JPH04156292A - 永久磁石形電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、永久磁石形の回転子を備えた電動機を制御す
る制御装置に関する。

〈従来の技術） 従来の永久磁石形の回転子（ロータ）を備えた電動機と
しては、永久磁石形ブラシレスモータがある。そこで５
ここではその永久磁石形ブラシレスモータを制御する制
御装置について述べる。

まず、ブラシレスモータにおいては、固定子巻線と永久
磁石形の回転子との相対的位置をホール素子等の位１検
出素子を用いずに固定子巻線に生ずる誘起電圧を含む端
子電圧を利用して検出する方式が採用されるようになっ
てきている。

この従来例を第３図に示す、即ち、１は直流電源、２は
ブラシレスモータ３の固定予巻１．３　Ｕ　。

３ｖ及び３Ｗに通電するためのインバータ回路、４．５
及び６は固定子巻線３Ｕ、３Ｖ及び３Ｗに生ずる誘起電
圧を含む端子電圧ｕｖ、ｖｖ、ｗｖを９０°移相させる
フィルタ回路、７はこれらのフィルタ回路４乃至６の出
力信号から中性点電圧ＮＶを得る検出回路、８．９及び
１０は一次遅れ要素たるフィルタ回路４乃至６の出力信
号と中性点電圧ＮＶとを各々比較する比較器、１１は制
御回路である。

第４図は従来例の動作を示すタイムチャートであり、今
、これを参照してＵ相について考えてみる。固定子巻線
３Ｕに生ずる端子電圧ＵＶ（第４図（ａ）参照）には、
インバータ回路２の転流時に対アーム還流ダイオードの
導通によって生ずるスパイク状の電圧成分が含まれてい
る。このスパイク状の電圧成分の影響をなくすために、
端子電圧ＵＶをフィルタ回路４によって９０°位相をシ
フトさせ、第４図（ｂ）で示すような移相電圧ＤＵ■と
する。その後、この移相電圧ＤＵＶと第４図（ｂ）に示
す中性点電圧ＮＶとを比較器８により比較し、第４図（
Ｃ）で示すように位置検出信号ＰＳＵを得る。他のＶ及
びＷ相についても同様であり、端子電圧ＶＶ及びＷＶに
基づいて比較器９及び１０から第４図（ｄ）及び（ｅ）
で示すように位置検出信号ＰＳｖ及びＰＳＷを得る。こ
れらの位置検出信号ＰＳＵ、ＰＳＶ及びｐｓｗは１８０
°通電の１２０°位相の異なる信号となり、これらが制
御回路１１に与えられることにより。

その制御回路１１は６つの転流信号を出力してインバー
タ回路２のスイッチング素子たるトランジスタのベース
に与えられるようになる。

しかしながら、上記ブラシレスモータを制御する装置に
おいては、端子電圧ＵＶ、ＶＶ及びＷｖに含まれるスパ
イク状の電圧成分を除去するために９０°遅れ位相特性
を有するフィルタ回路４乃至６を設けているので、フィ
ルタ回路４乃至６の時定数が大きく、このため、急激な
加減速に追従できない問題があり、また、低速領域での
位置検出が困難になる問題がある。更に、端子電圧ＵＶ
。

Ｖｖ及びＷＶに含まれるスパイク状の電圧成分の大きさ
は、固定子巻線３Ｕ、３Ｖ及び３Ｗのｔ流部ち負荷の大
きさによって変化するので、負荷変動が大きいとフィル
タ回路４乃至６以降の信号波形に位相誤差を生ずること
になり、安定性に問題がある。

従って、低速度運転時には安定にインバータ駆動するこ
とが困難になる。

そこで、一般に考えられる方法として、インバータ部の
直流リンクに流れる直流電流を電流検出手段により検出
し、この検出電流を基にブラシレスモータの巻線に通電
するように制御する方法がある。この方法によれば、誘
起電圧を利用していないので、−次遅れフィルタによる
安定性の問題が解決される他、上記電流検出手段がスイ
ッチング素子の過電流保護を目的とするｔ流検出器とし
ても適用できるので、別途過電流保護用の検出器を設け
る必要がなくなる等積々の効果を奏する。

この方法を適用した装置としては、第５図に示すような
ものが考えられる。

即ち、三相交流電源２０を整流器２１及びコンデンサ２
２により、直流電力に変換し、この直流電力をインバー
タ回路２３により交流電力に変換する主回路構成となっ
ている。また、制御部−では、インバータ回路２３の直
流リンクに流れる直流電流を電流検出器２４により検出
し、この検出された直ｒｊＬｔ流信号Ｉｄｃは、′ＳＳ
流出出回路２５与えられるようになっている。このＫｌ
検出回路２５の出力Ｉは、力率演算回路２６へ送られる
。この力率演算回路２６は、直流電流信号Ｉｄｃに基づ
いて力率及び電流変化を算出し、力率信号ΔＩｄｃ及び
ｔ流変化量ΔＩｄｃ−を出力信号としてＶ／Ｆ演算回路
２７に与える。そして、この■／Ｆ演算回路２７は、力
率信号ΔＴｄｃ、＠流変化量ΔＩｄｃ″及び図示しない
設定器から与えられる速度指令値ω°に基づいて電圧信
号■及び周波数信号Ｆを演算し、電圧信号Ｖ及び周波数
信号Ｆはドライブ回路２８に与えられる。ドライブ回路
２８は、電圧信号■及び周波数信号Ｆに基づいてｐｗＭ
ＩＩＩｔｌｌされた６つのドライブ信号ｕ、ｖ、ｗ。

Ｘ、Ｙ、Ｚを出力してインバータ回路２３の６個のトラ
ンジスタのベースに与えるようになっており、これによ
り、ブラシレスモータ２９は速度指令値ω°の示す回転
速度で回転されるようになっている。なお、第６図に、
電流検出回路２５の出力波形を示す、即ち、同図（ａ）
は力率が遅れた場合の出力波形、同図（ｂ）は力率が略
１になった場合の出力波形、同図（Ｃ）は力率が進んだ
場合の出力波形を各々示しており、出力周波数の電気角
で６０°毎に繰返す波形となっている。従って、この電
気角６０°毎の時点（０’　、６０°。

１２０°、１８０’　、・・・・・・３６０°）に着目
し、その各時点の直前たるＡ点の電流値Ｉａと直後たる
Ｂ点の電流値１ｂとの差（Ｉｂ−Ｉａ）を検出し、この
差が零即ち電流値１ａ、Ｉｂが等しくなるように制御す
ることで、直流電流の変化を力率としてとらえ、第６図
（ｂ）に示すごとく力率が略１となるようにブラシレス
モータ２９を運転させることができる。

〈発明が解決しようとする課題） しかし、上記の方法においても、印加している電圧の周
波数に関係なく、電気角６０°毎の直前と直後との直流
電流の差が零または任官の値になるように制御している
ので、マイコン等を用いた離散系で構成した場合、マイ
コンの電流検出時間や制御応答時間等の制約を受け、第
２図に示すように、印加している電圧の周波数によって
検出タイミングにずれが生じ、同一条件で電流が検出で
きず、直流電流の差に誤差が生じて力率を略１に運転す
ることができない問題が生じる。

そこで、本発明は、上記問題点を鑑み、印加している電
圧の周波数によって生じる直流電流の差の誤差を除去す
る永久磁石形電動機の制御装置を提供することをその目
的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明は、インバータ回路
の直流電流の変化量を検出する電流検出手段と、この電
流検出手段の検出信号を基に、力率を演算する第１の演
算手段と、この第１の演算手段の出力信号を基に、前記
電流検出手段による電流検出タイミングのずれに起因す
る前記直流電流の変化量の誤差を補正する補正手段と、
少なくともこの補正手段の出力信号及び前記第１の演算
手段の出力信号とを基に、永久磁石形電動機の制御量を
演算する第２の演算手段と、この第２の演算手段を基に
、インバータ回路を制御するインバータ制御手段とを具
備したことを特徴とする。

（作　用） このように構成された本発明の永久磁石形電動機の制四
装！によれば、インバータ回路の直流側の＄渣の変化量
を検出し、この検出した直ｒｉＬ電流の変化量を基に力
率を演算する際、電流検出タイミングのずれに起因する
直流電流の変化量の誤差を補正し、ｔｒＸ検出の条件を
一定にして、演算した力率が略１となるようにインバー
タを制御するので、印加している電圧の周波数に関係な
く、常に力率が略１となるように永久磁石形電動機を制
御できる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。

まず、第１図に従って、全体の構成について述べる。

三相交流電源３０からの交流電力を直流電力に変換する
整流器３１と、この整流器３１からの直流電力を平滑化
するコンデンサ３２と、このコンデンサ３２からの平滑
化された直流電力を任！の周波数を有する交流電力に変
換するインバータ回路３３とからなる主回路を構成して
いる。また、制御部は、インバータ回路３３の直流リン
クに流れる直流電流を検出するｔ流出出品３４と、この
検出された直流電流信号１ｄｃを増幅及びサンプリング
及ホールド等の処理をするｔ流出出回路３５と、このｔ
流出出回路３５からの出力Ｉに基づいて力率及び電流変
化を算出し、力率信号ΔＩｄＣ及び電流変化量ΔＩｄｃ
−を出力する力率演算回路３６と、この力率演算回路３
６がらの力率信号ΔＩｄｃ及びｔａ変化量ΔＩｄｃ−と
図示しない設定器から与えられる速度指令値ω°に基づ
いて力率演算回路３６からの出力の誤差を除去する補正
回路３７と、この補正回路３７からの出力を基に、電圧
信号Ｖ及び周波数信号Ｆを演算する■／Ｆ演算回路３８
と、この電圧信号■及び周波数信号Ｆに基づいてＰＷＭ
ＩＩＩｍされた６つのドライブ信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ
、Ｚを生成するドライブ回路３９とから構成されている
。

次に、第２図に示した電流波形を用いて、本実施例の主
たる作用について説明すると、第２図の波形Ａは、同図
波形Ｂよりも印加している電圧の周波数が低いときの直
流電流波形である。各々波形ＡのＴ１における電流値を
Ａ　Ｉ　、　Ｔ　２における電流値をＡ２、波形ＢのＴ
、における電流値をＢ１、Ｔ、における電流値をＢ、と
すると、各周波数における直流電流の差は、波形Ａの場
合、Ａ。

−ＡＩ　　（＝ΔＡとする）、波形Ｂの場合、Ｂｘ−Ｂ
、（＝ΔＢとする）となる。

同一条件でモータを運転しているときに、周波数が興な
る場合、直流電流の差ΔＡ、ΔＢに誤差が生じることに
なる。ΔＡとΔＢとが異なると、力率演算回路３６の出
力が、誤差を含んだ値となり、力率が略１となるように
運転できなくなる。

従って、力率演算回路３６の出力は、補正回路３７に入
力され、そこで上記誤差を除去し、ΔＡとΔＢとが同一
値となるよう補正され、この補正値がＶ／Ｆ演算回路３
８へ入力され、力率が略１となるような制御を行なう。

更に、補正回路３７の動作について詳述する。

力率演算回路３６の出力と図示しない設定器から与えら
れる速度指令値ω°とを入力信号とし、下式（１）のよ
うな任意の関数で上記誤差を除去する。

ＰＦｏｕｙ　＝Ｆ　（Ｉｌｌ、ＩＡ、ＰＦ、　ω”　）
・・・・・・（１） （但し、ＰＦＯＵＴ：補正回路３７の出力、Ｆ：任意の
関数、ＰＦ：力率演算回路３６の出力。

■Ａ：を気負６０゛直前の電流値、１．を気力６０°直
後の電流値、ω０：速度指令値）例えば、第２図の場合
、波形Ａ、ＢともＴ、〜Ｔ２の間の変化が、直線的に変
化していると考えれば、波形Ａの周波数指令値をωａ、
波形Ｂの周波数指令値をωｂとすると、波形Ｂの電流差
（ΔＢ゛とする）は、下式（２）で算出できる。

ΔＢ−＝ΔＢＸ（ωａ／ωｂ）　・・・・・・（２）こ
れにより、ΔＡ＝ΔＢ“となり、印加している電圧の周
波数に無関係に直流電流の差を力率として考えることが
できる。

なお、計算が複霧な場合、テーブルを作成しておき、印
加している電圧の周波数に対して、任意の値を力率演算
回路３６の出力に加算してもよい。

従って、補正回路３７では、電気角６０”毎の電流値、
力率演算回路３６の出力、図示しない設定器から与えら
れる速度指令値ω０の３者に関係した関数Ｆを用いて、
印加している電圧の周波数に無関係な力率を演算し、Ｖ
／Ｆ演夏回路３８へ出力する。そして、Ｖ／Ｆ演算回路
３８では、その力率を基に、力率が略１となるようにｌ
ＩＩ御が実行される。

なお、上記実施例においては、ハードウェア或いはソフ
トウェアのいずれでも実現可能である。

［発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば、補正手段により電
流検出の誤差を補正するようにしたので、印加している
電圧の周波数に関係なく、常に力率が略１となるように
永久磁石層電動機を制御することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示す全体構成図、第２図
は、印加している電圧の周波数による電流検出の誤差を
示す直流電流波形図、第３図は、従来の永久磁石層電動
機の制御装！を全体構成図、第４図は、第３図に示した
永久磁石層電動機の制御装置の動作を示すタイムチャー
ト、第５図は、従来の永久磁石層電動機の制御装置を全
体構成図、第６図は、第５図に示した永久磁石層電動機
の制御装置の動作を示すタイムチャートである。 ３３・・・・・・インバータ回路、３４・・・・・・電
流出出品。 ３５・・・・・電流検出回路、３６・・・・力率演算回
路。 ３７・・・・・・補正回路、３８・・・・Ｖ／Ｆ演算回
路。 ３９・・・・・・ドライブ回路。 ４０・・・・・・ブラシレスモータ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　直流電源からの出力を任意の周波数を有する交流電力
   に変換するインバータ手段と、このインバータ手段の直
   流電流の変化量を検出する電流検出手段と、この電流検
   出手段の検出信号を基に、力率を演算する第１の演算手
   段と、この第１の演算手段の出力信号を基に、前記電流
   検出手段による電流検出タイミングのずれに起因する前
   記直流電流の変化量の誤差を補正する補正手段と、少な
   くともこの補正手段の出力信号及び前記第１の演算手段
   の出力信号とを基に、永久磁石形電動機の制御量を演算
   する第２の演算手段と、この第２の演算手段を基に、イ
   ンバータ手段を制御するインバータ制御手段とを具備し
   たことを特徴とする永久磁石形電動機の制御装置。