DE3590166C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Regelung eines Per
manentmagnet-Synchronmotors nach dem Oberbegriff des Patentan
spruches 1.
Aus der EP-00 73 839 ist ein Regler bekannt, bei dem ein Inver
ter über ein Pulsmodulationssignal gesteuert wird, das sich aus
dem Vergleich der Abweichung zwischen Ist-Strom und Soll-Strom
mit einer Bezugsträgerwelle ergibt. Entsprechend dem Vergleichs
ergebnis wird ein Synchronmotor geregelt.
Aus der Druckschrift ETZ-Archiv Bd. 5 (1983) ist ein Regler be
kannt, bei dem ein gewünschter Stromwert i entsprechend der
Summe aus Rotorposition und Steuerwinkel bestimmt wird, der
von der Drehzahl n abhängt.
Aus der EP-00 85 871 ist eine Vorrichtung der eingangs ge
nannten Art bekannt. Diese Vorrichtung soll dazu dienen,
die Drehzahl eines Permanentmagnet-Synchronmotors unter
der Bedingung zu erhöhen, daß sowohl die maximale Klemmen
spannung als auch die Feldstärke unverändert bleiben.
Im folgenden wird die prinzipielle Funktionsweise einer
PWM-Regelvorrichtung für einen Permanent-Synchronmotor an
hand der Fig. 1 und 2 erläutert.
E bezeichnet eine Dreiphasen-
Spannungsquelle. 3 bezeichnet einen Gleichrichterkreis, 4 einen
Transistorinverter und 1 eine Transistor-PWM-Regelschaltung. M
bezeichnet einen Permanentmagnet-Synchronmotor. 2 bezeichnet
einen Rotorpositionsdetektor, z. B. einen Impulskodierer, zum
Feststellen der Position eines Rotors des
Synchronmotors M. Die Transistor-PWM-Regelschaltung 1 vergleicht
eine Soll-Drehzahl VO mit einer Ist-Drehzahl Vs des
Rotors, die über
den Rotorpositionsdetektor 2 festgestellt wird.
Transistoren TA bis TF in dem Tansistorinverter 4 werden ein/
ausgeschaltet, um Ströme einzustellen, die durch die U-, V- und
W-Phasenwicklungen des Motors fließen,
wodurch die Drehzahl des Motors geregelt wird. Eine typische
Anordnung der Transistor-PWM-Regelschaltung 1 ist in Fig. 2
dargestellt. In Fig. 2 bezeichnet 5 einen Signalprozessor zum
Berechnen einer Spannung Vs, welche die Ist-Drehzahl
darstellt.
6 und 7 bezeichnen ROM's zum Speichern von U-
und W-Phasensollwerten entsprechend den Rotorpositionen
derart, daß der sich ergebende Vektor der in den U-, V- und
W-Phasen fließenden Ströme senkrecht zum
Hauptfluß eines Magnetfelds steht, das durch den Rotor erzeugt
wird. 8 ist ein Differenzverstärker zur Bildung der
Differenz zwischen der Spannung VO
und der Spannung Vs
und zum Erzeugen eines
verstärkten Differenzsignals. 9 bezeichnet ein Filter, das die
Verstärkung bei hohen Frequenzen verringert und die Verstärkung
bei niedrigen Frequenzen erhöht und das eine Spitzenspannung mit
Zener-Dioden ZD festhält. 10 und 11 bezeichnen multiplizierende
Digital/Analog-(D/A)-Wandler. Der D/A-Wandler 10
multipliziert eine Ausgangsspannung VE, welche die Differenz
zwischen der Solldrehzahl VO und der Ist-Drehzahl Vs
darstellt und die durch das Filter 9 gefiltert wird, mit dem
U-Soll-Wert-, der aus dem ROM 6 ausgelesen wird. Ähnlich
multipliziert der D/A-Wandler 11 die Ausgangs
spannung VE mit dem W-Soll-Wert, der aus dem ROM 7 ausgelesen wird.
Die D/A-Wandler 10 und 11 erzeugen jeweils U- und
W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC. 12 bezeichnet einen Addierer
zum Addieren der U- und W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC und zum
Erzeugen eines V-Phasenstromsollwerts STC, der zu den U- und
W-Phasen um 120° verschoben ist. 13 und 14 bezeichnen
Detektoren zum Feststellen von Strömen Iu und Iw, die durch die
U- und W-Ankerwicklungen des Synchronmotors M fließen. 15
bezeichnet einen Addierer zum Addieren der U- und W-Phasenistströme
IR und IT, die durch die U- und W-Phasenstromdetektoren 13 und 14
festgestellt worden sind, um einen V-Phasenstrom IS zu
berechnen. 16, 17 und 18 bezeichnen Kreise zum Zuführen der
Strom-Sollwertspannungen, welche die Ströme darstellen, die den
U-, V- und W-Ankerwicklungen zugeführt werden sollen. Die Kreise
16, 17 und 18 haben einen identischen Aufbau mit Ausnahme der
Eingabesignale, die durch die jeweiligen Kreise zugeführt
werden. Der Kreis 16 enthält einen Operationsverstärker 19 zum
Verstärken der Differenz zwischen dem U-Phasenstromsollwert RTC
und dem U-Phaseniststrom IR und ein Tiefpaß
filter 20 zum Übertragen nur der Frequenzkomponente der Bezugs
trägerwelle, die von dem Operationsverstärker 19 ausgegeben
wird. Der Kreis 17 empfängt den V-Phasenstromsollwert STC und den
Ist-Strom IS. Der Kreis 18 empfängt den W-Phasenstrom
sollwert TTC und den Ist-Strom IT. Die sonstigen Ausbil
dungen der Kreise 17 und 18 entsprechen denen des Kreises 16. 21
bezeichnet einen Kreis mit einem PWM-Signalprozessor und einem
basisgesteuerten Transistor-Verstärker, die nachfolgend mit
PWM-Signalprozessor 21 bezeichnet werden. Der PWM-Signalpro
zessor 21 vergleicht die Signale von den Kreisen 16, 17 und 18
mit der Bezugsträgerwelle VA und erzeugt PWM-Signale PA bis PF
zum Ein- und Ausschalten der Transistoren TA bis TF des
Transistorinverters 4.
Mit der vorstehend erläuterten Anordnung wird der
Synchronmotor M in folgender Weise geregelt. Der
Differenzverstärker 8 verstärkt ein Signal, das für die
Differenz zwischen dem Drehzahlsollwert VO und der momentanen
Drehzahl Vs kennzeichnend ist.
Das verstärkte Signal wird als ein Fehlersignal VE den
Multiplizier-D/A-Wandlern 10 und 11 über das Filter 9
zugeführt. Die U- und W-Phasen-ROMs 6 und 7 empfangen ein
Adressensignal, das für die momentane Rotorposition kenn
zeichnend ist, von dem Signalprozessor 5 und führen U- und
W-Phasensollwerte entsprechend der momentanen Rotorposition
den D/A-Wandlern 10 und 11 zu. Die
D/A-Wandler 10 und 11 multiplizieren das Fehlersignal VE mit
den Sollwerten von den ROMs 6 und 7 und erzeugen U- und
W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC. Der Addierer 12 addiert die U-
und W-Phasenstromsollwerte RTC und TTC, um den V-Phasenstromsollwert
STC zu erhalten. Die Operationsverstärker 19 in den Kreisen 16, 17
und 18 verstärken die Differenzen zwischen den Sollwerten
RTC, STC und TTC und den U-, V-, W-Phasenistströmen IR, IS
und IT, die durch die U- und W-Phasenstromdetektoren 13 und 14
festgestellt und durch den Addierer 15 berechnet werden. Die
verstärkten Signale werden durch die Filter 20 gefiltert und
Spannungen entsprechend den jeweiligen Phasensollströmen
werden dem PWM-Signalprozessor 21 zugeführt. Der Prozessor 21
vergleicht die Spannungen mit der Bezugsträgerwelle VA und
erzeugt die PWM-Signale PA bis PF über den basisgesteuerten
Transistorverstärker. Die Signale PA bis PF werden dem Tran
sistorinverter 4 der Fig. 1 zugeführt und dessen Transistoren TA
bis TF werden ein/ausgeschaltet, um die Drehzahl des
Motors M zu regeln.
Bei der oben beschriebenen, bekannten PWM-Regelschaltung fließen
die optimalen Phasenströme in den jeweiligen Phasenwicklungen in
Übereinstimmung mit der momentanen Rotorposition ohne Rücksicht
auf die Drehzahl des Motors. Die
Gegen-EMK steigt proportional zur Motordrehzahl des
Motors M an. Um diesen Anstieg zu kompensieren,
wird die Spannung entsprechend dem Soll-Strom erhöht. Das
Ausgangsdrehmoment des Motors M ändert sich in Übereinstimmung
mit einem Anstieg/Abfall der durch die jeweiligen Phasenwicklungen
fließenden Ströme. Wenn die Motordrehzahl einen bestimmten Wert
übersteigt, steigt die Last an. Als Ergebnis übersteigt der
Spitzenwert der Differenzspannung zwischen dem Ist-Strom
und dem Sollstrom denjenigen der Bezugsträgerwelle. Wenn in
diesem Falle jedoch der Differenzspannungsspitzenwert den
Trägerwellenspitzenwert erreicht, wird das Ausgangsdrehmoment
maximiert. Auch wenn der Differenzspannungsspitzenwert wesent
lich den Trägerwellenspitzenwert übersteigt, kann kein größeres
Drehmoment erhalten werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung
der eingangs genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß
das Ausgangsdrehmoment erhöht wird.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Hauptan
spruches angegebenen Merkmale gelöst.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung an
hand der Abbildungen näher erläutert. Hierbei
zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild einer bekannten Regelschaltung für
einen Permanentmagnet-
Synchronmotor,
Fig. 2 ein Blockschaltbild der Transistor-PWM-Regelschaltung
der Fig. 1,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Transistor-PWM-Regelschaltung
einer Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Sättigungsdetektors der
Fig. 3,
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Phasenschiebers der Fig. 3,
Fig. 6 eine graphische Darstellung zum Erläutern der Arbeits
weise des Sättigungsdetektors,
Fig. 7 eine graphische Darstellung einer Eingangs/Ausgangs-
Kennlinie eines Begrenzungsverstärkers der Fig. 4,
Fig. 8 eine graphische Darstellung einer Eingangs/Ausgangs-
Kennlinie eines Addierers und eines Halbwellengleich
richters der Fig. 4 und
Fig. 9A bis 9C Zeitdiagramme zum Erläutern der Arbeitsweise des
Phasenschiebers.
Fig. 3 zeigt eine Transistor-PWM-Regelschaltung 1′ zum Erläutern
einer Ausführungsform der Erfindung. Die
Transistor-PWM-Regelschaltung 1′ regelt den Transistorinverter 4
der Fig. 1, der wiederum den Permanentmagnet-Synchronmotor M
regelt. Dieselben Bezugszeichen sind in Fig. 3 verwendet, um
dieselben Teile wie die in der bekannten PWM-Regelschaltung 1
der Fig. 2 zu bezeichnen. Die PWM-Regelschaltung 1′ der Fig. 3
ist der Schaltung der Fig. 2 sehr ähnlich mit der Ausnahme, daß
ROMs 22 und 23, ein Sättigungsdetektor 30, multiplizierende D/A-Wandler
24 und 25, ein Addierer 26 und Phasenschieber 27, 28
und 29 hinzugefügt sind. Die ROMs 22 und 23 speichern Befehle bzw. Sollwerte,
die zu den U- und W-Phasenwicklungen in Übereinstimmung mit den
Rotorpositionen derart ausgegeben werden, daß der resultierende
Vektor der jeweiligen Phasenströme um 90° gegenüber der Phase
vorgeschoben wird, die eine orthogonale Beziehung zwischen dem
resultierenden Vektor und dem Hauptfluß des Magnetfelds ergibt.
Der Sättigungsdetektor 30 stellt den Sättigungsgrad der Aus
gangsspannungen, die von den Kreisen 16, 17 und 18 an einen
PWM-Signalprozessor 21 angelegt werden, fest, wobei die Aus
gangsspannungen den Sollwerten für die jeweiligen Phasen
wicklungen entsprechen. Die D/A-Wandler 24 und 25
multiplizieren das Ausgangssignal vom Sättigungsdetektor 30
mit den Ausgangssignalen der ROMs 22 und 23, die darin
Werte für die U- und W-Phasen speichern, die um 90° vor
geschoben werden, um jeweils korrigierte U- und W-Phasenstrom
sollwerte RTC′ und TTC′ zu erzeugen. Der Addierer 26 addiert die
Ausgangssignale der D/A-Wandler 24 und 25, um
einen korrigierten V-Phasenstromsollwert STC′ zu erzeugen. Die
Phasenschieber 27, 28 und 29 addieren die korrigierten U-, V-
und W-Phasenstromsollwerte RTC′, STC′ und TTC′ und die U-, V- und
W-Stromsollwerte RTC, STC und TTC von den D/A-Wandlern
10 und 11 und dem Addierer 12 und schieben die U-, V-
und W-Phasen vor.
Fig. 4 zeigt den Sättigungsdetektor 30 und Fig. 5 den
Phasenschieber 27. Obwohl deren Detailanordnungen nicht darge
stellt sind, haben die Phasenschieber 28 und 29 dieselbe Anord
nung wie der Phasenschieber 27 mit der Ausnahme, daß sich die
Eingangssignale zu den Phasenschiebern 27, 28 und 29 voneinander
unterscheiden. Gemäß Fig. 5 werden korrigierte V- und W-Phasen
stromsollwerte STC′ und TTC′ und die V- und W-Phasenstromsollwerte
STC und TTC anstelle des korrigierten U-Phasenstromsollwerts RTC′
und des U-Phasenstromsollwerts RTC verwendet.
In dem Sättigungsdetektor 30 der Fig. 4 werden Spannungen Vu, Vv
und Vw (die Spannungen Vu, Vv und Vw ändern sich innerhalb des
Bereichs von ±10 V, wobei jeder Grenzwert, der durch den
Spitzenwert der Bezugsträgerwelle VA bestimmt ist, als Sätti
gungsspannung definiert ist), die den U-, V- und W-Phasensollwert
strömen entsprechen und von den Kreisen 16, 17 und 19 an
den PWM-Signalprozessor 21 angelegt werden, jeweils an die
Multiplizierer 31, 32 und 33 gegeben. Die Spannungen Vu, Vv und
Vw werden jeweils durch die Multiplizierer 31, 32 und 33
quadriert und durch 10 dividiert. Die resultierenden Werte
werden dann mittels eines Addierers 34 addiert, der eine
Spannung Va von 0 bis -10 V erzeugt, siehe Fig. 6. Die Aus
gangsspannung Va wird einem Begrenzungsverstärker 35 zugeführt
und ein Kondensator C 1 in dem Begrenzungsverstärker 35 glättet
die Spannung Va. Eine Zener-Diode ZD 1 hält die Spannung Va auf
einer vorbestimmten Spannung E 2 (7 V bei dieser Ausführungs
form) fest. Die Eingangs/Ausgangs-Kennlinie des Begrenzungs
verstärkers 35 ist in Fig. 7 gezeigt. Im einzelnen werden die
Widerstandswerte der Widerstände R 1 und R 2 und eine Versorgungs
spannung E 1 derart festgelegt, daß der Begrenzungsverstärker 35
kein Ausgangssignal erzeugt, wenn die Durchschnittsspannung
vom Addierer 34 eine vorbestimmte Spannung übersteigt. Bei
dieser Ausführungsform wird die Spannung E 1 auf 15 V eingestellt
und die Widerstandwerte der Widerstände R 1 und R 2 werden auf
10 kOhm und 5,1 kOhm eingestellt, so daß, wenn die Durch
schnittsspannung Va von dem Addierer 34 höher als -5 V ist, kein
Ausgangssignal erzeugt wird. Wenn die Spannung niedriger als -5 V
ist, wird eine Ausgangsspannung Vb erzeugt, siehe Fig. 7. Wenn
der Addierer 34 eine Durchschnittsspannung Va von -10 V als
Sättigungsspannung erzeugt, wird eine Ausgangsspannung Vb von
7 V als Zener-Spannung der Zener-Diode ZD 1 erzeugt. Ein Aus
gangssignal vom Begrenzungsverstärker 35 wird durch einen
Invertierverstärker 36 invertiert und läuft über einen Halb
wellengleichrichter 37. Wenn die Ausgangsspannung Va vom
Addierer 34 niedriger als -5 V ist, wird das invertierte
Signal dann als Sättigungssignal Vr von 0 bis 7 V in Überein
stimmung mit dem Sättigungsgrad erzeugt, siehe Fig. 8.
Wenn die Spitzenwerte der Spannungen entsprechend den U-, V- und
W-Phasenbefehlsströmen, die dem PWM-Signalprozessor 21 zugeführt
werden sollen, die Sättigungsspannung erreichen, die durch die
Spitzenspannung der Bezugsträgerwelle VA bestimmt ist, wird die
Sättigungsspannung Vr in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad
erzeugt.
Anhand der Fig. 3 wird die Arbeitsweise der Ausführungsform
beschrieben.
Der Signalprozessor 5 erzeugt Adressensignale für die ROMs 6, 7,
22 und 23, die dem momentanen Drehzahlsignal Vs und der momen
tanen Rotorposition in Übereinstimmung mit dem Signal S von dem
Rotorpositionsdetektor 2 (Fig. 1) entsprechen. Der Differenz
verstärker 8 empfängt den Drehzahlbefehl VO und erzeugt ein
Fehlersignal VE, das die Differenz zwischen der Spannung des Ist-
Drehzahlsignals Vs und der Spannung des Drehzahl
soll-Signals VO ist, über das Filter 9. Die U-, V- und W-Stromsollwerte
RTC, STC und TTC werden durch die D/A-Wandler 10
und 11 und den Addierer 12 in Übereinstimmung mit dem Fehler
signal VE und den Signalen von den ROMs 6 und 7 in derselben
Weise wie bei dem bekannten Beispiel nach Fig. 2 erzeugt. Die U-
und W-Phasensollwerte, die den Sollwerten aus den ROMs 6 und 7 um
einen Phasenwinkel von 90° voreilen, werden jeweils von den
ROMs 22 und 23 ausgelesen. Diese Befehle werden durch die
D/A-Wandler 24 und 25 mit dem Sättigungssignal Vr
vom Sättigungsdetektor 30 multipliziert, wodurch korrigierte
U- und W-Phasenstromsollwerte RTC′ und TTC′ erzeugt werden. Die
korrigierten U- und W-Phasenstromsollwerte RTC′ und TTC′ werden
durch den Addierer 26 addiert, der dann den korrigierten
V-Phasenstromsollwert STC′ erzeugt. Die Stromsollwerte RTC, STC und
TTC und die korrigierten Stromsollwerte RTC′, STC′ und TTC′
werden den Phasenschiebern 27, 28 und 29 zugeführt. Die Phasen
schieber 27, 28 und 29 haben identischen Aufbau, weshalb nur der
Phasenschieber 27 in Fig. 5 dargestellt ist. Der U-Phasenstrom
sollwert RTC und der korrigierte U-Phasenstromsollwert RTC′ werden
durch den Addierer 38 addiert und durch einen Invertierverstärker
39 invertiert, wodurch ein korrigierter U-Phasenstromsollwert RT
erzeugt wird. Wie in Fig. 9A gezeigt, ist der U-Phasenstrom
sollwert RTC von dem Multiplizier-D/A-Wandler 10 eine sinusför
mige Welle, die sich zwischen -10 V und +10 V ändert. Der
korrigierte U-Phasenstromsollwert RTC′ von dem D/A-
Wandler 24 ist eine sinusförmige Welle, die um 90° gegenüber
dem U-Phasenstromsollwert RTC voreilt, siehe Fig. 9B. Der Ampli
tude der sinusförmigen Welle ändert sich zwischen 0 und 10 V in
Übereinstimmung mit dem Sättigungssignal Vr vom Sättigungs
detektor 30. Wenn die Sättigungsspannung V von 0 V erzeugt
wird, ist das Ausgangssignal vom D/A-Wandler
24 zum Multiplizieren des Signals vom ROM 22 durch das
Sättigungssignal Vr gerade 0 V. Wenn jedoch das Sättigungssignal
Vr beim maximalen Wert (7 V bei der obigen Ausführungsform) liegt,
ist die Amplitude 10 V, wodurch der korrigierte U-Phasenstrom
sollwert RTC′ erzeugt wird, dessen Wellenform durch ausgezogene
Linien in Fig. 9B angegeben ist. Die Stromsollwerte RTC und RTC′
werden durch den Addierer 38 addiert, das Ausgangssignal des
Addierers 38 wird durch den Invertierverstärker 39 invertiert.
Beim Vergleich mit dem Stromsollwert RTC (Fig. 9A) hat das
invertierte Ausgangssignal vom Phasenschieber 27 eine
Wellenform, die um ein Maximum von 45° vorgeschoben ist, siehe
Fig. 9C, und wird als korrigierter Stromsollwert T erzeugt. Der
Stromsollwert RT, der in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad
korrigiert wird, eilt somit um einen Phasenwinkel vor, der von
0 bis 45° im Vergleich zu dem bekannten Stromsollwert RTC
variiert. Der korrigierte Stromsollwert RT wird auch durch die
Zener-Diode ZD 2 festgehalten und seine Amplitude wird auf 10 V
begrenzt.
Korrigierte V- und W-Phasenstromsollwerte ST und TT werden in
derselben Weise wie der korrigierte U-Phasenstromsollwert RT
erzeugt.
Die Phasenstromsollwerte RT, ST und TT, die in Übereinstimmung mit
dem Sättigungsgrad korrigiert sind, werden dann den
Differenzverstärkern 19 der Kreise 16, 17 und 18 zugeführt.
Differenzen zwischen den korrigierten Phasenstromsollwerten RT, ST
und TT und den Ist-Phasenströmen IR, IS und IT, die in
den Phasenwicklungen fließen und die durch die U- und W-Strom
detektoren 13 und 14 und den Addierer 15 festgestellt werden,
werden verstärkt. Die verstärkten Spannungen werden durch die
Filter 20 gefiltert und dem PWM-Signalprozessor 21 als
Spannungen Uv, Vv und Wv entsprechend den Phasensollströmen
zugeführt. Der PWM-Signalprozessor und der basisgesteuerte
Transistorverstärker 21 empfangen die Spannungen Uv, Vv und Wv
und erzeugen PWM-Signale PA bis PF, wodurch die Transistor
inverter TA bis TF ein- und ausgeschaltet werden. Die Phasen
werden in Übereinstimmung mit dem Sättigungsgrad vorgeschoben
und der Permanentmagnet-Synchronmotor M wird auf diese Weise
geregelt. Wenn das Lastdrehmoment groß ist und die Ausgangs
spannungen entsprechend den in den jeweiligen Phasen fließenden
Strömen gesättigt sind und kein ausreichendes Drehmoment
erzeugt werden kann, werden die Phasen der in
den jeweiligen Phasenwicklungen fließenden Ströme vorgeschoben,
um das orthogonale Verhältnis zwischen dem Wicklungsstrom und
dem Hauptfluß des Magnetfelds zu ändern, wodurch das Motor
drehmoment erhöht wird.
Claims (3)
1. Vorrichtung zur Regelung eines Permanentmagnet-Synchron
motors, mit
ersten Einrichtungen (2) zum Feststellen einer Position des Rotors des Motors,
ersten Speichereinrichtungen (6, 7) zum Speichern einer ersten Ankerstromsollsignalgruppe von jeweiligen Phasen, die entsprechend der Position des Rotors erste Ankerstromsollwerte erzeugen (10, 11), die eine orthogonale Beziehung zwischen einem resultierenden, ei nen Raumzeiger darstellenden Ankerstrom und einem Fluß des Permanentmagneten ergeben,
zweiten Einrichtungen (22-25) zum Erzeugen einer zweiten Ankerstromsollsignalgruppe von jeweiligen Phasen, die entsprechend der Position des Rotors zweite Ankerstromsollwerte zum Schwächen des Flusses bilden,
dritten Einrichtungen (13, 14) zum Feststellen der Anker stromistwerte der jeweiligen Phasen,
vierten Einrichtungen (27, 28, 29; 21), welche die Differenzen zwi schen den vektoriell addierten ersten und zweiten Anker stromsollwerten und den Ankerstromistwerten bilden und Signale erzeugen,
einem Wechselrichter (4) zum Einstellen der Ankerströme der jeweiligen Phasen entsprechend der Signale, und mit
fünften Einrichtungen (30) zum Feststellen einer einer maximalen Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) ent sprechenden und die Amplitude der zweiten Ankerstrom sollwerte bestimmenden Größe,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Wechselrichter (4) über eine Pulsbreitenmodula tion durch Vergleich einer Bezugsschwingung mit den Si gnalen angesteuert wird,
daß die fünften Einrichtungen (30) Sättigungsfeststellungs einrichtungen (30) zum Erzeugen der Größe umfassen, wenn die Signale größer oder gleich einem Spitzenwert der Be zugsschwingungen sind, wobei die Größe einen Wert als vor bestimmte Funktion von Differenzsignalen aus den Signalen und dem Spitzenwert aufweist, und
daß die zweiten Einrichtungen zweite Speichereinrichtungen (22, 23) zum Speichern der zweiten Ankerstromsollsignal gruppe der jeweiligen Phasen umfassen.
ersten Einrichtungen (2) zum Feststellen einer Position des Rotors des Motors,
ersten Speichereinrichtungen (6, 7) zum Speichern einer ersten Ankerstromsollsignalgruppe von jeweiligen Phasen, die entsprechend der Position des Rotors erste Ankerstromsollwerte erzeugen (10, 11), die eine orthogonale Beziehung zwischen einem resultierenden, ei nen Raumzeiger darstellenden Ankerstrom und einem Fluß des Permanentmagneten ergeben,
zweiten Einrichtungen (22-25) zum Erzeugen einer zweiten Ankerstromsollsignalgruppe von jeweiligen Phasen, die entsprechend der Position des Rotors zweite Ankerstromsollwerte zum Schwächen des Flusses bilden,
dritten Einrichtungen (13, 14) zum Feststellen der Anker stromistwerte der jeweiligen Phasen,
vierten Einrichtungen (27, 28, 29; 21), welche die Differenzen zwi schen den vektoriell addierten ersten und zweiten Anker stromsollwerten und den Ankerstromistwerten bilden und Signale erzeugen,
einem Wechselrichter (4) zum Einstellen der Ankerströme der jeweiligen Phasen entsprechend der Signale, und mit
fünften Einrichtungen (30) zum Feststellen einer einer maximalen Ausgangsspannung des Wechselrichters (4) ent sprechenden und die Amplitude der zweiten Ankerstrom sollwerte bestimmenden Größe,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Wechselrichter (4) über eine Pulsbreitenmodula tion durch Vergleich einer Bezugsschwingung mit den Si gnalen angesteuert wird,
daß die fünften Einrichtungen (30) Sättigungsfeststellungs einrichtungen (30) zum Erzeugen der Größe umfassen, wenn die Signale größer oder gleich einem Spitzenwert der Be zugsschwingungen sind, wobei die Größe einen Wert als vor bestimmte Funktion von Differenzsignalen aus den Signalen und dem Spitzenwert aufweist, und
daß die zweiten Einrichtungen zweite Speichereinrichtungen (22, 23) zum Speichern der zweiten Ankerstromsollsignal gruppe der jeweiligen Phasen umfassen.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Speichereinrichtungen (22, 23) Festwert
speicher (ROM's) umfassen.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Einrichtungen (22-25) multiplizierende
D/A-Wandler (24, 25) umfassen, über welche die digitalen
Ausgangssignale der Speichereinrichtungen (22, 23) mit
den von den Sättigungsfeststellungseinrichtungen (30)
erzeugten Größe multiplizierbar sind.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP59075970A JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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DE3590166C2 true DE3590166C2 (de) | 1989-09-07 |
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Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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DE19853590166 Pending DE3590166T (de) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Verfahren und Vorrichtung zum Regeln eines Permanentmagnet-Synchronmotors unter Verwendung einer Impulsbreitenmodulation |
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DE19853590166 Pending DE3590166T (de) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Verfahren und Vorrichtung zum Regeln eines Permanentmagnet-Synchronmotors unter Verwendung einer Impulsbreitenmodulation |
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