なく動作するから
である。この場合は、電圧制御回路４０３の増幅率が充
分大きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。In the above-described embodiment, the controllability is improved by giving the current minor loop command value the current value that should flow to the parallel capacitor 102 of the output filter of the inverter. The current reference generation circuit 404 may be omitted. This is because the voltage control circuit 403 operates so that the output voltage of the No. 1 inverter device 1 matches the output voltage reference V 1 *, and as a result, generates a signal that replaces the capacitor current reference signal.
This is because the sine wave inverter operates as a control system without any trouble. In this case, when the amplification factor of the voltage control circuit 403 is sufficiently large, the deviation in the voltage control is small.

【００９９】また、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。Further, in the above description, the case where the control circuit is of the instantaneous voltage control type having the current minor loop has been described, but the voltage control capable of controlling the output voltage at high speed without the current minor loop is described. In the case of a system, by adding a cross flow limiting virtual impedance circuit, the AC output converters can be stably operated in parallel.

【０１００】実施例８．以上の説明では本発明をインバ
ータの並列運転に用いる場合ついて説明したが、他の変
換器でもよく、例えば図１４に示すような、高周波のイ
ンバータとサイクロコンバータを組み合わせ、直流から
高周波矩形波さらに低周波正弦波に変換する高周波リン
ク形変換器などの瞬時電圧制御の可能な変換器にも同じ
原理を適用できる。Example 8. In the above description, the case where the present invention is used for parallel operation of inverters has been described. However, other converters may be used, for example, a high frequency inverter and a cycloconverter are combined as shown in FIG. The same principle can be applied to a converter capable of instantaneous voltage control, such as a high frequency link converter for converting into a frequency sine wave.

【０１０１】図１４に示す変換器では、トランジスタＱ
１からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に
図１５の（ａ）に示すような矩形波を得る。次に、同図
（ｂ）に示すようにインバータのスイッチングと同期し
た鋸歯状波を作り、それと図中に線Ｘ1 −Ｘ2 で示す出
力電圧指令信号との交点を同図（ｃ）のように求める。
この信号とインバータの電圧ＲＳの極性に基づき、同図
（ｅ）のようにサイクロコンバータのスイッチングを選
択することにより同図（ｄ）のように信号Ｘ1−Ｘ2 に
対応した電圧を図１４のＵＮ間に得ることができる。In the converter shown in FIG. 14, the transistor Q
By switching from 1 to Q4, a rectangular wave as shown in FIG. Next, as shown in FIG. 7B, a sawtooth wave synchronized with the switching of the inverter is created, and the intersection of the sawtooth wave and the output voltage command signal indicated by line X 1 -X 2 in FIG. Ask.
Based on the polarity of this signal and the voltage RS of the inverter, by selecting the switching of the cycloconverter as shown in FIG. 14E, the voltage corresponding to the signals X 1 -X 2 as shown in FIG. Can be obtained during the UN.

【０１０２】以上の説明から明らかなように、図１４の
回路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ること
ができる。さらに、３相出力の場合は図１４のトランス
ＴＲの２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換
器を用いるようにしてもよい。As is clear from the above description, the circuit of FIG. 14 can obtain the single-phase PWM voltage equivalent to that of FIG. Further, in the case of three-phase output, a three-phase high frequency link converter using three sets of secondary side circuits of the transformer TR in FIG. 14 may be used.

【０１０３】以上の説明では、横流の直交成分ΔＩ1P，
ΔＩ1Qを横流ΔＩ1 と分離して検出しているが、出力電
流Ｉ1 と分担すべき負荷電流ＩL1 * をそれぞれ直交成分
Ｉ1P，Ｉ1QとＩL1 * P，ＩL1 * Qに分離し、次式から横流の
直交成分を検出してもよい。 ΔＩ1P＝Ｉ1P−ＩL1 * P ΔＩ1Q＝Ｉ1Q−ＩL1 * Q In the above description, the cross flow orthogonal component ΔI 1P ,
Although ΔI 1Q is detected separately from the cross current ΔI 1 , the output current I 1 and the load current I L1 * to be shared are separated into quadrature components I 1P , I 1Q and I L1 * P , I L1 * Q , respectively. However, the cross flow orthogonal component may be detected from the following equation. ΔI 1P = I 1P −I L1 * P ΔI 1Q = I 1Q −I L1 * Q

【０１０４】図１、図８及び図１０ないし図１３に示し
た原理を実現するには、アナログ演算増幅器等を用いた
ディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサや
ディジタルシグナルプロセッサなどによるディジタル制
御でソフトウェア処理により実現することもできる。In order to realize the principle shown in FIGS. 1, 8 and 10 to 13, a discrete circuit using an analog operational amplifier or the like may be used, or software processing may be performed by digital control by a microprocessor or a digital signal processor. It can also be realized by.

【０１０５】[0105]

【発明の効果】以上のように、第１発明によれば、共通
のクロック信号により複数の変換器を同期制御し、出力
電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御回路に、変換器相
互間に流れる電流の横流分に応じた信号を与えることに
より、簡単な回路構成で、変換器の制御ゲインや回路定
数のばらつきにより横流が流れてもその横流を速やかに
抑制する効果がある。As described above, according to the first invention, an instantaneous voltage control circuit for synchronously controlling a plurality of converters by a common clock signal and controlling an instantaneous value of an output voltage is provided between the converters. By providing a signal according to the amount of the cross current of the flowing current, even if the cross current flows due to the variation of the control gain and the circuit constant of the converter, the cross current can be promptly suppressed with a simple circuit configuration.

【０１０６】また、第２発明によれば、第１発明に変換
器間の横流の電圧差に起因する成分による出力電圧の制
御を加えることにより、第１発明の効果に加えて、有効
電力の横流により変換器の直流側電圧が上昇することを
抑制することができる。According to the second aspect of the invention, by adding the control of the output voltage by the component resulting from the voltage difference of the cross current between the converters to the first aspect of the invention, in addition to the effect of the first aspect of the invention, the effective power It is possible to suppress an increase in the DC side voltage of the converter due to the cross current.

【０１０７】また、第３発明によれば、第２発明に変換
器間の位相差に起因する成分による位相制御を加えるこ
とにより、第２発明の効果に加えて、回路のわずかなば
らつきによって生じる位相差に基づき発生する横流を抑
制することができる。According to the third invention, by adding the phase control by the component resulting from the phase difference between the converters to the second invention, in addition to the effect of the second invention, it is caused by a slight variation in the circuit. It is possible to suppress the cross current generated due to the phase difference.

【０１０８】また、第４発明によれば、変換器と別の電
源系統とが共通の母線に接続されて電源系統に変換器を
同期制御する場合に横流を検出して変換器の出力電圧を
制御するので、上述した第１発明と同様に横流を速やか
に抑制する効果を奏する。According to the fourth aspect of the invention, when the converter and another power supply system are connected to a common bus and the converter is synchronously controlled by the power supply system, a cross current is detected and the output voltage of the converter is changed. Since the control is performed, the same effect as in the above-described first aspect of the invention can be obtained, in which the cross flow is promptly suppressed.

【０１０９】また、第５発明によれば、第４発明に電圧
差に起因する成分による出力電圧の制御を加えることに
より、第４発明の効果に加えて、有効電力の横流により
変換器の直流側電圧が上昇するのを抑制することができ
る。According to the fifth aspect of the invention, by adding the control of the output voltage by the component resulting from the voltage difference to the fourth aspect of the invention, in addition to the effect of the fourth aspect of the invention, the cross current of the active power causes a direct current of the converter. It is possible to prevent the side voltage from rising.

【０１１０】また、第６発明によれば、第５発明に位相
差に起因する成分による位相制御を加えることにより、
第５発明の効果に加えて、回路のわずかなばらつきによ
って生じる位相差に基づき発生する横流を抑制すること
ができる。Further, according to the sixth invention, by adding the phase control by the component resulting from the phase difference to the fifth invention,
In addition to the effect of the fifth invention, it is possible to suppress the cross current that is generated due to the phase difference caused by a slight variation in the circuit.

【０１１１】また、第７発明によれば、複数の変換器が
並列運転するシステムにおいて、変換器間に流れる横流
を、電圧絶対値差に起因する成分と位相差に起因する成
分として検出し、出力電圧を制御することにより、有効
電力の横流によりインバータ直流側電圧が上昇すること
を避けることができ、横流が少なくなり、安定した負荷
分担を行うことができる。Further, according to the seventh invention, in a system in which a plurality of converters are operated in parallel, a cross current flowing between the converters is detected as a component caused by a voltage absolute value difference and a component caused by a phase difference, By controlling the output voltage, it is possible to prevent the inverter DC side voltage from rising due to the cross flow of active power, reduce the cross current, and perform stable load sharing.

【０１１２】また、第８発明によれば、複数の変換器が
並列運転するシステムにおいて、横流分により出力電圧
を制御すると共に、横流の位相差に起因する成分で位相
制御し、横流の電圧差に起因する成分で電圧制御をする
ことにより、第７発明の効果に加えて横流を速やかに抑
制することができる。According to the eighth aspect of the invention, in a system in which a plurality of converters are operated in parallel, the output voltage is controlled by the cross current component, and the phase control is performed by the component caused by the phase difference of the cross current, and the voltage difference of the cross current is controlled. By controlling the voltage with the component resulting from the above, in addition to the effect of the seventh invention, it is possible to quickly suppress the cross current.

【０１１３】また、第９発明によれば、変換器と別の電
源系統が共通母線に接続されているシステムの場合に上
述した第７発明と同様な効果を奏する。Further, according to the ninth invention, in the case of a system in which a power source system different from the converter is connected to the common bus, the same effect as that of the seventh invention can be obtained.

【０１１４】また、第１０発明によれば、変換器と別の
電源系統が共通母線に接続されているシステムの場合に
上述した第８発明と同様な効果を奏する。According to the tenth aspect of the invention, in the case of a system in which a power source system different from the converter is connected to the common bus, the same effect as that of the eighth aspect can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】第１発明に係る実施例１を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment according to the first invention.

【図２】第１発明に用いる変換器の一例を示す回路図で
ある。FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a converter used in the first invention.

【図３】図１の電流検出回路のブロック図である。3 is a block diagram of a current detection circuit of FIG.

【図４】図１を簡略化したブロック図である。FIG. 4 is a simplified block diagram of FIG.

【図５】第１発明を説明するベクトル図である。FIG. 5 is a vector diagram illustrating a first invention.

【図６】第２発明に係る実施例２を示すブロック図であ
る。FIG. 6 is a block diagram showing a second embodiment according to the second invention.

【図７】第２発明を説明するベクトル図である。FIG. 7 is a vector diagram illustrating a second invention.

【図８】第３発明に係る実施例３を示すブロック図であ
る。FIG. 8 is a block diagram showing a third embodiment according to the third invention.

【図９】第３発明を説明するベクトル図である。FIG. 9 is a vector diagram illustrating a third invention.

【図１０】第４発明に係る実施例４を示すブロック図で
ある。FIG. 10 is a block diagram showing a fourth embodiment according to the fourth invention.

【図１１】第５と第６発明に係る実施例５を示すブロッ
ク図である。FIG. 11 is a block diagram showing a fifth embodiment according to the fifth and sixth inventions.

【図１２】第７と第８発明に係る実施例６を示すブロッ
ク図である。FIG. 12 is a block diagram showing a sixth embodiment according to the seventh and eighth inventions.

【図１３】第９と第１０発明に係る実施例７を示すブロ
ック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a seventh embodiment according to the ninth and tenth inventions.

【図１４】本発明の実施例８の変換器を示す回路図であ
る。FIG. 14 is a circuit diagram showing a converter according to Example 8 of the present invention.

【図１５】本発明の実施例８の変換器の動作説明図であ
る。FIG. 15 is an operation explanatory view of the converter according to the eighth embodiment of the present invention.

【図１６】従来方式の構成を示すブロック図である。FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a conventional system.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ １号インバータ装置 ２ ２号インバータ装置 ３ 出力母線 ４ 負荷 ５，６ 直流電源 ８，４１７ 発振器 ９ 交流電源系統 ４０３ 瞬時電圧制御回路 ４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路 ４０６ 電流検出回路 ４０８ 平均値電圧制御回路 ４１１ 変換器 ４１２ 位相調整器 ４１３ 移相器 ４１４ 発振器 ４１６ ＰＬＬ回路 1 1 Inverter device 2 2 inverter device 3 output bus 4 load 5,6 DC power supply 8,417 oscillator 9 AC power supply system 403 Instantaneous voltage control circuit 405 Cross Impedance Limiting Virtual Impedance Circuit 406 Current detection circuit 408 Average value voltage control circuit 411 converter 412 Phase adjuster 413 Phase shifter 414 oscillator 416 PLL circuit

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
制御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号によ
り同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分を検出して、この検出信号により、上記変
換器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上
記変換器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運
転制御装置。1. In a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common bus bar and are operated in parallel while sharing a load current, each of the converters constitutes a converter. The phase arm is an instantaneous voltage control type converter which controls the instantaneous value of the output voltage by performing switching a plurality of times during one cycle. Each converter is synchronized by a common signal, and each conversion is performed. Detecting a cross current component of a current flowing between the converters, and controlling the output voltage of the converter by the detection signal so that the cross current component of the current flowing between the converters is suppressed. Parallel operation control device. 【請求項２】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
制御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号によ
り同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分を検出して、この検出信号により、上記瞬
時電圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流
分の変換器間の電圧差に起因する成分により上記変換器
の出力電圧の大きさを変化させることにより、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記
変換器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転
制御装置。2. In a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common busbar and are operated in parallel while sharing a load current, each of the converters constitutes a converter. The phase arm is an instantaneous voltage control type converter which controls the instantaneous value of the output voltage by performing switching a plurality of times during one cycle. Each converter is synchronized by a common signal, and each conversion is performed. The cross current of the current flowing between the converters is detected, the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal, and the component of the cross current caused by the voltage difference between the converters A parallel operation control device characterized in that the output voltage of the converter is controlled so that a cross current of the current flowing between the converters is suppressed by changing the magnitude of the output voltage. 【請求項３】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
制御形変換器とし、上記各々の変換器は共通の信号によ
り同期をとると共に、上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分を検出して、この検出信号により、上記瞬
時電圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流
分を、主として変換器間の位相差に起因する第１の成分
と、主として変換器間の電圧差に起因する第２の成分と
して検出して、この検出信号により上記変換器の出力電
圧の大きさを変化させることにより、上記変換器相互間
に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の
出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装
置。3. In a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common bus bar and are operated in parallel while sharing a load current, each of the converters constitutes a converter. The phase arm is an instantaneous voltage control type converter which controls the instantaneous value of the output voltage by performing switching a plurality of times during one cycle. Each converter is synchronized by a common signal, and each conversion is performed. A cross current component of the current flowing between the converters is detected, the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal, and the cross current component is the first component mainly caused by the phase difference between the converters. And as a second component mainly due to the voltage difference between the converters, and by changing the magnitude of the output voltage of the converters by this detection signal, the cross current of the current flowing between the converters is changed. A parallel operation control device, characterized in that the output voltage of the converter is controlled so as to suppress the power consumption. 【請求項４】 １台または複数台の交流出力変換器の出
力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
は上記電源系統の周波数に同期して運転すると共に、上
記各々の変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変換器
相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑
制されるように上記変換器の出力電圧を制御することを
特徴とする並列運転制御装置。4. A parallel converter system in which the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system are connected to a common bus line and which operates in parallel while sharing a load current,
The above converter is an instantaneous voltage control type converter in which the arms of each phase constituting the converter are switched a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage, and the converter is the power supply system. While operating in synchronism with the frequency of each of the converters, it detects the cross current of the current that flows between the converters and between the converters and the power supply system. A parallel operation control device, characterized in that the output voltage of the converter is controlled so as to suppress a transverse flow of a current flowing therebetween. 【請求項５】 １台または複数台の交流出力変換器の出
力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
は上記電源系統の周波数に同期して運転すると共に、上
記各々の変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分を検出し、この検出信号により、上記瞬時電
圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流分の
変換器相互間もしくは変換器と電源系統間の電圧差に起
因する成分により上記変換器の出力電圧の大きさを変化
させることにより、上記変換器相互間、変換器と電源系
統間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換
器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御
装置。5. A parallel converter system in which the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system are connected to a common bus line and which operates in parallel while sharing a load current,
The above converter is an instantaneous voltage control type converter in which the arms of each phase constituting the converter are switched a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage, and the converter is the power supply system. While operating in synchronism with the frequency of the above, while detecting the cross current component of the current flowing between each of the converters, between the converters and the power supply system, the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal. , By changing the magnitude of the output voltage of the converters depending on the component caused by the voltage difference between the converters of the cross current or between the converters and the power supply system, A parallel operation control device, characterized in that the output voltage of the converter is controlled so as to suppress a transverse flow of a current flowing therebetween. 【請求項６】 １台または複数台の交流出力変換器の出
力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
は上記電源系統の周波数に同期して運転すると共に、上
記各々の変換器相互間、変換器と電源系統間に流れる電
流の横流分を検出し、この検出信号により、上記瞬時電
圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流成分
を主として変換器相互間もしくは変換器と電源系統間の
位相差に起因する第１の成分と、主として変換器相互間
もしくは変換器と電源系統間の電圧差に起因する第２の
成分として検出して、この検出信号により上記変換器の
出力電圧の大きさを変化させることにより、上記変換器
相互間、変換器と電源系統間に流れる電流の横流分が抑
制されるように上記変換器の出力電圧を制御することを
特徴とする並列運転制御装置。6. A parallel converter system in which the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system are connected to a common bus bar and which operates in parallel while sharing a load current,
The above converter is an instantaneous voltage control type converter in which the arms of each phase constituting the converter are switched a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage, and the converter is the power supply system. While operating in synchronism with the frequency of the above, while detecting the cross current component of the current flowing between each of the converters, between the converters and the power supply system, the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal. , The above-mentioned cross current component is mainly due to the phase difference between the converters or between the converter and the power supply system, and the second component is mainly due to the voltage difference between the converters or between the converter and the power supply system. By detecting as a component and changing the magnitude of the output voltage of the converter according to this detection signal, the cross current of the current flowing between the converters and between the converters and the power supply system can be suppressed. Parallel operation control device and controls the output voltage of the converter. 【請求項７】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
制御形変換器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電
流の横流分を、主として変換器の位相差に起因する第１
の成分と、主として変換器間の電圧差に起因する第２の
成分として検出して、この検出信号により、上記変換器
相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変
換器の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制
御装置。7. A parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common busbar and which operates in parallel while sharing a load current, wherein each of the converters constitutes a converter. The phase arm is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by performing switching a plurality of times during one cycle, and the cross current of the current flowing between the converters is mainly First due to phase difference
Component and a second component mainly caused by a voltage difference between the converters, and the detection signal outputs the output of the converter so that the cross current of the current flowing between the converters is suppressed. A parallel operation control device characterized by controlling voltage. 【請求項８】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する並列
変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変換器
を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回のス
イッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧
制御形変換器とし、上記各々の変換器相互間に流れる電
流の横流分を検出して、この検出信号により上記瞬時電
圧制御回路の出力を変化させるとともに、上記横流分
を、主として変換器の位相差に起因する第１の成分と、
主として変換器間の電圧差に起因する第２の成分として
検出して、この検出信号により上記変換器の出力の絶対
値と位相を変化させることにより、上記変換器相互間に
流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出
力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装置。8. In a parallel converter system in which outputs of a plurality of AC output converters are connected to a common busbar and are operated in parallel while sharing a load current, each of the converters constitutes a converter. The phase arm is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching a plurality of times during one cycle, and detects the cross current component of the current flowing between the converters. The output of the instantaneous voltage control circuit is changed by the detection signal, and the cross current component is changed to the first component mainly caused by the phase difference of the converter,
It is detected as the second component mainly due to the voltage difference between the converters, and the absolute value and the phase of the output of the converters are changed by this detection signal, whereby the cross current component of the current flowing between the converters is changed. A parallel operation control device, characterized in that the output voltage of the converter is controlled so that 【請求項９】 １台または複数台の交流出力変換器の出
力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流を
分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、
上記の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上記変換器
と電源系統間に流れる電流の横流分を、主として変換器
間の位相差に起因する第１の成分と、主として変換器間
の電圧差に起因する第２の成分として検出し、この検出
信号により、上記変換器相互間、変換器と電源系統間に
流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の出
力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装置。9. A parallel converter system in which the output of one or a plurality of AC output converters and another power supply system are connected to a common bus bar and which operates in parallel while sharing a load current,
The above converter is an instantaneous voltage control type converter in which the arms of each phase constituting the converter switch a plurality of times during one cycle to control the instantaneous value of the output voltage, and between the converter and the power supply system. The cross current component of the current flowing in the converter is detected as a first component mainly caused by a phase difference between the converters and a second component mainly caused by a voltage difference between the converters. A parallel operation control device, characterized in that the output voltage of the converter is controlled so that a cross current of the current flowing between the converter and the power supply system is suppressed. 【請求項１０】 １台または複数台の交流出力変換器の
出力と別の電源系統とを共通の母線に接続し、負荷電流
を分担しつつ並列運転する並列変換器システムにおい
て、上記各々の変換器は、変換器を構成する各相のアー
ムが１サイクルの間に複数回のスイッチングを行い出力
電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御形変換器とし、上
記各々の変換器相互間に流れる電流の横流分を検出し
て、この検出信号により上記瞬時時電圧制御回路の出力
を変化させるとともに、上記横流分を、主として変換器
間の位相差に起因する第１の成分と、主として変換器間
の電圧差に起因する第２の成分として検出して、これら
検出信号により上記変換器の出力の絶対値と位相を変化
させることにより、上記変換相互間、変換器と電源系統
間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器
の出力電圧を制御することを特徴とする並列運転制御装
置。10. A parallel converter system in which the outputs of one or a plurality of AC output converters and another power supply system are connected to a common bus line, and which operates in parallel while sharing a load current, each of the above conversions being performed. The converter is an instantaneous voltage control type converter that controls the instantaneous value of the output voltage by switching the arms of each phase constituting the converter a plurality of times during one cycle, and the current flowing between the converters is the same. Is detected and the output of the instantaneous voltage control circuit is changed by this detection signal, and the cross current is mainly detected between the first component caused by the phase difference between the converters and mainly between the converters. Of the current flowing between the converters and between the converter and the power supply system by changing the absolute value and the phase of the output of the converter according to these detection signals. Crossflow A parallel operation control device, characterized in that the output voltage of the converter is controlled so that
JP3180344A 1991-04-22 1991-06-25 Parallel operation control device Expired - Lifetime JP2708648B2 (en)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP3180344A JP2708648B2 (en) 1991-04-22 1991-06-25 Parallel operation control device
US07/871,682 US5257180A (en) 1991-04-22 1992-04-21 Controlling system for parallel operation of AC output inverters with restrained cross currents
CA002066490A CA2066490C (en) 1991-04-22 1992-04-21 Parallel operation system of ac output inverters
KR1019920006672A KR960000802B1 (en) 1991-04-22 1992-04-21 Parallel operation system of ac output inverters
DE69217109T DE69217109T2 (en) 1991-04-22 1992-04-22 System for parallel operation of inverters
EP92106865A EP0510601B1 (en) 1991-04-22 1992-04-22 Parallel operation system of AC output inverters

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP3-118032 1991-04-22
JP11803291 1991-04-22
JP3180344A JP2708648B2 (en) 1991-04-22 1991-06-25 Parallel operation control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0515070A true JPH0515070A (en) 1993-01-22
JP2708648B2 JP2708648B2 (en) 1998-02-04

Family

ID=26456041

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3180344A Expired - Lifetime JP2708648B2 (en) 1991-04-22 1991-06-25 Parallel operation control device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2708648B2 (en)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000060137A (en) * 1998-08-07 2000-02-25 Hitachi Ltd Power converting equipment
US6278622B1 (en) 1999-06-28 2001-08-21 Kokusan Denki Co., Ltd. Electric power source apparatus including electric power converter circuit and method for controlling the same
US6317339B1 (en) 1999-10-05 2001-11-13 Kokusan Denki Co., Ltd. Method of controlling electric power supply apparatus with electric power converter circuit
US7231136B2 (en) 1995-09-11 2007-06-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Video signal recording and reproducing apparatus
JP2008029043A (en) * 2006-07-18 2008-02-07 Toyo Electric Mfg Co Ltd Inverter current limit control
JP2009239990A (en) * 2008-03-25 2009-10-15 Hitachi Ltd Control method and system of distributed power supply group
WO2011039865A1 (en) * 2009-09-30 2011-04-07 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power conversion system
JP5220031B2 (en) * 2007-12-27 2013-06-26 三菱電機株式会社 Control device for power converter
JP2018182954A (en) * 2017-04-18 2018-11-15 富士電機株式会社 Power conversion device and power conversion system

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5336137A (en) * 1976-09-16 1978-04-04 Hitachi Denshi Ltd Video tape recording-reproducing equipment
JPS62147962A (en) * 1985-12-20 1987-07-01 Toshiba Corp Control unit of inverter
JPS63121474A (en) * 1986-11-10 1988-05-25 Fuji Electric Co Ltd Parallel operation control for constant-voltage and constant-frequency power device
JPH01303060A (en) * 1988-05-30 1989-12-06 Mitsubishi Electric Corp Parallel operation equipment for ac output converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5336137A (en) * 1976-09-16 1978-04-04 Hitachi Denshi Ltd Video tape recording-reproducing equipment
JPS62147962A (en) * 1985-12-20 1987-07-01 Toshiba Corp Control unit of inverter
JPS63121474A (en) * 1986-11-10 1988-05-25 Fuji Electric Co Ltd Parallel operation control for constant-voltage and constant-frequency power device
JPH01303060A (en) * 1988-05-30 1989-12-06 Mitsubishi Electric Corp Parallel operation equipment for ac output converter

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8285109B2 (en) 1995-09-11 2012-10-09 Panasonic Corporation Video signal recording and reproducing apparatus
US7231136B2 (en) 1995-09-11 2007-06-12 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Video signal recording and reproducing apparatus
US7590332B2 (en) 1995-09-11 2009-09-15 Panasonic Corporation Video signal recording and reproducing apparatus
US8295674B2 (en) 1995-09-11 2012-10-23 Panasonic Corporation Video signal recording and reproducing apparatus
JP2000060137A (en) * 1998-08-07 2000-02-25 Hitachi Ltd Power converting equipment
US6278622B1 (en) 1999-06-28 2001-08-21 Kokusan Denki Co., Ltd. Electric power source apparatus including electric power converter circuit and method for controlling the same
US6373729B1 (en) 1999-06-28 2002-04-16 Kokusan Denki Co., Ltd. Electric power source apparatus including electric power converter circuit and method for controlling the same
US6317339B1 (en) 1999-10-05 2001-11-13 Kokusan Denki Co., Ltd. Method of controlling electric power supply apparatus with electric power converter circuit
JP2008029043A (en) * 2006-07-18 2008-02-07 Toyo Electric Mfg Co Ltd Inverter current limit control
JP5220031B2 (en) * 2007-12-27 2013-06-26 三菱電機株式会社 Control device for power converter
US8750009B2 (en) 2007-12-27 2014-06-10 Mitsubishi Electric Corporation Controller of a power converter that uses pulse width modulation
JP4719760B2 (en) * 2008-03-25 2011-07-06 株式会社日立製作所 Control method and system for distributed power supply group
JP2009239990A (en) * 2008-03-25 2009-10-15 Hitachi Ltd Control method and system of distributed power supply group
WO2011039865A1 (en) * 2009-09-30 2011-04-07 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power conversion system
US8964431B2 (en) 2009-09-30 2015-02-24 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion system
JP2018182954A (en) * 2017-04-18 2018-11-15 富士電機株式会社 Power conversion device and power conversion system

Also Published As

Publication number Publication date
JP2708648B2 (en) 1998-02-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5257180A (en) Controlling system for parallel operation of AC output inverters with restrained cross currents
JP2679411B2 (en) Parallel operation control device for AC output converter
JP2526992B2 (en) AC output converter parallel operation system
JPH0746917B2 (en) Control device for three-phase converter
KR920010407B1 (en) Apparatus for transforming of 3 phase
JP2018129963A (en) Controller of power converter
JPH0515070A (en) Parallel operation control device
JP2674402B2 (en) Parallel operation control device for AC output converter
JP2887013B2 (en) Parallel operation control device for three-phase AC output converter
JP3488320B2 (en) Inverter synchronous switching circuit
JP3296065B2 (en) Control circuit of PWM converter
JP2017225214A (en) Parallel operation control method and parallel operation control apparatus for three-phase inverter
JPH05111164A (en) Power converter
JP2730383B2 (en) Parallel operation control device for AC output converter
JPH0744841B2 (en) Power converter control circuit
JP2843220B2 (en) Cycloconverter device
WO2014050936A1 (en) Single-phase voltage type ac-dc converter
JPH0866032A (en) Controller for cycloconverter
JPH01255475A (en) Parallel operation control device for constant voltage constant frequency power source device
JPH10191640A (en) Controller for converter
JPH01315266A (en) Controlling circuit for power converter
JPH08149824A (en) Parallel operation device of inverter
JPH04312325A (en) Parallel operating system for ac output inverter
JPH0477550B2 (en)
JPH04355671A (en) Control circuit for power converter

Legal Events

Date Code Title Description
S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081017

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081017

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091017

Year of fee payment: 12

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091017

Year of fee payment: 12

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101017

Year of fee payment: 13

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111017

Year of fee payment: 14

EXPY Cancellation because of completion of term
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111017

Year of fee payment: 14