JPH0662573A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH0662573A JPH0662573A JP4226397A JP22639792A JPH0662573A JP H0662573 A JPH0662573 A JP H0662573A JP 4226397 A JP4226397 A JP 4226397A JP 22639792 A JP22639792 A JP 22639792A JP H0662573 A JPH0662573 A JP H0662573A
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- transformer
- switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スイッチング遷移領域での電力消費を効果的に
低減して効率改善を図ったスイッチング電源回路を提供
することを目的とする。 【構成】直流電圧源ＶINにスイッチング手段を介してト
ランスＴの一次巻線が接続され、トランスＴの二次側に
整流平滑手段が設けられたスイッチング電源回路におい
て、スイッチング手段は、一次巻線Ｎ1 の一端と基準電
位と間に抵抗Ｒeを介して接続されて、ベースが間欠的
に駆動される第１のトランジスタＱ1 と、ベースが抵抗
Ｒe の端子電圧により駆動されて、第１のトランジスタ
Ｑ1 と相補的にオン，オフする第２のトランジスタＱ2
とを備え、かつ第１のトランジスタＱ1 のターンオフ時
の端子電圧の立上がりを検出して第２のトランジスタＱ
2 のターンオンを加速する駆動信号を発生する微分回路
１が設けられている。
低減して効率改善を図ったスイッチング電源回路を提供
することを目的とする。 【構成】直流電圧源ＶINにスイッチング手段を介してト
ランスＴの一次巻線が接続され、トランスＴの二次側に
整流平滑手段が設けられたスイッチング電源回路におい
て、スイッチング手段は、一次巻線Ｎ1 の一端と基準電
位と間に抵抗Ｒeを介して接続されて、ベースが間欠的
に駆動される第１のトランジスタＱ1 と、ベースが抵抗
Ｒe の端子電圧により駆動されて、第１のトランジスタ
Ｑ1 と相補的にオン，オフする第２のトランジスタＱ2
とを備え、かつ第１のトランジスタＱ1 のターンオフ時
の端子電圧の立上がりを検出して第２のトランジスタＱ
2 のターンオンを加速する駆動信号を発生する微分回路
１が設けられている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、効率改善を図ったス
イッチング電源回路に関する。
イッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】フライバック型のスイッチング電源回路
の基本構成を図５に示す。トランスＴの一次巻線Ｎ1 の
一端が直流電圧源ＶINの正極に接続され、他端がメイン
スイッチ素子である第１のＮＰＮトランジスタＱ1 と抵
抗Ｒe を介して直流電圧源ＶINの負極接続されている。
トランスＴの補助巻線Ｎ3 は、第１のトランジスタＱ1
を所定周波数でオン，オフ制御するための駆動源であ
る。補助巻線Ｎ3 とトランジスタＱ1 のベースとの間に
は、起動用コンデンサＣ3 と電流制限用抵抗Ｒb が設け
られている。直流電圧源ＶINの正極とトランジスタＱ1
のベースとの間には、トランジスタＱ1 を起動するため
の起動用抵抗Ｒs が設けられている。第１のトランジス
タＱ1 のベースにコレクタが接続され、エミッタが直流
電圧源ＶINの負極に接続された第１のＮＰＮトランジス
タＱ2 は、抵抗Ｒe によりベースが駆動されて、トラン
ジスタＱ1 と相補的にオン，オフする補助用トランジス
タである。トランスＴの二次側には、整流平滑を行うダ
イオードＤ1 と出力用コンデンサＣ1 が設けられてい
る。
の基本構成を図５に示す。トランスＴの一次巻線Ｎ1 の
一端が直流電圧源ＶINの正極に接続され、他端がメイン
スイッチ素子である第１のＮＰＮトランジスタＱ1 と抵
抗Ｒe を介して直流電圧源ＶINの負極接続されている。
トランスＴの補助巻線Ｎ3 は、第１のトランジスタＱ1
を所定周波数でオン，オフ制御するための駆動源であ
る。補助巻線Ｎ3 とトランジスタＱ1 のベースとの間に
は、起動用コンデンサＣ3 と電流制限用抵抗Ｒb が設け
られている。直流電圧源ＶINの正極とトランジスタＱ1
のベースとの間には、トランジスタＱ1 を起動するため
の起動用抵抗Ｒs が設けられている。第１のトランジス
タＱ1 のベースにコレクタが接続され、エミッタが直流
電圧源ＶINの負極に接続された第１のＮＰＮトランジス
タＱ2 は、抵抗Ｒe によりベースが駆動されて、トラン
ジスタＱ1 と相補的にオン，オフする補助用トランジス
タである。トランスＴの二次側には、整流平滑を行うダ
イオードＤ1 と出力用コンデンサＣ1 が設けられてい
る。
【０００３】このスイッチング電源回路では、第１のト
ランジスタＱ1 がオンの期間にトランスＴに磁気エネル
ギー蓄積が行われる。この間、トランスＴの二次巻線Ｎ
2 は、ダイオードＤ1 が非導通のためオープン状態であ
り、トランジスタＱ1 は補助巻線Ｎ3 に得られる電圧で
駆動される。第１のトランジスタＱ1 のコレクタ電流
は、トランスＴの一次巻線Ｎ1 のインダクタンスによ
り、図６に示すように徐々に増大する。そして、抵抗Ｒ
e の端子電圧が所定値に達すると第２のトランジスタＱ
2 がオンして、これによりトランジスタＱ1 がターンオ
フする。第１のトランジスタＱ1 がオンの期間にトラン
スＴの一次巻線Ｎ1 に蓄えられた磁気エネルギーは、ト
ランジスタＱ1 がオフすることにより二次側に放出され
て、出力電力となる。
ランジスタＱ1 がオンの期間にトランスＴに磁気エネル
ギー蓄積が行われる。この間、トランスＴの二次巻線Ｎ
2 は、ダイオードＤ1 が非導通のためオープン状態であ
り、トランジスタＱ1 は補助巻線Ｎ3 に得られる電圧で
駆動される。第１のトランジスタＱ1 のコレクタ電流
は、トランスＴの一次巻線Ｎ1 のインダクタンスによ
り、図６に示すように徐々に増大する。そして、抵抗Ｒ
e の端子電圧が所定値に達すると第２のトランジスタＱ
2 がオンして、これによりトランジスタＱ1 がターンオ
フする。第１のトランジスタＱ1 がオンの期間にトラン
スＴの一次巻線Ｎ1 に蓄えられた磁気エネルギーは、ト
ランジスタＱ1 がオフすることにより二次側に放出され
て、出力電力となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この様な従来のスイッ
チング電源回路においては、メインのスイッチング素子
であるトランジスタＱ1 のスイッチング遷移領域で大き
な電力損失が生じる。即ち、コレクタ電流Ｉc およびコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEの動作波形は、オン，オフ
に従って、図６に示すようになり、コレクタ電流Ｉc の
波形とコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEの波形の重なり部
分（斜線で示す）で、大きな電力が消費される。この発
明は上記の点に鑑み、スイッチング遷移領域での電力消
費を効果的に低減して効率改善を図ったスイッチング電
源回路を提供することを目的とする。
チング電源回路においては、メインのスイッチング素子
であるトランジスタＱ1 のスイッチング遷移領域で大き
な電力損失が生じる。即ち、コレクタ電流Ｉc およびコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEの動作波形は、オン，オフ
に従って、図６に示すようになり、コレクタ電流Ｉc の
波形とコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEの波形の重なり部
分（斜線で示す）で、大きな電力が消費される。この発
明は上記の点に鑑み、スイッチング遷移領域での電力消
費を効果的に低減して効率改善を図ったスイッチング電
源回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明は、直流電圧源
に所定周波数でオン，オフ制御されるスイッチング手段
を介して一次巻線が接続されたトランスと、このトラン
スの二次側に設けられた整流平滑手段とを有するスイッ
チング電源回路において、前記スイッチング手段が、前
記一次巻線の一端と基準電位と間に抵抗を介して接続さ
れて、制御端子が間欠的に駆動される第１のトランジス
タと、この第１のトランジスタの制御端子と基準電位と
の間に設けられ、制御端子が前記抵抗の端子電圧により
駆動されて、第１のトランジスタと相補的にオン，オフ
する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタの
ターンオフ時の端子電圧の立上がりを検出して前記第２
のトランジスタのターンオンを加速する駆動信号を発生
する微分回路とを備えたことを特徴とする。
に所定周波数でオン，オフ制御されるスイッチング手段
を介して一次巻線が接続されたトランスと、このトラン
スの二次側に設けられた整流平滑手段とを有するスイッ
チング電源回路において、前記スイッチング手段が、前
記一次巻線の一端と基準電位と間に抵抗を介して接続さ
れて、制御端子が間欠的に駆動される第１のトランジス
タと、この第１のトランジスタの制御端子と基準電位と
の間に設けられ、制御端子が前記抵抗の端子電圧により
駆動されて、第１のトランジスタと相補的にオン，オフ
する第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタの
ターンオフ時の端子電圧の立上がりを検出して前記第２
のトランジスタのターンオンを加速する駆動信号を発生
する微分回路とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
【作用】この発明によると、メインのスイッチング素子
である第１のトランジスタのターンオフ時に、補助の第
２のトランジスタは第１のトランジスタに接続された抵
抗の端子電圧で駆動されると同時に、第１のトランジス
タの端子電圧立上がりが微分回路により検出されて、こ
れが第２のトランジスタの駆動信号として供給されて第
２のトランジスタのターンオンが加速される。その結
果、第１のトランジスタのターンオフが加速されて、そ
の電流の立下がりと電圧の立上がりの重なり面積が小さ
くなり、消費電力の低減が可能になる。
である第１のトランジスタのターンオフ時に、補助の第
２のトランジスタは第１のトランジスタに接続された抵
抗の端子電圧で駆動されると同時に、第１のトランジス
タの端子電圧立上がりが微分回路により検出されて、こ
れが第２のトランジスタの駆動信号として供給されて第
２のトランジスタのターンオンが加速される。その結
果、第１のトランジスタのターンオフが加速されて、そ
の電流の立下がりと電圧の立上がりの重なり面積が小さ
くなり、消費電力の低減が可能になる。
【０００７】
【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を説明する。図１は、この発明の一実施例に係るフライ
バック型のスイッチング電源回路である。基本的な構成
は、図５に示す従来例と同様であり、図５と対応する部
分には図５と同一符号を付して詳細な説明は省略する。
メインスイッチング素子である第１のＮＰＮトランジス
タＱ1 と、このトランジスタＱ1 をターンオフ駆動する
ための第２のＮＰＮトランジスタＱ2 の部分に着目する
と、この実施例では、第１のトランジスタＱ1 のコレク
タ・エミッタ間に・コレクタ・エミッタ間電圧の立上が
りを検出するコンデンサＣ6 と抵抗Ｒx からなる微分回
路１が構成されている。そしてこの微分回路１の出力が
第２のトランジスタＱ2 のベースに供給されている。
を説明する。図１は、この発明の一実施例に係るフライ
バック型のスイッチング電源回路である。基本的な構成
は、図５に示す従来例と同様であり、図５と対応する部
分には図５と同一符号を付して詳細な説明は省略する。
メインスイッチング素子である第１のＮＰＮトランジス
タＱ1 と、このトランジスタＱ1 をターンオフ駆動する
ための第２のＮＰＮトランジスタＱ2 の部分に着目する
と、この実施例では、第１のトランジスタＱ1 のコレク
タ・エミッタ間に・コレクタ・エミッタ間電圧の立上が
りを検出するコンデンサＣ6 と抵抗Ｒx からなる微分回
路１が構成されている。そしてこの微分回路１の出力が
第２のトランジスタＱ2 のベースに供給されている。
【０００８】この実施例のスイッチング電源回路の動作
は、先に図５で説明した従来例と変わらない。この実施
例での第１のトランジスタＱ1 のオン，オフによるコレ
クタ・エミッタ間電圧ＶCEとコレクタ電流ＩC の関係
を、従来の図６と比較して図２に示す。第１のトランジ
スタＱ1 がオンして、そのコレクタ電流ＩC が徐々に上
昇し、エミッタに挿入された抵抗Ｒe の端子電圧がある
値に達すると第２のトランジスタＱ2 がターンオン駆動
される。このように第２のトランジスタＱ2 がオンにな
ることで、第１のトランジスタＱ1 がオフになるのであ
るが、このときこの実施例では、第１のトランジスタＱ
1 のターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の立上が
りが微分回路１により検出される。そしてこの検出結果
により、第２のトランジスタＱ2 のターンオン動作が加
速される。第２のトランジスタＱ2 が高速にオンになれ
ば、これにより第１のトランジスタＱ1 のベース電荷が
高速に引き抜かれるから、結果として第１のトランジス
タＱ1 のターンオフ動作が高速化される。即ち図２と図
６を比較して明らかなように、この実施例によればコレ
クタ・エミッタ間電圧ＶCEとコレクタ電流ＩC の重なり
面積が小さくなり、スイッチングの遷移領域での電力損
失が効果的に低減される。
は、先に図５で説明した従来例と変わらない。この実施
例での第１のトランジスタＱ1 のオン，オフによるコレ
クタ・エミッタ間電圧ＶCEとコレクタ電流ＩC の関係
を、従来の図６と比較して図２に示す。第１のトランジ
スタＱ1 がオンして、そのコレクタ電流ＩC が徐々に上
昇し、エミッタに挿入された抵抗Ｒe の端子電圧がある
値に達すると第２のトランジスタＱ2 がターンオン駆動
される。このように第２のトランジスタＱ2 がオンにな
ることで、第１のトランジスタＱ1 がオフになるのであ
るが、このときこの実施例では、第１のトランジスタＱ
1 のターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の立上が
りが微分回路１により検出される。そしてこの検出結果
により、第２のトランジスタＱ2 のターンオン動作が加
速される。第２のトランジスタＱ2 が高速にオンになれ
ば、これにより第１のトランジスタＱ1 のベース電荷が
高速に引き抜かれるから、結果として第１のトランジス
タＱ1 のターンオフ動作が高速化される。即ち図２と図
６を比較して明らかなように、この実施例によればコレ
クタ・エミッタ間電圧ＶCEとコレクタ電流ＩC の重なり
面積が小さくなり、スイッチングの遷移領域での電力損
失が効果的に低減される。
【０００９】図３はこの発明のスイッチング電源回路を
より具体化した実施例である。図１の基本構成に対して
付加されている部分を説明すると、第２のトランジスタ
Ｑ2のベース駆動を行うために、補助巻線Ｎ3 の中間端
子電圧とダイオードＤ2 ，コンデンサＣ2 を補助電源と
し、フォト・トランジスタＰ．Ｔr をスイッチング素子
とする駆動回路が形成されている。フォト・トランジス
タＰ．Ｔr に光結合するフォト・ダイオードＰＤｉは、
トランスＴの二次側の負荷抵抗ＲL にツェナー・ダイオ
ードＺＤと共に直列接続されている。出力電圧がある値
以上になると、ツェナー・ダイオードＺＤが導通し、こ
れによりフォト・ダイオードＰＤi が駆動される。フォ
ト・ダイオードＰＤi の出力光により、フォト・トラン
ジスタＰ．Ｔr がオンになると、第２のトランジスタＱ
2 がターンオンし、これによりメインのトランジスタＱ
1 がターンオフするという帰還制御がなされる。
より具体化した実施例である。図１の基本構成に対して
付加されている部分を説明すると、第２のトランジスタ
Ｑ2のベース駆動を行うために、補助巻線Ｎ3 の中間端
子電圧とダイオードＤ2 ，コンデンサＣ2 を補助電源と
し、フォト・トランジスタＰ．Ｔr をスイッチング素子
とする駆動回路が形成されている。フォト・トランジス
タＰ．Ｔr に光結合するフォト・ダイオードＰＤｉは、
トランスＴの二次側の負荷抵抗ＲL にツェナー・ダイオ
ードＺＤと共に直列接続されている。出力電圧がある値
以上になると、ツェナー・ダイオードＺＤが導通し、こ
れによりフォト・ダイオードＰＤi が駆動される。フォ
ト・ダイオードＰＤi の出力光により、フォト・トラン
ジスタＰ．Ｔr がオンになると、第２のトランジスタＱ
2 がターンオンし、これによりメインのトランジスタＱ
1 がターンオフするという帰還制御がなされる。
【００１０】メインスイッチである第１のトランジスタ
Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間には、前述のようにコンデ
ンサＣ6 と抵抗Ｒx からなる微分回路１が形成されてい
る。また第１のトランジスタＱ1 のベースには、ベース
駆動電流波形をコレクタ電流波形と相似形とするするた
めに、インダクタンス素子Ｌが挿入されている。また、
トランスＴの一次巻線Ｎ1 の直流電源正側端子と中間端
子間に設けられたコンデンサＣ5 、第３のＮＰＮトラン
ジスタＱ3 、および抵抗ＲT は、スイッチング・スナバ
ー回路２を構成している。一次巻線Ｎ1 のトランジスタ
Ｑ1 側の一部が、スナバー回路のトランジスタＱ3 のベ
ース駆動を行う補助電源用巻線として用いられている。
Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間には、前述のようにコンデ
ンサＣ6 と抵抗Ｒx からなる微分回路１が形成されてい
る。また第１のトランジスタＱ1 のベースには、ベース
駆動電流波形をコレクタ電流波形と相似形とするするた
めに、インダクタンス素子Ｌが挿入されている。また、
トランスＴの一次巻線Ｎ1 の直流電源正側端子と中間端
子間に設けられたコンデンサＣ5 、第３のＮＰＮトラン
ジスタＱ3 、および抵抗ＲT は、スイッチング・スナバ
ー回路２を構成している。一次巻線Ｎ1 のトランジスタ
Ｑ1 側の一部が、スナバー回路のトランジスタＱ3 のベ
ース駆動を行う補助電源用巻線として用いられている。
【００１１】この実施例のスイッチング電源回路の動作
を、図４の動作波形を参照しながら説明する。回路がオ
ンすると、入力直流電源から起動用抵抗Ｒs を介して第
１のトランジスタＱ1 のベースに電流が供給される。こ
のとき、トランジスタＱ1 のベースと補助巻線Ｎ3 の間
にはコンデンサＣ3 があるため、補助巻線Ｎ3 に電流が
流れることはない。第１のトランジスタＱ1 がオンする
と、トランスＴの巻線Ｎ1 に電流が流れ始め、これによ
り補助巻線Ｎ3 にも電流が流れ始めて、補助巻線Ｎ3 に
トランジスタＱ1 を順バイアスする起電力が生じる。こ
の正帰還ループによって一次巻線Ｎ1 の電流は徐々に増
大していく。
を、図４の動作波形を参照しながら説明する。回路がオ
ンすると、入力直流電源から起動用抵抗Ｒs を介して第
１のトランジスタＱ1 のベースに電流が供給される。こ
のとき、トランジスタＱ1 のベースと補助巻線Ｎ3 の間
にはコンデンサＣ3 があるため、補助巻線Ｎ3 に電流が
流れることはない。第１のトランジスタＱ1 がオンする
と、トランスＴの巻線Ｎ1 に電流が流れ始め、これによ
り補助巻線Ｎ3 にも電流が流れ始めて、補助巻線Ｎ3 に
トランジスタＱ1 を順バイアスする起電力が生じる。こ
の正帰還ループによって一次巻線Ｎ1 の電流は徐々に増
大していく。
【００１２】この間、トランジスタＱ1 に供給されるベ
ース電流波形は、インダクタンス素子Ｌの働きによっ
て、徐々に上昇するコレクタ電流波形と相似形となるよ
うに、インダクタンス素子Ｌの大きさが設定されてい
る。これにより、トランジスタＱ1 がオンの時の初期に
無駄なベース電流を流すことがなくなる。またこの間、
トランスＴの二次側では、ダイオードＤ1 がカットオフ
であるため、二次巻線Ｎ2 に電流は流れない。
ース電流波形は、インダクタンス素子Ｌの働きによっ
て、徐々に上昇するコレクタ電流波形と相似形となるよ
うに、インダクタンス素子Ｌの大きさが設定されてい
る。これにより、トランジスタＱ1 がオンの時の初期に
無駄なベース電流を流すことがなくなる。またこの間、
トランスＴの二次側では、ダイオードＤ1 がカットオフ
であるため、二次巻線Ｎ2 に電流は流れない。
【００１３】第１のトランジスタＱ1 のコレクタ電流Ｉ
C が所定値に達し、抵抗Ｒe の端子電圧が第２のトラン
ジスタＱ2 をオンさせ得る値になると、トランジスタＱ
2 がターンオンする。このとき、コンデンサＣ6 と抵抗
Ｒx からなる微分回路１がトランジスタＱ1 のコレクタ
電位変動をとらえてトランジスタＱ2 のベース駆動を加
速することで、トランジスタＱ2 のターンオンが加速さ
れる。そして、第２のトランジスタＱ2 がオンすること
により、第１のトランジスタＱ1 がターンオフする。第
２のトランジスタＱ2 は前述のように、出力によっても
帰還制御されている。即ち出力電圧が規定値より大きく
なろうとすると、フォト・トランジスタＰ．Ｔr がオン
して、トランジスタＱ2 をオンにする。従って、負荷が
軽くなる程、メインの第１のトランジスタＱ1 のターン
オフのタイミングが早くなるという制御がなされる。ト
ランジスタＱ1 のコレクタ電流ピークは、最大定格電流
を考慮してエミッタ抵抗Ｒe により設定される。
C が所定値に達し、抵抗Ｒe の端子電圧が第２のトラン
ジスタＱ2 をオンさせ得る値になると、トランジスタＱ
2 がターンオンする。このとき、コンデンサＣ6 と抵抗
Ｒx からなる微分回路１がトランジスタＱ1 のコレクタ
電位変動をとらえてトランジスタＱ2 のベース駆動を加
速することで、トランジスタＱ2 のターンオンが加速さ
れる。そして、第２のトランジスタＱ2 がオンすること
により、第１のトランジスタＱ1 がターンオフする。第
２のトランジスタＱ2 は前述のように、出力によっても
帰還制御されている。即ち出力電圧が規定値より大きく
なろうとすると、フォト・トランジスタＰ．Ｔr がオン
して、トランジスタＱ2 をオンにする。従って、負荷が
軽くなる程、メインの第１のトランジスタＱ1 のターン
オフのタイミングが早くなるという制御がなされる。ト
ランジスタＱ1 のコレクタ電流ピークは、最大定格電流
を考慮してエミッタ抵抗Ｒe により設定される。
【００１４】第１のトランジスタＱ1 がオフになると、
トランスＴの一次巻線Ｎ1 のループは実質オープンにな
り、一次巻線Ｎ1 に蓄積された磁気エネルギーが二次側
に放出される。二次巻線Ｎ2 に発生する起電力はダイオ
ードＤ1 をオンさせる極性であり、二次巻線Ｎ2 のイン
ダクタンスとコンデンサＣ1 の積分回路によってコンデ
ンサＣ1 に蓄電がなされ、出力電圧が増大する。この第
１のトランジスタＱ1 のオフ時に、スイッチング・スナ
バー回路２が働く。即ち一次巻線Ｎ1 の蓄積エネルギー
の一部により、第３のトランジスタＱ3のベース・コレ
クタ接合を介してコンデンサＣ5 に充電される。充電が
終了するとトランジスタＱ3 と抵抗ＲT の経路で充電エ
ネルギーが放出され、一次巻線Ｎ1 の中間端子からトラ
ンスＴに回生される。回生電流が飽和値に達すると、第
３のトランジスタＱ3 は自動的にターンオフする。
トランスＴの一次巻線Ｎ1 のループは実質オープンにな
り、一次巻線Ｎ1 に蓄積された磁気エネルギーが二次側
に放出される。二次巻線Ｎ2 に発生する起電力はダイオ
ードＤ1 をオンさせる極性であり、二次巻線Ｎ2 のイン
ダクタンスとコンデンサＣ1 の積分回路によってコンデ
ンサＣ1 に蓄電がなされ、出力電圧が増大する。この第
１のトランジスタＱ1 のオフ時に、スイッチング・スナ
バー回路２が働く。即ち一次巻線Ｎ1 の蓄積エネルギー
の一部により、第３のトランジスタＱ3のベース・コレ
クタ接合を介してコンデンサＣ5 に充電される。充電が
終了するとトランジスタＱ3 と抵抗ＲT の経路で充電エ
ネルギーが放出され、一次巻線Ｎ1 の中間端子からトラ
ンスＴに回生される。回生電流が飽和値に達すると、第
３のトランジスタＱ3 は自動的にターンオフする。
【００１５】トランスＴの一次巻線Ｎ1 の蓄積エネルギ
ーが二次側に放出され尽くすと、二次側のダイオードＤ
1 がオフになり、二次巻線Ｎ2 がオープンとなる。これ
により二次巻線Ｎ2 に起電力が発生し、これが帰還巻線
Ｎ3 に伝達されて、再度メインの第１のトランジスタＱ
1 をオンさせる。以下、同様の動作でトランジスタＱ1
のオン，オフが繰り返される。
ーが二次側に放出され尽くすと、二次側のダイオードＤ
1 がオフになり、二次巻線Ｎ2 がオープンとなる。これ
により二次巻線Ｎ2 に起電力が発生し、これが帰還巻線
Ｎ3 に伝達されて、再度メインの第１のトランジスタＱ
1 をオンさせる。以下、同様の動作でトランジスタＱ1
のオン，オフが繰り返される。
【００１６】この発明は上記実施例に限られない。例え
ば実施例では、スイッチング手段を構成する第１，第２
のトランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いた
が、これらにＭＯＳトランジスタ等他のスイッチング素
子を用いた場合にも、この発明は有効である。
ば実施例では、スイッチング手段を構成する第１，第２
のトランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いた
が、これらにＭＯＳトランジスタ等他のスイッチング素
子を用いた場合にも、この発明は有効である。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
メインのスイッチング素子であるトランジスタの高速タ
ーンオフのための微分回路を付加することによって、消
費電力低減を図ったスイッチング電源回路を提供するこ
とができる。
メインのスイッチング素子であるトランジスタの高速タ
ーンオフのための微分回路を付加することによって、消
費電力低減を図ったスイッチング電源回路を提供するこ
とができる。
【図１】 この発明の一実施例に係るスイッチング電源
回路の構成を示す図である。
回路の構成を示す図である。
【図２】 同実施例の動作波形図である。
【図３】 より具体化した実施例のスイッチング電源回
路の構成を示す図である。
路の構成を示す図である。
【図４】 同実施例の動作波形図である。
【図５】 従来のスイッチング電源回路の構成を示す図
である。
である。
【図６】 図５の回路の動作波形図である。
Ｑ1 …第１のＮＰＮトランジスタ、Ｑ2 …第２のＮＰＮ
トランジスタ、Ｒe …抵抗、Ｔ…トランス、Ｃ6 …コン
デンサ、Ｒx …抵抗、Ｄ1…ダイオード、Ｃ1 …コンデ
ンサ、１…微分回路。
トランジスタ、Ｒe …抵抗、Ｔ…トランス、Ｃ6 …コン
デンサ、Ｒx …抵抗、Ｄ1…ダイオード、Ｃ1 …コンデ
ンサ、１…微分回路。
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電圧源に所定周波数でオン，オフ制
御されるスイッチング手段を介して一次巻線が接続され
たトランスと、このトランスの二次側に設けられた整流
平滑手段とを有するスイッチング電源回路において、前
記スイッチング手段は、 前記一次巻線の一端と基準電位と間に抵抗を介して接続
されて、制御端子が間欠的に駆動される第１のトランジ
スタと、 この第１のトランジスタの制御端子と基準電位との間に
設けられ、制御端子が前記抵抗の端子電圧により駆動さ
れて、第１のトランジスタと相補的にオン，オフする第
２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタのターンオフ時の端子電圧の立
上がりを検出して前記第２のトランジスタのターンオン
を加速する駆動信号を発生する微分回路と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226397A JPH0662573A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4226397A JPH0662573A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0662573A true JPH0662573A (ja) | 1994-03-04 |
Family
ID=16844488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4226397A Pending JPH0662573A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0662573A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0841741A2 (en) * | 1996-11-07 | 1998-05-13 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| US6711719B2 (en) * | 2001-08-13 | 2004-03-23 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for reducing power consumption in VLSI circuit designs |
| JP2019509011A (ja) * | 2016-03-17 | 2019-03-28 | パク，チャン−ウン | スイッチング電源の１次側に位置する整流ダイオードから生成される雑音を低減する方法と装置 |
-
1992
- 1992-08-03 JP JP4226397A patent/JPH0662573A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0841741A2 (en) * | 1996-11-07 | 1998-05-13 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| EP0841741A3 (en) * | 1996-11-07 | 2000-02-16 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| US6166923A (en) * | 1996-11-07 | 2000-12-26 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| US6711719B2 (en) * | 2001-08-13 | 2004-03-23 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for reducing power consumption in VLSI circuit designs |
| JP2019509011A (ja) * | 2016-03-17 | 2019-03-28 | パク，チャン−ウン | スイッチング電源の１次側に位置する整流ダイオードから生成される雑音を低減する方法と装置 |
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Legal Events
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