JPH0662571A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】複雑なタイミング回路を要しないスイッチング
・スナバー回路を持つスイッチング電源回路を提供する
ことを目的とする。 【構成】直流電圧源ＶINにスイッチング素子ＳＷを介し
て一次巻線Ｎ1 が接続されたトランスＴを持つスイッチ
ング電源であって、スナバー回路は、トランスＴの所定
端子間に得られる定電圧により駆動されるトランジスタ
Ｑ、そのエミッタに挿入された抵抗Ｒからなる定電流回
路と電圧ノイズ吸収用のコンデンサＣにより構成されて
いる。電圧ノイズは、トランジスタＱのベース・コレク
タ接合を介してコンデンサＣに吸収され、その充電電荷
はトランジスタ回路を介してトランスＴに回生され、回
生電流が飽和することによりトランジスタＱは自動的に
オフする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源回路
に係り、特にスイッチング素子のターンオフ時に生じる
電圧ノイズ除去を行うスナバー回路を改良したスイッチ
ング電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】フライバック型のスイッチング電源回路
の基本構成を、図９に示す。直流電圧源ＶINに、所定周
波数でオン，オフ制御が行われるスイッチング素子ＳＷ
を介してトランスＴが接続され、その二次側に整流平滑
を行うダイオードＤと出力用コンデンサＣOUT からなる
出力回路が設けられている。このスイッチング電源回路
では、スイッチング素子ＳＷがオフになったときにトラ
ンスＴの自己インダクタンスに蓄えられた磁気エネルギ
ーが二次側に放出されて出力電力となる。この種のスイ
ッチング電源回路において、漏れインダクタンスＬS に
蓄積されたエネルギーはこれを放出する負荷がないた
め、スイッチング素子ＳＷのターンオフ時に大きなピー
ク電圧ノイズが生じ、これが浮遊容量や電圧共振用コン
デンサ（図９で容量Ｃs として示す）と共振してリンギ
ングを生じる。その様子を図９に示す。

【０００３】図１０に示すように、スイッチング素子Ｓ
Ｗのオフ時に発生する端子電圧ＶSがリンギンクする
と、これは(a) 輻射ノイズの発生源になり、また(b) ス
イッチング素子ＳＷに加わる瞬時電圧が高くなって素子
破壊や信頼性低下の原因となり、更に(c) 出力電流ＩOU
T にも図示のようにリンギングを生じさせる等、害が大
きい。

【０００４】この様なリンギングノイズを除去するた
め、従来より、種々のスナバー回路が考えられている。
その例を図１１に示す。図１１(a) のスナバー回路は、
トランスＴの一次巻線間に抵抗ＲとコンデンサＣを接続
して構成されている。これにより、トランスＴの余分な
エネルギーをコンデンサＣに蓄え、抵抗Ｒで消費する。
この方式では漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギ
ーを抵抗Ｒで消費させるため、発熱と効率低下を招く。
図１１(b) は、リンギング電圧のピーク部分をダイオー
ドＤを介してコンデンサＣに蓄積することで、リンギン
グのピーク値を抑制するものである。ダイオードＤが導
通すると、リンギングの共振周波数を決定していた容量
Ｃs にコンデンサＣが直列に入るため、共振周波数が低
下し、現実にはリンギングの上半分だけでなく全体が小
さくなり、効果的である。またコンデンサＣは容量が大
きすぎて問題になることはないので、図１１(a) の場合
に比べて大きな値に設定される。しかし、コンデンサＣ
に蓄積されたエネルギーはやはり消費しなければなら
ず、これに並列に抵抗Ｒが設けられる。従って、発熱と
効率低下は避けられない。

【０００５】図１１(c) は、図１１(b) を改良して、コ
ンデンサＣの電力を抵抗で消費させず、メインのスイッ
チング素子ＳＷ1 と別に設けられたスイッチング素子Ｓ
Ｗ2によりトランスＴに回生するようにしたもので、い
わゆるスイッチング・スナバー回路と呼ばれる。エネル
ギー回生の量を多めに設定すれば、この回路は部分共振
型として利用される。二つのスイッチング素子ＳＷ1 ，
ＳＷ2 は、交互にオン，オフ制御される。まずスイッチ
ング素子ＳＷ1 がオフした時、トランスＴの蓄積エネル
ギーによりダイオードＤを介してコンデンサＣに充電が
行われる。充電電流が零になるとダイオードＤはオフす
るが、この間にスイッチング素子ＳＷ2 がオンになっ
て、コンデンサＣの蓄積電荷がこのスイッチング素子Ｓ
Ｗ2 を介してトランスＴに逆流する。適当な電荷量がト
ランスＴに戻された後、スイッチング素子ＳＷ2 がオフ
にされる。こうして、コンデンサＣは発熱を伴うことな
く充放電され、スナバー効果が保持される。

【０００６】スイッチング・スナバーの動作上のポイン
トは、スイッチング素子ＳＷ2 のオン時間の設定および
制御にある。スイッチング素子ＳＷ2 のオン時間が短い
と、スナバー効果または回生効果が少なくなり、長すぎ
ると回生電流が大きくなってトランスの逆飽和や効率低
下を招く。メインのスイッチング素子ＳＷ1 は、出力電
圧安定化のためにオン時間が可変制御されるため、理想
的にはこれに対応してスナバー回路のスイッチング素子
ＳＷ2 のオン時間を変化させないと、回生電流は一定に
ならない。スイッチング素子ＳＷ2 のオン時間を固定に
すると、動作周波数の変動は小さくなるものの、軽負荷
の場合に回生電流が増加して効率が低下する。効率を改
善したい場合には、回生電流を一定にすることが必要
で、そのためにはスイッチング素子ＳＷ2 の電流を検出
しながら、そのオン時間を制御することが必要になる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
スイッチング・スナバー回路は、構成が複雑であるだけ
でなく、効率低下をもたらすことなくスナバー効果を発
揮させるためにはスイッチング素子を制御するタイミン
グ回路が複雑になるという問題があった。この発明は、
複雑なタイミング回路を要しないスイッチング・スナバ
ー回路を持つスイッチング電源回路を提供することを目
的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源回路は、直流電圧源にオン，オフ制御されるス
イッチング素子を介して接続されたトランス、このトラ
ンスの二次側に設けられた整流平滑手段、および前記ス
イッチング素子のターンオフ時の電圧ノイズを吸収する
スナバー回路を有し、スナバー回路は、トランスの余分
なエネルギーを吸収するための一端が基準電位に設定さ
れたコンデンサと、このコンデンサの他端にコレクタが
接続され、エミッタが抵抗を介して前記トランスの一次
側の所定端子に接続され、かつベースに前記スイッチン
グ素子のターンオフ時に前記トランスの一次側に得られ
る一定電圧がバイアスとして与えられるように構成され
た定電流回路とを備えて構成される。前記定電流回路
は、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを前記バイ
ポーラトランジスタを介して前記トランスに回生し、回
生電流が飽和することにより前記バイポーラトランジス
タが自動的にオフとなる。

【０００９】

【作用】この発明によるスナバー回路は、スイッチング
素子としてバイポーラトランジスタを用いて、回生電流
がある一定値に達すると自動的にバイポーラトランジス
タがオフするように、トランス巻線電圧により駆動され
る定電流回路が構成されている。即ち、バイポーラトラ
ンジスタはエミッタに抵抗が挿入されて、メインのスイ
ッチング素子のオフ時にトランスの所定端子間に得られ
る一定電圧により駆動される定電流回路が構成される。
スナバー用コンデンサには例えば、トランスの余分なエ
ネルギーがバイポーラトランジスタのベース・コレクタ
接合を介して充電電流として蓄積される。コンデンサの
充電電荷はその後逆流してバイポーラトランジスタと抵
抗からなる定電流回路を介して放電され、回生電流とし
てトランスに戻される。この回生電流は徐々に増大する
が、定電流回路の回路定数により決まるある一定値以上
にはならない。そして回生電流が飽和すると、バイポー
ラトランジスタを駆動していたトランス巻線の起電力が
低下し、バイポーラトランジスタは自動的にオフとな
る。この様にこの発明によれば、複雑なタイミング回路
を要せず、一定回生電流型のスイッチング・スナバー回
路を持つスイッチング電源回路が得られる。

【００１０】

【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を説明する。図１は、この発明の一実施例に係るフライ
バック型のスイッチング電源回路の構成を示す。直流電
圧源ＶINに所定周波数でオン，オフ制御がなされるスイ
ッチング素子ＳＷを介して一次巻線Ｎ1 が接続されたト
ランスＴが設けられ、トランスＴの二次側にはダイオー
ドＤと出力用コンデンサＣOUT からなる整流平滑回路が
構成されている。

【００１１】トランスＴの漏れインダクタンスによる電
圧ノイズを吸収するスイッチングスナバー回路は、一端
がトランスの一次巻線Ｎ1 の一端に接続された補助電源
用巻線Ｎf と、この巻線Ｎf に発生する電圧により駆動
されるＮＰＮトランジスタＱ、このトランジスタＱのエ
ミッタに挿入された抵抗Ｒ、および電圧ノイズ吸収用の
コンデンサＣにより構成されている。スイッチング素子
ＳＷのターンオフ時のトランスＴの余分なエネルギーを
吸収する動作は、補助電源用巻線Ｎf に得られる電圧に
よる、トランジスタＱのベース・コレクタ接合を介して
のコンデンサＣへの充電という形で行われる。

【００１２】一方、コンデンサＣの充電電荷の放電は、
スイッチング素子ＳＷがオフの間にトランジスタＱ，抵
抗Ｒを介してなされるが、この放電経路は定電流回路を
構成している。即ち補助電源用巻線Ｎf には、スイッチ
ング素子ＳＷのオフ時、二次側にエネルギー放出がなさ
れている時にトランジスタＱを順バイアスする極性の電
圧ＶNfが発生する。この電圧ＶNfは、二次巻線Ｎ2 との
巻線比により決まるが、二次巻線Ｎ2 の出力がほぼ安定
化するようにスイング素子ＳＷが制御されるため、電圧
ＶNfもほぼ一定電圧である。この電圧ＶNfにより駆動さ
れてトランジスタＱに流れ得るコレクタ電流Ｉc は、ト
ランジスタＱのベース・エミッタ間電圧をＶBEとして、 Ｉc ＝（ＶNf−ＶBE）／Ｒ …（１） である。この様に補助電源用巻線Ｎf 、トランジスタ
Ｑ，抵抗Ｒの回路は、一定バイアスと抵抗Ｒによる負帰
還の作用により、コンデンサＣの放電時には定電流回路
として動作して、その放電電流はトランスＴへの回生電
流となる。

【００１３】次にこの実施例のスナバー回路動作を、具
体的に図２および図３を参照しながら説明する。図２は
各部の電圧電流波形であり、図３はスナバー回路による
充電放電電流の様子を示している。図１のトランスＴの
一次巻線Ｎ1 と補助電源用巻線Ｎf の関係は、等価的に
図３のように表される。スイッチング素子ＳＷがターン
オフすると、一次巻線Ｎ1 の端子に逆起電力が生じると
同時に、補助電源用巻線Ｎf にもトランジスタＱを順バ
イアスする極性の電圧が生じる。そしてこの巻線Ｎf の
電圧により、図２および図３(a) に示すように、スナバ
ー用コンデンサＣへ充電電流Ｉ2 が流れる。この電流
は、トランジスタＱのベース・コレクタ接合を通して流
れる。これがノイズ吸収の動作である。

【００１４】コンデンサＣへの充電が終了した後、一次
巻線Ｎ1 の蓄積エネルギーは二次側に放出され、二次側
に電流Ｉ4 が流れる。この時トランジスタＱは巻線Ｎf
の電圧により順バイアスされているから、トランジスタ
Ｑを介してコンデンサＣの放電が可能となる。これが図
２および図３(b) に示すように、トランスＴへの回生電
流Ｉ3 となる。この回生電流は、トランスＴのインダク
タンスにより時間と共に増大するが、その上限は上述し
たように巻線Ｎf の起電力で決まる（１）式の値で制限
される。そして、回生電流が飽和することによって巻線
Ｎf の起電力そのものが急激に低下して、瞬間的にトラ
ンジスタＱはターンオフする。

【００１５】以上のようにこの実施例のスイッチング・
スナバー回路のトランジスタＱは、そのベース・コレク
タ接合が従来のスイッチング・スナバー回路におけるダ
イオードの機能を果たすと共に、コンデンサＣの電荷を
放電して回生するスイッチング素子としての機能を併せ
持っている。しかも、トランジスタ回路はエミッタ抵抗
と一定ベースバイアスにより定電流特性を形成するの
で、回生電流がこの定電流値に至るとトランジスタＱは
自動的にターンオフすることになり、格別のタイミング
回路を必要としない。

【００１６】図４は、この発明の別の実施例のスイッチ
ング電源回路である。基本的な構成は図１の実施例と同
様であり、図１と対応する部分には図１と同一符号を付
して詳細な説明は省略する。この実施例では、スナバー
用コンデンサＣへの充電経路として、トランジスタ回路
とは別に、ベース・コレクタ接合と並列になるようにダ
イオードＤa が設けられている。そしてこのダイオード
Ｄa を付加したことに伴って、トランジスタＱのベース
・コレクタ接合を介してのコンデンサＣへの充電経路を
オフにするために、コレクタにダイオードＤb が挿入さ
れている。トランジスタ回路が定電流回路を構成してい
て、一定回生電流で自動的にトランジスタＱがオフにな
ることは、先の実施例と同様である。

【００１７】この実施例は、容量の大きいスイッチング
電源に好ましいものである。大容量スイッチング電源で
は、スナバー用コンデンサＣへの充電電流が大きくな
り、これがトランジスタＱの最大定格電流を越えるおそ
れがあるからである。これに対して、トランジスタＱと
して最大定格電流の大きいものを用いることも考えられ
るが、それよりは小型のトランジスタＱとダイオードＤ
a の組み合わせとした方が、トータルとしてコストを低
くすることができる。トランジスタＱが小型でもよいの
は、コンデンサＣへの充電電流が立上がりに大きなピー
ク電流を持つのに対して、回生電流はその上昇がインダ
クタンスにより制限されて三角波状となり電流ピークが
小さいためである。

【００１８】図５は、図４の実施例の構成を若干変形し
た実施例である。この実施例では、トランジスタＱのベ
ースに、ベース接合と同じ極性でダイオードＤb が挿入
されている。この実施例でも、コンデンサＣへの充電電
流はトランジスタＱを通らず、ダイオードＤa をバイパ
スしてなされる。従って図３の実施例と同様の動作が可
能になる。

【００１９】なお図４および図５の実施例では、充電電
流がトランジスタＱを通らないようにダイオードＤb が
設けられているが、このダイオードＤb は省略すること
も可能である。この場合には、コンデンサＣへの充電電
流は、トランジスタＱのベース・コレクタ接合を通ると
同時にダイオードＤa を通ることになる。これによって
も、トランジスタＱを通る充電電流が分散されることに
なるから、トランジスタＱの最大定格電流以上の充電電
流が流れる大容量スイッチング電源にも適用できる。ま
たこの発明に係る回路構成に、更に補助バイパス路的に
図１１(c) の構成を付加してもトランジスタＱの小型化
が実現できる。図６にその実施例を示す。

【００２０】以上では、ほぼスナバー回路部のみに着目
した実施例を説明したが、メインのスイッチング素子部
およびその制御部を具体化した実施例を次に説明する。
図７がその実施例のスイッチング電源回路であり、フラ
イバック型の自励式スイッチング電源回路である。Ｑ1
がメインのスイッチング素子であるＮＰＮトランジスタ
であり、エミッタに抵抗Ｒe を介してトランスＴの一次
巻線Ｎ1 と直列接続されている。このトランジスタＱ1
を駆動するのが、補助巻線Ｎ3 である。トランジスタＱ
1 のベースには、起動用コンデンサＣ3 、電流制限用の
インダクタンス素子Ｌおよび抵抗Ｒb が挿入されてい
る。トランジスタＱ1 のベースと直流電源ＶINの正側端
子間には初期起動用の抵抗Ｒs が設けられている。

【００２１】トランジスタＱ1 のベース側に設けられた
ＮＰＮトランジスタＱ2 は、出力安定化のためにメイン
のトランジスタＱ1 のオフ駆動をする補助トランジスタ
である。このトランジスタＱ2 は、補助巻線Ｎ3 の中間
端子電圧とダイオードＤ2 ，コンデンサＣ2 を補助電源
とし、フォト・トランジスタＰ．Ｔr をスイッチング素
子としてベース駆動がなされるようになっている。フォ
ト・トランジスタＰ．Ｔr に光結合するフォト・ダイオ
ードＰＤｉは、トランスＴの二次側の負荷抵抗ＲL にツ
ェナー・ダイオードＺＤと共に直列接続されている。出
力電圧がある値以上になると、ツェナー・ダイオードＺ
Ｄが導通し、これによりフォト・ダイオードＰＤi が駆
動される。フォト・ダイオードＰＤi の出力光により、
フォト・トランジスタＰ．Ｔr がオンになると、補助の
トランジスタＱ2 がターンオンし、これによりメインの
トランジスタＱ1 がターンオフするという帰還制御がな
される。

【００２２】メインスイッチであるトランジスタＱ1 の
コレクタ・エミッタ間には、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒx
からなる微分回路が形成されている。この微分回路は、
トランジスタＱ1 のターンオフを加速して、ターンオフ
時の電力損失を低減するためのものである。トランスＴ
の一次巻線Ｎ1 の直流電源正側端子と中間端子間に設け
られたコンデンサＣ5 、ＮＰＮトランジスタＱ3 、およ
び抵抗ＲT が、スイッチング・スナバー回路を構成して
いる。一次巻線Ｎ1 のトランジスタＱ1 側の一部が、ス
ナバー回路のトランジスタＱ3 のベース駆動を行う補助
電源用巻線として用いられている。

【００２３】この実施例のスイッチング電源回路の動作
を、図８の動作波形を参照しながら説明する。回路がオ
ンすると、入力直流電源から起動用抵抗Ｒs を介してメ
インのトランジスタＱ1 のベースに電流が供給される。
このとき、トランジスタＱ1 のベースと補助巻線Ｎ3 の
間にはコンデンサＣ3 があるため、補助巻線Ｎ3 に電流
が流れることはない。トランジスタＱ1 がオンすると、
トランスＴの巻線Ｎ1 に電流が流れ始め、これにより補
助巻線Ｎ3 にも電流が流れ始めて、補助巻線Ｎ3 にトラ
ンジスタＱ1 を順バイアスする起電力が生じる。この正
帰還ループによって一次巻線Ｎ1 の電流は徐々に増大し
ていく。この間、スナバー回路のトランジスタＱ3 はオ
フであって、コンデンサＣ5 への充電はない。

【００２４】またこの間、トランジスタＱ1 に供給され
るベース電流波形は、インダクタンス素子Ｌの働きによ
って、徐々に上昇するコレクタ電流波形と相似形となる
ように、インダクタンス素子Ｌの大きさが設定されてい
る。これにより、トランジスタＱ1 がオンの時の初期に
無駄なベース電流を流すことがなくなる。またトランス
Ｔの二次側では、ダイオードＤ1 がカットオフであるた
め、二次巻線Ｎ2 に電流は流れない。

【００２５】トランジスタＱ1 のコレクタ電流Ｉc が所
定値に達し、抵抗Ｒe の端子電圧が補助のトランジスタ
Ｑ2 をオンさせ得る値になると、トランジスタＱ2 がタ
ーンオンする。このとき、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒx か
らなる微分回路がトランジスタＱ1 のコレクタ電位変動
をとらえてトランジスタＱ2 のベース駆動を加速するこ
とで、トランジスタＱ2 のターンオンが加速される。そ
してトランジスタＱ2がオンすることで、メインのトラ
ンジスタＱ1 がターンオフする。なおトランジスタＱ2
は前述のように、出力によっても帰還制御されている。
即ち出力電圧が規定値より大きくなろうとすると、フォ
ト・トランジスタＰ．Ｔr がオンして、トランジスタＱ
2 をオンにする。従って、負荷が軽くなる程、メインの
トランジスタＱ1 のターンオフのタイミングが早くなる
という制御がなされる。トランジスタＱ1 のコレクタ電
流ピークは、最大定格電流を考慮してエミッタ抵抗Ｒe
により設定される。

【００２６】トランジスタＱ1 がオフになると、トラン
スＴの一次巻線Ｎ1 のループは実質オープンになり、一
次巻線Ｎ1 に蓄積された磁気エネルギーが二次側に放出
される。二次巻線Ｎ2 に発生する起電力はダイオードＤ
1 をオンさせる極性であり、二次巻線Ｎ2 のインダクタ
ンスとコンデンサＣ1 の積分回路によってコンデンサＣ
1 に蓄電がなされ、出力電圧が増大する。このトランジ
スタＱ1 のオフ時に、スイッチング・スナバー回路が働
く。トランジスタＱ1 がオフになった初期に、一次巻線
Ｎ1 の蓄積エネルギーの一部がトランジスタＱ3 のベー
ス・コレクタ接合を介してコンデンサＣ5 に充電され
る。充電が終了した後、トランジスタＱ3 と抵抗ＲT の
経路で充電エネルギーが放出され、一次巻線Ｎ1 の中間
端子からトランスＴに回生される。回生電流が飽和値に
達して、トランジスタＱ3 が自動的にターンオフするこ
とは、前述の通りである。

【００２７】トランスＴの一次巻線Ｎ1 の蓄積エネルギ
ーが二次側に放出され尽くすと、二次側のダイオードＤ
1 がオフになり、二次巻線Ｎ2 がオープンとなる。これ
により二次巻線Ｎ2 に起電力が発生し、これが帰還巻線
Ｎ3 に伝達されて、再度メインのトランジスタＱ1 をオ
ンさせる。以下、同様の動作でトランジスタＱ1 のオ
ン，オフが繰り返される。

【００２８】なお以上では専ら、フライバック型のスイ
ッチング電源を説明したが、この発明はこれに限られる
ものではなく、二次側がフォワード型のスイッチング電
源回路にも同様に適用することが可能である。

【００２９】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、複雑な
タイミング回路を要せず、自動的にスナバー回路のスイ
ッチング素子をターンオフできる一定回生電流型のスイ
ッチング・スナバー回路を持つスイッチング電源回路が
得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施例のスイッチング電源回路
を示す図である。

【図２】 同実施例の動作波形を示す図である。

【図３】 同実施例のスナバー回路の動作を説明するた
めの図である。

【図４】 別の実施例のスイッチング電源回路を示す図
である。

【図５】 更に別の実施例のスイッチング電源回路を示
す図である。

【図６】 更に別の実施例のスイッチング電源回路を示
す図である。

【図７】 具体化した実施例のスイッチング電源回路を
示す図である。

【図８】 同実施例の回路の動作波形図である。

【図９】 スイッチング電源の基本構成を示す図であ
る。

【図１０】 スイッチング電源のリンギングを説明する
波形図である。

【図１１】 従来のスナバー回路構成を示す図である。

【符号の説明】

Ｔ…トランス、Ｎf …補助電源用巻線、ＳＷ…スイッチ
ング素子、Ｄ…ダイオード、ＣOUT …出力用コンデン
サ、Ｑ…ＮＰＮトランジスタ、Ｒ…抵抗、Ｃ…コンデン
サ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源にオン，オフ制御されるスイ
   ッチング素子を介して接続されたトランス、このトラン
   スの二次側に設けられた整流平滑手段、および前記スイ
   ッチング素子のターンオフ時に生じる電圧ノイズを吸収
   するスナバー回路を有するスイッチング電源回路におい
   て、前記スナバー回路は、 前記トランスの余分なエネルギーを吸収するための一端
   が基準電位に設定されたコンデンサと、 このコンデンサの他端にコレクタが接続され、エミッタ
   が抵抗を介して前記トランスの一次側の所定端子に接続
   され、かつベースに前記スイッチング素子のターンオフ
   時に前記トランスの一次側に得られる一定電圧がバイア
   スとして与えられるように構成された定電流回路とを備
   え、 前記コンデンサに蓄積されたエネルギーが前記バイポー
   ラトランジスタを介して前記トランスに回生され、回生
   電流が飽和することにより前記バイポーラトランジスタ
   が自動的にオフとなることを特徴とするスイッチング電
   源回路。