JPH0658751A - 超音波信号処理装置及び超音波厚み計 - Google Patents
超音波信号処理装置及び超音波厚み計Info
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- JPH0658751A JPH0658751A JP4318801A JP31880192A JPH0658751A JP H0658751 A JPH0658751 A JP H0658751A JP 4318801 A JP4318801 A JP 4318801A JP 31880192 A JP31880192 A JP 31880192A JP H0658751 A JPH0658751 A JP H0658751A
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- echo
- signal
- echo signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 被検体２からのエコー信号ｂに含まれるエコ
ーの位置を正確に検出する。また、検出されたエコー位
置から被検体の厚みＤを正確に算出する。 【構成】 超音波送受信部１から出力されるエコー信号
ｂを所定のサンプリング周波数ｆS でデジタル信号に変
換して、一旦レジスタ１７に記憶した後、先のサンプリ
ング周波数より低い読出周波数ｆR でこのサンプリング
データを読出して、読出されたエコー信号ｂ2 に含まれ
るエコー波形の参照波形レジスタ２２に記憶されている
参照波形２２ａに対する山型のデジタル相関波形を求め
る。そして、この相関波形を含むエコー信号をアナログ
信号に変換するする。さらに、超音波厚み計において
は、エコー信号に含まれる底面２ｂ及び入射面２ａの各
エコー４ａ，４ｂの各相関波形相互間の時間間隔Ｔ2 及
び音速Ｃから被検体の厚みＤを算出する。
ーの位置を正確に検出する。また、検出されたエコー位
置から被検体の厚みＤを正確に算出する。 【構成】 超音波送受信部１から出力されるエコー信号
ｂを所定のサンプリング周波数ｆS でデジタル信号に変
換して、一旦レジスタ１７に記憶した後、先のサンプリ
ング周波数より低い読出周波数ｆR でこのサンプリング
データを読出して、読出されたエコー信号ｂ2 に含まれ
るエコー波形の参照波形レジスタ２２に記憶されている
参照波形２２ａに対する山型のデジタル相関波形を求め
る。そして、この相関波形を含むエコー信号をアナログ
信号に変換するする。さらに、超音波厚み計において
は、エコー信号に含まれる底面２ｂ及び入射面２ａの各
エコー４ａ，４ｂの各相関波形相互間の時間間隔Ｔ2 及
び音速Ｃから被検体の厚みＤを算出する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は被検体に超音波パルスを
送波し、被検体からのエコーを検出し、電気信号に変換
されたエコー信号に基づいて、被検体に対する各種の検
査を行うための超音波信号処理装置、及びこの超音波信
号処理装置が組込まれた超音波厚み計に関する。
送波し、被検体からのエコーを検出し、電気信号に変換
されたエコー信号に基づいて、被検体に対する各種の検
査を行うための超音波信号処理装置、及びこの超音波信
号処理装置が組込まれた超音波厚み計に関する。
【０００２】
【従来の技術】超音波厚み計は例えば図７に示すように
構成されている。超音波送受信部１から一定周期Ｔ0 で
もって鉄鋼材料等の被検体２に直接または水等の遅延材
を介して取付けられた探触子３へパルス信号を送出す
る。探触子３は受信したパルス信号を、超音波パルス４
に変換して被検体２へ印加する。入射面２ａを介して被
検体２内へ入力された超音波パルス４は被検体２の底面
２ｂで反射して再度探触子３で受波される。また、一部
の超音波４は入射面２ａで再度被検体２内方向へ反射さ
れ、再度底面２ｂで再度反射され、探触子３へ入射す
る。
構成されている。超音波送受信部１から一定周期Ｔ0 で
もって鉄鋼材料等の被検体２に直接または水等の遅延材
を介して取付けられた探触子３へパルス信号を送出す
る。探触子３は受信したパルス信号を、超音波パルス４
に変換して被検体２へ印加する。入射面２ａを介して被
検体２内へ入力された超音波パルス４は被検体２の底面
２ｂで反射して再度探触子３で受波される。また、一部
の超音波４は入射面２ａで再度被検体２内方向へ反射さ
れ、再度底面２ｂで再度反射され、探触子３へ入射す
る。
【０００３】探触子３は底面２ｂ及び入射面２ａで反射
された各エコーを電気信号に変換して超音波送受信部１
へ送信する。超音波送受信部１はその電気信号を増幅し
てエコー信号ｂとし出力する。したがって、エコー信号
ｂには、図８に示すように、１回目の底面２ｂのエコー
４ａ，次に入射面４ａのエコー４ｂ，さらに２回目の底
面２ｂのエコー４ｃ，…等の多数のエコーが一定の時間
間隔Ｔで含まれる。したがって、この時間間隔Ｔを計測
することによって、被検体２の厚みＤが、被検体２内の
音速Ｃを用いて(1) 式で算出される Ｄ＝Ｔ・Ｃ／２ (1)
された各エコーを電気信号に変換して超音波送受信部１
へ送信する。超音波送受信部１はその電気信号を増幅し
てエコー信号ｂとし出力する。したがって、エコー信号
ｂには、図８に示すように、１回目の底面２ｂのエコー
４ａ，次に入射面４ａのエコー４ｂ，さらに２回目の底
面２ｂのエコー４ｃ，…等の多数のエコーが一定の時間
間隔Ｔで含まれる。したがって、この時間間隔Ｔを計測
することによって、被検体２の厚みＤが、被検体２内の
音速Ｃを用いて(1) 式で算出される Ｄ＝Ｔ・Ｃ／２ (1)
【０００４】具体的には、図７及び図８に示すように、
超音波送受信部１から出力されるエコー信号ｂを全波整
流器５で全波整流して、包絡線検波器６で全波整流波形
を包絡線検波する。次のゲート回路６で必要な２つのエ
コー４ａ，４ｂを抽出する。抽出された２つのエコーは
次の比較回路８で一定のしきい値ＥSHと比較されて、エ
コー信号は２値化される。時間計測回路９は比較回路８
の出力信号の各立上り時刻相互間の時間間隔Ｔを計測す
る。そして、厚み算出回路１０は計測された時間間隔Ｔ
及び予め測定されている音速Ｃを用いて被検体２の厚み
Ｄを算出する。
超音波送受信部１から出力されるエコー信号ｂを全波整
流器５で全波整流して、包絡線検波器６で全波整流波形
を包絡線検波する。次のゲート回路６で必要な２つのエ
コー４ａ，４ｂを抽出する。抽出された２つのエコーは
次の比較回路８で一定のしきい値ＥSHと比較されて、エ
コー信号は２値化される。時間計測回路９は比較回路８
の出力信号の各立上り時刻相互間の時間間隔Ｔを計測す
る。そして、厚み算出回路１０は計測された時間間隔Ｔ
及び予め測定されている音速Ｃを用いて被検体２の厚み
Ｄを算出する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図７に
示す超音波厚み計においてもまだ解消すべき次のような
課題があった。
示す超音波厚み計においてもまだ解消すべき次のような
課題があった。
【０００６】すなわち、図８のタイムチャートでも理解
できるように、被検体２の厚みＤを正確に算出するに
は、エコー４ａ，４ｂ相互間の時間間隔Ｔを正確に計測
する必要がある。超音波送受信部１から出力されるエコ
ー信号ｂに含まれるエコー４ａ，４ｂ，４ｃは例えば数
ＭHz〜十数ＭHzの高周波信号であるので、立上り部分は
雑音に埋もれてしまう。その結果、正確に立上り時刻が
検出できない。
できるように、被検体２の厚みＤを正確に算出するに
は、エコー４ａ，４ｂ相互間の時間間隔Ｔを正確に計測
する必要がある。超音波送受信部１から出力されるエコ
ー信号ｂに含まれるエコー４ａ，４ｂ，４ｃは例えば数
ＭHz〜十数ＭHzの高周波信号であるので、立上り部分は
雑音に埋もれてしまう。その結果、正確に立上り時刻が
検出できない。
【０００７】したがって、一般的には、エコー信号ｂに
対して包絡線検波を行い、エコー波形の立上り時刻では
なくて、立上り時刻から一定時間経過したと考えられる
波形位置を該当エコーの発生時刻と見なす。そして、該
当波形位置を特定するためにしきい値電ＥSHを用いてエ
コー波形を２値化している。
対して包絡線検波を行い、エコー波形の立上り時刻では
なくて、立上り時刻から一定時間経過したと考えられる
波形位置を該当エコーの発生時刻と見なす。そして、該
当波形位置を特定するためにしきい値電ＥSHを用いてエ
コー波形を２値化している。
【０００８】しかし、各エコーの波形及び高さは時間経
過と共に変化する。また、底面２ｂのエコー４ｂ，４ｃ
又は入射面２ａのエコー４ａ等のエコー種類によっても
異なる。したがって、一律に同一しきい値電圧ＥSHで２
値化した場合には、各エコーの波形の同一位置を特定で
きない。したがって、正確に時間間隔Ｔが測定できな
い。
過と共に変化する。また、底面２ｂのエコー４ｂ，４ｃ
又は入射面２ａのエコー４ａ等のエコー種類によっても
異なる。したがって、一律に同一しきい値電圧ＥSHで２
値化した場合には、各エコーの波形の同一位置を特定で
きない。したがって、正確に時間間隔Ｔが測定できな
い。
【０００９】例えば、製鉄所における鋼管の検査ライン
に組込まれるオンライン計測用の超音波厚み計において
は、鋼管または接触子を回転させながら鋼管を軸方向に
走行させて検査を実施するために、鋼管の偏心が起こる
と、エコーの波形が時間経過に伴って変化する。このた
め、各エコー波形の検出位置が異なるので、厚みＤの測
定誤差が大きくなる。例えば５ＭHzの周波数の超音波パ
ルスを用いると、１波長（約１mm）程度の誤差は簡単に
生じてしまう。
に組込まれるオンライン計測用の超音波厚み計において
は、鋼管または接触子を回転させながら鋼管を軸方向に
走行させて検査を実施するために、鋼管の偏心が起こる
と、エコーの波形が時間経過に伴って変化する。このた
め、各エコー波形の検出位置が異なるので、厚みＤの測
定誤差が大きくなる。例えば５ＭHzの周波数の超音波パ
ルスを用いると、１波長（約１mm）程度の誤差は簡単に
生じてしまう。
【００１０】また、前述したように、超音波送受信部１
から出力されるエコー信号ｂには、前記底面２ｂのエコ
ー４ａ，４ｃおよび入射面２ｂのエコー４ｂに他に多く
の雑音が含まれる。このエコー信号ｂに含まれる雑音が
大きいと、測定結果の信頼性が大きく損なわれる。
から出力されるエコー信号ｂには、前記底面２ｂのエコ
ー４ａ，４ｃおよび入射面２ｂのエコー４ｂに他に多く
の雑音が含まれる。このエコー信号ｂに含まれる雑音が
大きいと、測定結果の信頼性が大きく損なわれる。
【００１１】従来、このエコー信号ｂに含まれる雑音成
分を低減するためにアナログフィルタを用いていた。例
えば、広い周波数成分を持った電気性雑音に対しては超
音波エコーの周波数成分を通過させるＢＰＦ（バンドパ
ス・フィルタ）を用いる。このように、アナログフィル
タを用いることによって、エコー信号ｂに含まれる雑音
成分を一定レベル以下に低減できる。
分を低減するためにアナログフィルタを用いていた。例
えば、広い周波数成分を持った電気性雑音に対しては超
音波エコーの周波数成分を通過させるＢＰＦ（バンドパ
ス・フィルタ）を用いる。このように、アナログフィル
タを用いることによって、エコー信号ｂに含まれる雑音
成分を一定レベル以下に低減できる。
【００１２】一般に、エコーの周波数分布は被検体２の
超音波減衰特性によって変化することが知られている。
したがって、散乱エコー等で代表される材料性雑音に対
してＢＰＦを用いる場合、被検体２に応じて最適な特性
のフィルタを用いることが望ましい。しかし、アナログ
フィルタの通過周波数特性は簡単に変更できないので、
被検体２の材質毎にその材質の超音波減衰特性に対応し
た通過周波数特性を有した多数のフィルタを準備してお
く必要がある。このように、被検体２の材料特性に応じ
てフィルタを使い分けることは、操作性や経済性を考慮
すると、実際問題として困難である。
超音波減衰特性によって変化することが知られている。
したがって、散乱エコー等で代表される材料性雑音に対
してＢＰＦを用いる場合、被検体２に応じて最適な特性
のフィルタを用いることが望ましい。しかし、アナログ
フィルタの通過周波数特性は簡単に変更できないので、
被検体２の材質毎にその材質の超音波減衰特性に対応し
た通過周波数特性を有した多数のフィルタを準備してお
く必要がある。このように、被検体２の材料特性に応じ
てフィルタを使い分けることは、操作性や経済性を考慮
すると、実際問題として困難である。
【００１３】このような不都合を解消するためにデジタ
ル信号処理手法が提唱されている。すなわち、超音波送
受信部１から出力されるエコー信号ｂをＡ／Ｄ変換す
る。そして、デジタル信号に変換されたエコー信号に対
してデジタルフィルタを用いて、雑音成分を除去する。
ル信号処理手法が提唱されている。すなわち、超音波送
受信部１から出力されるエコー信号ｂをＡ／Ｄ変換す
る。そして、デジタル信号に変換されたエコー信号に対
してデジタルフィルタを用いて、雑音成分を除去する。
【００１４】前述したアナログフィルタの場合は様々な
通過特性を有した多数のフィルタを用意しなければなら
ないが、例えばＦＩＲ（有限インパルス応答）デジタル
フィルタは通過特性を自由に変更できるので、被検体２
の材質に応じた通過周波数特性を設定することによっ
て、エコー信号ｂに対して最適な雑音低減処理を施すこ
とが可能である。
通過特性を有した多数のフィルタを用意しなければなら
ないが、例えばＦＩＲ（有限インパルス応答）デジタル
フィルタは通過特性を自由に変更できるので、被検体２
の材質に応じた通過周波数特性を設定することによっ
て、エコー信号ｂに対して最適な雑音低減処理を施すこ
とが可能である。
【００１５】この場合、エコー信号ａを数ＭHz〜十数Ｍ
HZの高周波の階段でデジタル信号処理するためには、こ
の高周波のエコー信号ｂを直接Ａ／Ｄ変換する必要があ
る。エコー信号ｂは０Hz〜十数ＭHZの広い周波数分布を
有しているので、サンプリング定理から少なくとも２０
ＭHZ以上のサンプリング周波数ｆS でＡ／Ｄ変換する必
要がある。さらに、この高いサンプリング周波数ｆS で
順次作成される各サンプリングデータに対して演算処理
を行う必要がある。
HZの高周波の階段でデジタル信号処理するためには、こ
の高周波のエコー信号ｂを直接Ａ／Ｄ変換する必要があ
る。エコー信号ｂは０Hz〜十数ＭHZの広い周波数分布を
有しているので、サンプリング定理から少なくとも２０
ＭHZ以上のサンプリング周波数ｆS でＡ／Ｄ変換する必
要がある。さらに、この高いサンプリング周波数ｆS で
順次作成される各サンプリングデータに対して演算処理
を行う必要がある。
【００１６】このようなデジタル信号処理の条件を満た
すためには、1000ＭＩＰＳ程度の演算速度を持つ高速な
コンピュータが必要である。そのようなシステムは非常
に高額であるので、実際の超音波厚み計に組込むことは
実際的でない。
すためには、1000ＭＩＰＳ程度の演算速度を持つ高速な
コンピュータが必要である。そのようなシステムは非常
に高額であるので、実際の超音波厚み計に組込むことは
実際的でない。
【００１７】なお、超音波厚み計のみならず、鋼板等の
移動している被検体２に対するオンライン探傷を実施す
る場合に、欠陥位置を正確に把握する場合においても上
述した問題が生じる。
移動している被検体２に対するオンライン探傷を実施す
る場合に、欠陥位置を正確に把握する場合においても上
述した問題が生じる。
【００１８】本発明はこのような事情に鑑みてなされて
ものであり、超音波送受信部から出力されるエコー信号
をＡ／Ｄ変換して、ＦＩＦＯ型レジスタでもってサンプ
リング速度を低下させた状態で参照波形との相互相関を
取ることによって、エコーの発生タイミングを正確に検
出でき、被検体に対する各種の検査精度を向上できる超
音波信号処理装置を提供することを目的とする。
ものであり、超音波送受信部から出力されるエコー信号
をＡ／Ｄ変換して、ＦＩＦＯ型レジスタでもってサンプ
リング速度を低下させた状態で参照波形との相互相関を
取ることによって、エコーの発生タイミングを正確に検
出でき、被検体に対する各種の検査精度を向上できる超
音波信号処理装置を提供することを目的とする。
【００１９】さらに、この装置を組込むことによって、
エコー相互間の時間間隔の計測精度が向上でき、結果と
して厚みの測定精度を大幅に向上できる超音波厚み計を
提供することを目的とする。
エコー相互間の時間間隔の計測精度が向上でき、結果と
して厚みの測定精度を大幅に向上できる超音波厚み計を
提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解消するため
に本発明の超音波信号処理装置は、被検体に超音波パル
スを送波しエコーを受波してエコー信号として出力する
超音波送受信部と、超音波送受信部から出力されるエコ
ー信号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力され
るエコー信号の各サンプリングデータをサンプリング周
波数と同一周波数の書込周波数で順次記憶し、記憶した
各サンプリングデータを書込周波数より低い読出周波数
で順次出力するＦＩＦＯ型レジスタと、サンプリング周
波数でデジタル化された参照エコー信号の参照波形を記
憶する参照波形レジスタと、ＦＩＦＯ型レジスタから順
次出力されるエコー信号の波形と参照波形レジスタに記
憶された参照波形との間の相関波形を算出するデジタル
相関演算回路と、デジタル相関演算回路から出力される
相関波形を含むエコー信号をアナログ信号に変換するＤ
／Ａ変換手段とを備えたものである。
に本発明の超音波信号処理装置は、被検体に超音波パル
スを送波しエコーを受波してエコー信号として出力する
超音波送受信部と、超音波送受信部から出力されるエコ
ー信号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段から出力され
るエコー信号の各サンプリングデータをサンプリング周
波数と同一周波数の書込周波数で順次記憶し、記憶した
各サンプリングデータを書込周波数より低い読出周波数
で順次出力するＦＩＦＯ型レジスタと、サンプリング周
波数でデジタル化された参照エコー信号の参照波形を記
憶する参照波形レジスタと、ＦＩＦＯ型レジスタから順
次出力されるエコー信号の波形と参照波形レジスタに記
憶された参照波形との間の相関波形を算出するデジタル
相関演算回路と、デジタル相関演算回路から出力される
相関波形を含むエコー信号をアナログ信号に変換するＤ
／Ａ変換手段とを備えたものである。
【００２１】また、本発明の超音波厚み計においては、
超音波を送受信する超音波送受信部から出力される各エ
コーを含むエコー信号を所定のサンプリング周波数でデ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変
換手段から出力されるエコー信号の各サンプリングデー
タをサンプリング周波数と同一周波数の書込周波数で順
次記憶し、この記憶した各サンプリングデータを書込周
波数より低い読出周波数で順次出力するＦＩＦＯ型レジ
スタと、サンプリング周波数でデジタル化された参照エ
コーの参照波形を記憶する参照波形レジスタと、ＦＩＦ
Ｏ型レジスタから順次出力されるエコー信号の各エコー
の波形と参照波形レジスタに記憶された各参照波形との
間の各相関波形を算出するデジタル相関演算回路と、デ
ジタル相関演算回路から出力される各相関波形を含むエ
コー信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換手段から出力されたエコー信号に含まれる相
関波形相互間の時間差から被検体の厚みを算出する厚み
算出手段とが備えられている。
超音波を送受信する超音波送受信部から出力される各エ
コーを含むエコー信号を所定のサンプリング周波数でデ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変
換手段から出力されるエコー信号の各サンプリングデー
タをサンプリング周波数と同一周波数の書込周波数で順
次記憶し、この記憶した各サンプリングデータを書込周
波数より低い読出周波数で順次出力するＦＩＦＯ型レジ
スタと、サンプリング周波数でデジタル化された参照エ
コーの参照波形を記憶する参照波形レジスタと、ＦＩＦ
Ｏ型レジスタから順次出力されるエコー信号の各エコー
の波形と参照波形レジスタに記憶された各参照波形との
間の各相関波形を算出するデジタル相関演算回路と、デ
ジタル相関演算回路から出力される各相関波形を含むエ
コー信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換手段から出力されたエコー信号に含まれる相
関波形相互間の時間差から被検体の厚みを算出する厚み
算出手段とが備えられている。
【００２２】また、本発明の他の発明においては、厚み
算出手段を、Ｄ／Ａ変換手段から出力されたエコー信号
を整流する整流器と、整流器の出力信号を包絡線検波す
る包絡線検波器と、包絡線検波器の出力信号を微分する
微分回路と、微分回路の出力信号の各相関波形に対応す
る各零クロス点を検出する零クロス点検出回路と、零ク
ロス点検出回路にて検出された各零クロス点相互間の時
間差を計測する時間計測回路と、この時間計測回路にて
測定された時間差及び被検体内の音速から厚みを算出す
る厚み算出回路とで構成している。
算出手段を、Ｄ／Ａ変換手段から出力されたエコー信号
を整流する整流器と、整流器の出力信号を包絡線検波す
る包絡線検波器と、包絡線検波器の出力信号を微分する
微分回路と、微分回路の出力信号の各相関波形に対応す
る各零クロス点を検出する零クロス点検出回路と、零ク
ロス点検出回路にて検出された各零クロス点相互間の時
間差を計測する時間計測回路と、この時間計測回路にて
測定された時間差及び被検体内の音速から厚みを算出す
る厚み算出回路とで構成している。
【００２３】
【作用】このように構成された超音波信号処理装置及び
超音波厚み計の動作原理を説明する。
超音波厚み計の動作原理を説明する。
【００２４】例えば数ＭHz〜十数ＭHzの周波数成分を有
するエコーを含むエコー信号は、この高い周波数成分を
有する波形を十分分析できる高い例えば２０ＭHZ以上の
サンプリング周波数ｆS でＡ／Ｄ変換されて、デジタル
のエコー信号となる。このデジタルのエコー信号はサン
プリング周波数ｆS に等しい書込周波数でＦＩＦＯ型レ
ジスタに書込まれ、サンプリング周波数ｆS より低い読
出周波数ｆR で読出される。したがって、ＦＩＦＯ型レ
ジスタから出力されるデジタルのエコー信号のサンプリ
ング速度は低下する。
するエコーを含むエコー信号は、この高い周波数成分を
有する波形を十分分析できる高い例えば２０ＭHZ以上の
サンプリング周波数ｆS でＡ／Ｄ変換されて、デジタル
のエコー信号となる。このデジタルのエコー信号はサン
プリング周波数ｆS に等しい書込周波数でＦＩＦＯ型レ
ジスタに書込まれ、サンプリング周波数ｆS より低い読
出周波数ｆR で読出される。したがって、ＦＩＦＯ型レ
ジスタから出力されるデジタルのエコー信号のサンプリ
ング速度は低下する。
【００２５】一方、参照波形レジスタ内には、基準とな
る参照エコー信号のデジタル化された参照波形が記憶さ
れている。そして、デジタル相関演算回路でＦＩＦＯ型
レジスタから出力されたデジタルのエコー信号の波形と
参照波形レジスタに記憶された参照波形との間の相関波
形が算出される。
る参照エコー信号のデジタル化された参照波形が記憶さ
れている。そして、デジタル相関演算回路でＦＩＦＯ型
レジスタから出力されたデジタルのエコー信号の波形と
参照波形レジスタに記憶された参照波形との間の相関波
形が算出される。
【００２６】デジタル相関演算回路は、エコー信号に含
まれる前記高周波のエコー波形と参照波形との相関関波
形を算出する。具体的には、相関関波形においては、両
方の波形が位相及び振幅で一致した位置で振幅が正の最
大値となり、両者の振幅が一致しているが位相が１／２
波長（１８０°）ずれた位置で振幅が負の最大値とな
る。そして、両者の振幅の差が大きくなるに伴い、ま
た、位相差が９０°または２７０°に近づくに伴い、相
関関波形の振幅値が減少する。
まれる前記高周波のエコー波形と参照波形との相関関波
形を算出する。具体的には、相関関波形においては、両
方の波形が位相及び振幅で一致した位置で振幅が正の最
大値となり、両者の振幅が一致しているが位相が１／２
波長（１８０°）ずれた位置で振幅が負の最大値とな
る。そして、両者の振幅の差が大きくなるに伴い、ま
た、位相差が９０°または２７０°に近づくに伴い、相
関関波形の振幅値が減少する。
【００２７】したがって、エコー信号のエコー波形のう
ちの参照波形に最も近似する位置はエコー波形のほぼ中
心位置である。波形の立上り近傍位置や立下り近傍位置
における参照波形に対する近似度は小さくなる。その結
果、デジタル相関演算回路から出力されるデジタルのエ
コー信号に含まれるエコーの包絡線波形は、波形の中心
位置が最も振幅が大きい山型波形となる。
ちの参照波形に最も近似する位置はエコー波形のほぼ中
心位置である。波形の立上り近傍位置や立下り近傍位置
における参照波形に対する近似度は小さくなる。その結
果、デジタル相関演算回路から出力されるデジタルのエ
コー信号に含まれるエコーの包絡線波形は、波形の中心
位置が最も振幅が大きい山型波形となる。
【００２８】この山型包絡線波形を有する相関波形を含
むエコー信号を再度Ｄ／Ａ変換すると、このアナログの
エコー信号における各エコーに対応する相関波形の最大
振幅位置が、エコー波形の中心位置であると特定でき
る。すわわち、振幅値の大きい、波形の中心位置でもっ
て波形位置を特定しているので、従来のＳ／Ｎが小さい
立上り，立下り位置で波形位置を特定する場合に比較し
て、格段に波形位置測定精度が向上する。
むエコー信号を再度Ｄ／Ａ変換すると、このアナログの
エコー信号における各エコーに対応する相関波形の最大
振幅位置が、エコー波形の中心位置であると特定でき
る。すわわち、振幅値の大きい、波形の中心位置でもっ
て波形位置を特定しているので、従来のＳ／Ｎが小さい
立上り，立下り位置で波形位置を特定する場合に比較し
て、格段に波形位置測定精度が向上する。
【００２９】このように、エコー信号に含まれる各エコ
ーの中心位置を正確に特定できる。したがって、エコー
信号における各エコーの発生時間位置が正確に求まるの
で、被検体内における該当エコーの発生位置、すなわ
ち、底面位置や欠陥位置や異材料の接合位置等を正確に
特定できる。
ーの中心位置を正確に特定できる。したがって、エコー
信号における各エコーの発生時間位置が正確に求まるの
で、被検体内における該当エコーの発生位置、すなわ
ち、底面位置や欠陥位置や異材料の接合位置等を正確に
特定できる。
【００３０】また、本発明の超音波厚み計においては、
上述した超音波信号処理装置を用いることによって、エ
コー信号に含まれる被検体の入射面と底面とにおける各
エコー波形の各中心位置がそれそれぞれ特定されるの
で、各エコーに対応する相関波形相互間の時間差から被
検体の厚みが算出される。
上述した超音波信号処理装置を用いることによって、エ
コー信号に含まれる被検体の入射面と底面とにおける各
エコー波形の各中心位置がそれそれぞれ特定されるの
で、各エコーに対応する相関波形相互間の時間差から被
検体の厚みが算出される。
【００３１】なお、エコー信号に含まれる山型形状を有
する各相関波形の最大値は、該当エコー信号を全波整流
し、包絡線検波を行い、さらに微分を実施すると、中心
位置でエコー信号は０レベルラインを横切るので、零ク
ロス点を検出することによって簡単にかつ精度よく求ま
る。
する各相関波形の最大値は、該当エコー信号を全波整流
し、包絡線検波を行い、さらに微分を実施すると、中心
位置でエコー信号は０レベルラインを横切るので、零ク
ロス点を検出することによって簡単にかつ精度よく求ま
る。
【００３２】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００３３】第１図は実施例の超音波信号処理装置が組
込まれた超音波厚み計を示すブロック図である。図７に
示す従来の超音波厚み計と同一部分には同一符号が付し
てある。したがって、重複する部分の詳細説明は省略さ
れている。
込まれた超音波厚み計を示すブロック図である。図７に
示す従来の超音波厚み計と同一部分には同一符号が付し
てある。したがって、重複する部分の詳細説明は省略さ
れている。
【００３４】クロック信号発生回路１１は、例えば、周
波数ｆS ＝２５ＭHZのクロック信号ｄを出力する。クロ
ック信号発生回路１１から出力されたクロック信号ｄは
超音波送受信部１へ印加される。また、このクロック信
号ｄは遅延回路１２，書込時間カウンタ１３，Ａ／Ｄ変
換器１４，分周器１５へも送出される。さらに、ＡＮＤ
ゲート１６を介してＦＩＦＯ型レジスタ１７の書込クロ
ック端子へ印加される。
波数ｆS ＝２５ＭHZのクロック信号ｄを出力する。クロ
ック信号発生回路１１から出力されたクロック信号ｄは
超音波送受信部１へ印加される。また、このクロック信
号ｄは遅延回路１２，書込時間カウンタ１３，Ａ／Ｄ変
換器１４，分周器１５へも送出される。さらに、ＡＮＤ
ゲート１６を介してＦＩＦＯ型レジスタ１７の書込クロ
ック端子へ印加される。
【００３５】超音波送受信部１は入力されたクロック信
号ｄを分周して一定周期Ｔ0 毎にパルス信号を、被検体
２に直接または水等の遅延材を介して取付けられた探触
子３へ送出する。探触子３は受信したパルス信号を、超
音波パルス４に変換して被検体２へ印加する。入射面２
ａを介して被検体２内へ入力された超音波パルス４は被
検体２の底面２ｂで反射して再度探触子３で受波され
る。また、一部の超音波４は入射面２ａで再度被検体２
内方向へ反射され、再度底面２ｂで反射され、探触子３
へ入射する。
号ｄを分周して一定周期Ｔ0 毎にパルス信号を、被検体
２に直接または水等の遅延材を介して取付けられた探触
子３へ送出する。探触子３は受信したパルス信号を、超
音波パルス４に変換して被検体２へ印加する。入射面２
ａを介して被検体２内へ入力された超音波パルス４は被
検体２の底面２ｂで反射して再度探触子３で受波され
る。また、一部の超音波４は入射面２ａで再度被検体２
内方向へ反射され、再度底面２ｂで反射され、探触子３
へ入射する。
【００３６】探触子３は底面２ｂ及び入射面２ａで反射
された各エコーを電気信号に変換して超音波送受信部１
へ送信する。超音波送受信部１はその電気信号を増幅し
てエコー信号ｂとしＡ／Ｄ変換器１４へ送出する。した
がって、エコー信号ｂには、図４のタイムチャートに示
すように、１回目の底面２ｂのエコー４ａ，次に入射面
４ａのエコー４ｂ，さらに２回目の底面２ｂのエコー４
ｃ，…等の多数のエコーが一定の時間間隔で含まれる。
された各エコーを電気信号に変換して超音波送受信部１
へ送信する。超音波送受信部１はその電気信号を増幅し
てエコー信号ｂとしＡ／Ｄ変換器１４へ送出する。した
がって、エコー信号ｂには、図４のタイムチャートに示
すように、１回目の底面２ｂのエコー４ａ，次に入射面
４ａのエコー４ｂ，さらに２回目の底面２ｂのエコー４
ｃ，…等の多数のエコーが一定の時間間隔で含まれる。
【００３７】Ａ／Ｄ変換器１４はクロック信号ｄの周波
数をサンプリング周波数ｆS として用いて、入力された
エコー信号ｂを例えばｎビットのデジタル信号に変換す
る。デジタル信号に変換されたエコー信号ｂ1 は次のＦ
ＩＦＯ型レジスタ１７のデータ入力端子へ印加される。
数をサンプリング周波数ｆS として用いて、入力された
エコー信号ｂを例えばｎビットのデジタル信号に変換す
る。デジタル信号に変換されたエコー信号ｂ1 は次のＦ
ＩＦＯ型レジスタ１７のデータ入力端子へ印加される。
【００３８】一方、超音波送受信部１はパルス信号を探
触子３へ送出するタイミングに同期してトリガ信号ｃを
遅延回路１２へ送出する。遅延回路１２は、一種のカウ
ンタで構成されており、トリガ信号ｃが入力するとクロ
ック信号ｄを用いて予め時間設定回路１８にて設定され
ている遅延時間ＴD の計時を開始し、遅延時間ＴD の計
時が終了すると起動信号ｅを書込時間カウンタ１４へ送
出する。
触子３へ送出するタイミングに同期してトリガ信号ｃを
遅延回路１２へ送出する。遅延回路１２は、一種のカウ
ンタで構成されており、トリガ信号ｃが入力するとクロ
ック信号ｄを用いて予め時間設定回路１８にて設定され
ている遅延時間ＴD の計時を開始し、遅延時間ＴD の計
時が終了すると起動信号ｅを書込時間カウンタ１４へ送
出する。
【００３９】なお、この遅延時間ＴD は、探触子３と被
検体２との間に水やその他の遅延材が介挿された場合
に、エコー信号ｂの測定開始時間を遅らせるために設け
ている。書込時間カウンタ１３は起動信号ｅが入力され
ると、図４に示すように、予め時間設定回路１８にて設
定されている書込時間（測定期間）ＴM だけハイ（Ｈ）
レベルを維持する書込許可信号ｇを次のＡＮＤゲート１
６へ送出する。その結果、ＦＩＦＯ型レジスタ１７は、
測定期間（書込時間）ＴM だけＡ／Ｄ変換器１４から出
力されたデジタルのエコー信号ｂ1 の各サンプルデータ
をサンプリング周波数ｆS と同一の書込周波数で順番に
取り込んで記憶する。
検体２との間に水やその他の遅延材が介挿された場合
に、エコー信号ｂの測定開始時間を遅らせるために設け
ている。書込時間カウンタ１３は起動信号ｅが入力され
ると、図４に示すように、予め時間設定回路１８にて設
定されている書込時間（測定期間）ＴM だけハイ（Ｈ）
レベルを維持する書込許可信号ｇを次のＡＮＤゲート１
６へ送出する。その結果、ＦＩＦＯ型レジスタ１７は、
測定期間（書込時間）ＴM だけＡ／Ｄ変換器１４から出
力されたデジタルのエコー信号ｂ1 の各サンプルデータ
をサンプリング周波数ｆS と同一の書込周波数で順番に
取り込んで記憶する。
【００４０】一方、分周器１６は入力したクロック信号
ｄの周波数ｆS （＝２５ＭHz）を１／５に分周して分周
クロック信号ｄ1 （周波数ｆR ＝５ＭHz) として、読出
時間カウンタ１９，テジタル信号処理部２０，Ｄ／Ａ変
換器２１の各クロック端子へ印加する。さらに、分周ク
ロック信号ｄ1 はＡＮＤゲート２２を介してＦＩＦＯ型
レジスタ１７の読出ロック端子へ印加される。
ｄの周波数ｆS （＝２５ＭHz）を１／５に分周して分周
クロック信号ｄ1 （周波数ｆR ＝５ＭHz) として、読出
時間カウンタ１９，テジタル信号処理部２０，Ｄ／Ａ変
換器２１の各クロック端子へ印加する。さらに、分周ク
ロック信号ｄ1 はＡＮＤゲート２２を介してＦＩＦＯ型
レジスタ１７の読出ロック端子へ印加される。
【００４１】読出時間カウンタ１９は、遅延回路１２か
ら起動信号ｅが入力されると、予め時間設定回路１８に
て設定されている読出時間（信号処理時間）ＴR だけハ
イ（Ｈ）レベルを維持する読出許可信号ｈをＡＮＤゲー
ト２２へ送出する。その結果、ＦＩＦＯ型レジスタ１７
は、読出時間（信号処理時間）ＴR だけ記憶した各デー
タをデジタルのエコー信号ｂ2 として、次のデジタル信
号処理部２０へ送出する。
ら起動信号ｅが入力されると、予め時間設定回路１８に
て設定されている読出時間（信号処理時間）ＴR だけハ
イ（Ｈ）レベルを維持する読出許可信号ｈをＡＮＤゲー
ト２２へ送出する。その結果、ＦＩＦＯ型レジスタ１７
は、読出時間（信号処理時間）ＴR だけ記憶した各デー
タをデジタルのエコー信号ｂ2 として、次のデジタル信
号処理部２０へ送出する。
【００４２】なお、時間設定回路１８にて設定さる読出
時間（信号処理時間）ＴR と書込時間（測定期間）ＴM
との比（ＴR ／ＴM ）は分周器１５の分周比Ｎd （＝
５）に設定されている。したがって、書込時間ＴM にＦ
ＩＦＯ型レジスタ１７に書込まれた全部のデータは読出
時間ＴR において全て読出される。デジタル信号処理部
２０は例えば図２に示すように、参照波形レジスタ２２
とデジタル相関演算回路２３と雑音除回路２４とで構成
されている。
時間（信号処理時間）ＴR と書込時間（測定期間）ＴM
との比（ＴR ／ＴM ）は分周器１５の分周比Ｎd （＝
５）に設定されている。したがって、書込時間ＴM にＦ
ＩＦＯ型レジスタ１７に書込まれた全部のデータは読出
時間ＴR において全て読出される。デジタル信号処理部
２０は例えば図２に示すように、参照波形レジスタ２２
とデジタル相関演算回路２３と雑音除回路２４とで構成
されている。
【００４３】参集波形レジスタ２２内にはエコー信号ｂ
に含まれるエコーの基準となる参照波形が記憶される。
具体的には、図３（ａ）に示すように、参照波形２２ａ
をサンプリング周波数ｆS でサンプリンクされたｎビッ
ト構成の各データＣ1 ，Ｃ2，Ｃ3 ，…，ＣN が記憶さ
れている。
に含まれるエコーの基準となる参照波形が記憶される。
具体的には、図３（ａ）に示すように、参照波形２２ａ
をサンプリング周波数ｆS でサンプリンクされたｎビッ
ト構成の各データＣ1 ，Ｃ2，Ｃ3 ，…，ＣN が記憶さ
れている。
【００４４】この参照波形２２ａは、実際に被検体２に
対する厚さ測定を実施する前に、超音波４の音速度Ｃを
校正する場合における被検体２の底面２ｂ，入射面２ａ
におけるエコー波形を基準波形として用いている。な
お、雑音除去回路２４は参照波形２２ａを参照波形レジ
スタ２２に書込む際に、異常データ値等を除去する機能
を有する。
対する厚さ測定を実施する前に、超音波４の音速度Ｃを
校正する場合における被検体２の底面２ｂ，入射面２ａ
におけるエコー波形を基準波形として用いている。な
お、雑音除去回路２４は参照波形２２ａを参照波形レジ
スタ２２に書込む際に、異常データ値等を除去する機能
を有する。
【００４５】デジタル相関演算回路２３は、図示するよ
うに、分周クロック信号ｄ1 の周波数（ｆR ＝５ＭHz）
で動作するＮ次のＦＩＲデジタルフィルタで構成されて
いる。すなわち、このデジタル相関演算回路２３は、Ｎ
個の乗算器２３ａと，Ｎ個の加算器２３ｂと、Ｎ個の遅
延器２３ｃとで構成されている。
うに、分周クロック信号ｄ1 の周波数（ｆR ＝５ＭHz）
で動作するＮ次のＦＩＲデジタルフィルタで構成されて
いる。すなわち、このデジタル相関演算回路２３は、Ｎ
個の乗算器２３ａと，Ｎ個の加算器２３ｂと、Ｎ個の遅
延器２３ｃとで構成されている。
【００４６】各乗算器２３ｓには分周クロック信号ｄ1
に同期して順次入力されるデジタルのエコー信号ｂ2 の
各データが印加される。また、各乗算器２３ｓには前記
参波レジスタ２２に記憶された参照波形２２ａの各デー
タＣ1 〜ＣN が印加される。したがって、各乗算器２３
ａはエコー信号の各データと参照波形２２ａの各データ
とを乗算して各加算器２３ｂへ送出する。また、各遅延
器２３ｃは、分周クロック信号ｄ1 の周期Ｔ1 に相当す
る２００ｎｓの遅延を行う。
に同期して順次入力されるデジタルのエコー信号ｂ2 の
各データが印加される。また、各乗算器２３ｓには前記
参波レジスタ２２に記憶された参照波形２２ａの各デー
タＣ1 〜ＣN が印加される。したがって、各乗算器２３
ａはエコー信号の各データと参照波形２２ａの各データ
とを乗算して各加算器２３ｂへ送出する。また、各遅延
器２３ｃは、分周クロック信号ｄ1 の周期Ｔ1 に相当す
る２００ｎｓの遅延を行う。
【００４７】各加算器２３ｂは各遅延器２３ｃで一定時
間Ｔ1 ずつ遅延された各乗算器２３ａの各乗算値を加算
する。したがって、最終的には、このデジタル相関演算
回路２３は、順次入力される合計Ｎ個の入力データｘ
（ｋＴ1 ）に対して(2) 式で示される積和演算を実施し
て、出力データｙ（ｋＴ1 ）を得る。
間Ｔ1 ずつ遅延された各乗算器２３ａの各乗算値を加算
する。したがって、最終的には、このデジタル相関演算
回路２３は、順次入力される合計Ｎ個の入力データｘ
（ｋＴ1 ）に対して(2) 式で示される積和演算を実施し
て、出力データｙ（ｋＴ1 ）を得る。
【００４８】
【数１】 なお、この(2) 式に示される処理演算は当然前記周期Ｔ
1 （＝200ns ）内に行われる。
1 （＝200ns ）内に行われる。
【００４９】次に、この(2) 式によると、参照波形レジ
スタ２２に記憶されている参照波形２２ａの各データ値
とデジタル相関演算回路２３に入力されるエコー信号ｂ
2 の各データ値が同時に大きいタイミングで、加算器２
３ｂに印加される値が最大となる。したがって、前述し
たように、(2) 式は、入力されたエコー信号ｂ2 の参照
波形に対する相関波形を示す。例えば、図３（ｂ）に示
す参照波形が参照波形レジスタ２２に記憶された状態
で、図３（ｃ）に示すエコー波形を有するエコー信号ｂ
2 が入力すると、図３（ｄ）に示すエコー波形の中心位
置が最も振幅が大きい山型の相関波形を有するエコー信
号ｂ3 が出力される。
スタ２２に記憶されている参照波形２２ａの各データ値
とデジタル相関演算回路２３に入力されるエコー信号ｂ
2 の各データ値が同時に大きいタイミングで、加算器２
３ｂに印加される値が最大となる。したがって、前述し
たように、(2) 式は、入力されたエコー信号ｂ2 の参照
波形に対する相関波形を示す。例えば、図３（ｂ）に示
す参照波形が参照波形レジスタ２２に記憶された状態
で、図３（ｃ）に示すエコー波形を有するエコー信号ｂ
2 が入力すると、図３（ｄ）に示すエコー波形の中心位
置が最も振幅が大きい山型の相関波形を有するエコー信
号ｂ3 が出力される。
【００５０】デジタル信号処理部２０から出力された相
関波形を含むエコー信号ｂ3 は次のＤ／Ａ変換器２１へ
印加される。Ｄ／Ａ変換器２１は、印加されたデジタル
のエコー信号ｂ3 を分周クロック信号ｄ1 の周期Ｔ
1 （＝１／ｆR ）で取込んでアナログのエコー信号ｂ4
に変換する。したがって、このエコー信号ｂ4 は超音波
送受信部１から出力されるエコー信号ｂに比較して時間
軸が５倍に拡大されている。
関波形を含むエコー信号ｂ3 は次のＤ／Ａ変換器２１へ
印加される。Ｄ／Ａ変換器２１は、印加されたデジタル
のエコー信号ｂ3 を分周クロック信号ｄ1 の周期Ｔ
1 （＝１／ｆR ）で取込んでアナログのエコー信号ｂ4
に変換する。したがって、このエコー信号ｂ4 は超音波
送受信部１から出力されるエコー信号ｂに比較して時間
軸が５倍に拡大されている。
【００５１】Ｄ／Ａ変換器２１から出力されたアナログ
のエコー信号ｂ4 は全波整流器２５で全波整流されたの
ち包絡線検波器２６へ入力される。包絡線検波器２６に
て包絡線検波されたエコー信号ｂ6 のエコー波形（相関
波形）は微分回路２７にて微分される。微分回路２７に
て微分されたエコー信号ｂ7 は次の零クロス点検出回路
２８へ入力される。
のエコー信号ｂ4 は全波整流器２５で全波整流されたの
ち包絡線検波器２６へ入力される。包絡線検波器２６に
て包絡線検波されたエコー信号ｂ6 のエコー波形（相関
波形）は微分回路２７にて微分される。微分回路２７に
て微分されたエコー信号ｂ7 は次の零クロス点検出回路
２８へ入力される。
【００５２】零クロス点検出回路２８は、図４のタイム
チャートに示すように、微分されたエコー信号ｂ7 にお
けるエコー波形の（＋）側から（−）側への極性転換に
応動して信号レベルがＨレベルへ立上り、エコー波形の
（−）側から（＋）側への極性転換に応動して信号レベ
ルがＬレベルへ立下がる零クロス検出信号ｉを出力す
る。
チャートに示すように、微分されたエコー信号ｂ7 にお
けるエコー波形の（＋）側から（−）側への極性転換に
応動して信号レベルがＨレベルへ立上り、エコー波形の
（−）側から（＋）側への極性転換に応動して信号レベ
ルがＬレベルへ立下がる零クロス検出信号ｉを出力す
る。
【００５３】時間計測回路２９は、例えばカウンタ等で
構成されており、零クロス点検出回路２８から出力され
た零クロス検出信号ｉにおけるＨレベル期間の継続時
間、すなわち、各エコー波形の時間間隔Ｔ2 を計測す
る。計測された時間間隔Ｔ2 は次の厚み算出回路３０へ
入力される。厚み算出回路３０は、入力した時間間隔Ｔ
2と，被検体２の材質で定まる予め測定されて超音波４
の音速Ｃと、分周器１５の分周比Ｎd を用いて(3) 式で
被検体２の厚みＤを算出する。 Ｄ＝Ｔ2 ・Ｃ／（２・Ｎd ） …(3) 算出された厚みＤは出力端子３１に接続されている図示
しない表示部に表示される。このように構成された超音
波厚み計の動作を図４に示すタイムチャートを用いて説
明する。
構成されており、零クロス点検出回路２８から出力され
た零クロス検出信号ｉにおけるＨレベル期間の継続時
間、すなわち、各エコー波形の時間間隔Ｔ2 を計測す
る。計測された時間間隔Ｔ2 は次の厚み算出回路３０へ
入力される。厚み算出回路３０は、入力した時間間隔Ｔ
2と，被検体２の材質で定まる予め測定されて超音波４
の音速Ｃと、分周器１５の分周比Ｎd を用いて(3) 式で
被検体２の厚みＤを算出する。 Ｄ＝Ｔ2 ・Ｃ／（２・Ｎd ） …(3) 算出された厚みＤは出力端子３１に接続されている図示
しない表示部に表示される。このように構成された超音
波厚み計の動作を図４に示すタイムチャートを用いて説
明する。
【００５４】時刻ｔ0 にてトリガ信号ｃに同期して、超
音波パルス４が被検体２内に送波されると、この超音波
パルス４は底面２ｂ，入射面２ａ，底面２ｂ，入射面２
ａ，…と反射を繰り返しなが減衰していく。その結果、
超音波送受信部１から出力されるエコー信号ｂには、各
面２ａ，２ｂにおけるエコー４ａ，４ｂ，４ｃ…が現れ
る。このエコー信号ｂはデジタルのエコー信号ｂ1 に変
換される。
音波パルス４が被検体２内に送波されると、この超音波
パルス４は底面２ｂ，入射面２ａ，底面２ｂ，入射面２
ａ，…と反射を繰り返しなが減衰していく。その結果、
超音波送受信部１から出力されるエコー信号ｂには、各
面２ａ，２ｂにおけるエコー４ａ，４ｂ，４ｃ…が現れ
る。このエコー信号ｂはデジタルのエコー信号ｂ1 に変
換される。
【００５５】時刻ｔ0 から遅延時間ＴD が経過すると、
書込許可信号ｇが測定期間ＴM だけＨレベルとなる。こ
の測定期間ＴM は、１回目の底面２ｂのエコー４ａと１
回目の入射面２ａのエコー４ｂのみが含まれる長さに設
定されている。測定期間ＴMにＦＩＦＯ型レジスタ１７
に書込まれたエコー信号ｂ1 の各データは同時に読出開
始される。なお、読出速度は書込速度の１／５である。
書込許可信号ｇが測定期間ＴM だけＨレベルとなる。こ
の測定期間ＴM は、１回目の底面２ｂのエコー４ａと１
回目の入射面２ａのエコー４ｂのみが含まれる長さに設
定されている。測定期間ＴMにＦＩＦＯ型レジスタ１７
に書込まれたエコー信号ｂ1 の各データは同時に読出開
始される。なお、読出速度は書込速度の１／５である。
【００５６】測定期間ＴM の５倍の読出時間ＴR をかけ
て読出されたエコー信号ｂ2 の各エコー４ａ，４ｂはデ
ジタル信号処理部２０のデジタル相関演算部２３にて参
照波形２２ａとの相関がとられて、山型の相関波形４ａ
1 ，４ｂ1 となる。これらの各相関波形４ａ1 ，４ｂ1
は全波整流され、包絡線検波され、さらに微分される。
そして、各エコー４ａ．４ｂに対応する各微分波形の零
クロス点が零クロス点検出回路２８で検出されて、零ク
ロス点相互間の時間間隔Ｔ2 計測されて、最終的に被検
体２の厚みＤが算出される。
て読出されたエコー信号ｂ2 の各エコー４ａ，４ｂはデ
ジタル信号処理部２０のデジタル相関演算部２３にて参
照波形２２ａとの相関がとられて、山型の相関波形４ａ
1 ，４ｂ1 となる。これらの各相関波形４ａ1 ，４ｂ1
は全波整流され、包絡線検波され、さらに微分される。
そして、各エコー４ａ．４ｂに対応する各微分波形の零
クロス点が零クロス点検出回路２８で検出されて、零ク
ロス点相互間の時間間隔Ｔ2 計測されて、最終的に被検
体２の厚みＤが算出される。
【００５７】このように構成された超音波厚み計におい
ては、図５（ａ）に示すように、測定されたエコー信号
ｂに含まれる各エコー４ａ，４ｂは、相関演算処理され
て、中心位置が最大振幅となる山型の相関波形となり、
全波整流され、包絡線検波され、最後に微分処理され
る。したがって、各エコー４ａ．４ｂの中心位置が正確
に求まるので、エコー４ａ，４ｂ相互間の時間間隔Ｔ1
が精度良く計測される。なお、デジタル相関演算を実施
しない場合は、図５（ｂ）に示すように、エコーを全波
整流し、包絡線検波を実施し、微分処理を実施したとし
ても、零クロス点は、信号レベルが小さくかつＳ／Ｎが
悪いエコーの立上が位置と立下り位置との２か所に現
れ、正確にエコー位置を特定できない。
ては、図５（ａ）に示すように、測定されたエコー信号
ｂに含まれる各エコー４ａ，４ｂは、相関演算処理され
て、中心位置が最大振幅となる山型の相関波形となり、
全波整流され、包絡線検波され、最後に微分処理され
る。したがって、各エコー４ａ．４ｂの中心位置が正確
に求まるので、エコー４ａ，４ｂ相互間の時間間隔Ｔ1
が精度良く計測される。なお、デジタル相関演算を実施
しない場合は、図５（ｂ）に示すように、エコーを全波
整流し、包絡線検波を実施し、微分処理を実施したとし
ても、零クロス点は、信号レベルが小さくかつＳ／Ｎが
悪いエコーの立上が位置と立下り位置との２か所に現
れ、正確にエコー位置を特定できない。
【００５８】一方、本発明の手法によれば、エコー波形
の中心位置でエコー４ａ，４ｂの時間位置を検出してい
るので、たとえエコー４ａ，４ｂの立上が部分に雑音等
によりＳ／Ｎが劣化したとしても、正確に時間間隔を測
定できる。
の中心位置でエコー４ａ，４ｂの時間位置を検出してい
るので、たとえエコー４ａ，４ｂの立上が部分に雑音等
によりＳ／Ｎが劣化したとしても、正確に時間間隔を測
定できる。
【００５９】また、各エコー４ａ，４ｂの全体の大きさ
（信号レベル）が変化したとしても、エコー４ａ，４ｂ
の中心位置は変化しないので、図７に示すしきい値電圧
ＥSHでエコー位置を把握していた従来超音波厚み計に比
較して、厚みＤの測定精度を大幅に向上できる。
（信号レベル）が変化したとしても、エコー４ａ，４ｂ
の中心位置は変化しないので、図７に示すしきい値電圧
ＥSHでエコー位置を把握していた従来超音波厚み計に比
較して、厚みＤの測定精度を大幅に向上できる。
【００６０】さらに、ＦＩＦＯ型レジスタ１７を用いて
デジタルのエコー信号のサンプリング速度を低下させて
デジタル演算処理を実施している。したがって、被検体
１に印加する超音波パルス４の周波数をたとえ数十ＭHz
のような高い周波数を用いたとしても、通常の処理速度
のデジタル演算回路を用いて参照波形に対する相関関係
を正確に演算できる。よって、装置全体の製造費を低減
できる。
デジタルのエコー信号のサンプリング速度を低下させて
デジタル演算処理を実施している。したがって、被検体
１に印加する超音波パルス４の周波数をたとえ数十ＭHz
のような高い周波数を用いたとしても、通常の処理速度
のデジタル演算回路を用いて参照波形に対する相関関係
を正確に演算できる。よって、装置全体の製造費を低減
できる。
【００６１】図６は本発明の他の実施例の超音波厚み計
を示すブロック図である。図１の実施例と同一部分には
同一符号が付してある。したがって、重複する部分の詳
細説明は省略されている。
を示すブロック図である。図１の実施例と同一部分には
同一符号が付してある。したがって、重複する部分の詳
細説明は省略されている。
【００６２】この実施例においては、超音波送受信部１
から出力されるエコー信号ｂの信号路に沿って、Ａ／変
換器１４，第１のＦＩＦＯ型レジスタ１７ａ，デジタル
信号処理部２０，第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂ，Ｄ
／Ａ変換器２１が介挿されている。Ｄ／Ａ変換器２１以
降厚み算出回路３０ａまでは、図１と同じである。
から出力されるエコー信号ｂの信号路に沿って、Ａ／変
換器１４，第１のＦＩＦＯ型レジスタ１７ａ，デジタル
信号処理部２０，第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂ，Ｄ
／Ａ変換器２１が介挿されている。Ｄ／Ａ変換器２１以
降厚み算出回路３０ａまでは、図１と同じである。
【００６３】この実施例においては、第１のＦＩＦＯ型
レジスタ１７ａでエコー信号ｂ1 のサンプリング速度を
１／Ｎd に低下させて、デジタル演算処理を実行する
が、デジタル信号処理部２０から出力されたエコー信号
ｂ3 を第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂでもって、元の
サンプリング速度に戻している。そして。元のサンプリ
ング速度のエコー信号ｂ8 をＤ／Ａ変換器２１でアナロ
グのエコー信号ｂ9 へ変換している。
レジスタ１７ａでエコー信号ｂ1 のサンプリング速度を
１／Ｎd に低下させて、デジタル演算処理を実行する
が、デジタル信号処理部２０から出力されたエコー信号
ｂ3 を第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂでもって、元の
サンプリング速度に戻している。そして。元のサンプリ
ング速度のエコー信号ｂ8 をＤ／Ａ変換器２１でアナロ
グのエコー信号ｂ9 へ変換している。
【００６４】具体的には、第１のＦＩＦＯ型レジスタ１
７ａの読出時間カウンタ１９の読出許可信号ｈで、第１
のＦＩＦＯ型レジスタ１７ａを分周クロック信号ｄ1 で
読出開始させると共に、同一の分周クロック信号ｄ1 で
第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂにデータの書込を開始
させる。また、第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂの読出
時間カウンタ３２は、前記読出時間カウンタ１９の読出
許可信号ｈの終了時刻に立上り、測定時間ＴM だけＨレ
ベルが継続する読出許可信号ｊをＡＮＤゲート３３へ送
出する。第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂの読出クロッ
ク端子にはＡＮＤゲート３３を介してクロック信号発生
回路１１からサンプリング周波数ｆS のクロック信号ｄ
が印加されている。
７ａの読出時間カウンタ１９の読出許可信号ｈで、第１
のＦＩＦＯ型レジスタ１７ａを分周クロック信号ｄ1 で
読出開始させると共に、同一の分周クロック信号ｄ1 で
第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂにデータの書込を開始
させる。また、第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂの読出
時間カウンタ３２は、前記読出時間カウンタ１９の読出
許可信号ｈの終了時刻に立上り、測定時間ＴM だけＨレ
ベルが継続する読出許可信号ｊをＡＮＤゲート３３へ送
出する。第２のＦＩＦＯ型レジスタ１７ｂの読出クロッ
ク端子にはＡＮＤゲート３３を介してクロック信号発生
回路１１からサンプリング周波数ｆS のクロック信号ｄ
が印加されている。
【００６５】したがって、元のエコー信号ｂと同一時間
軸を有するエコー信号ｂ9 が全波整流回路２５へ入力さ
れる。また、厚み算出回路３０ａは、時間計測回路２９
で得られた時間間隔Ｔに対して前述した(1) 式を用いて
被検体２の厚みＤを算出する。 Ｄ＝Ｔ・Ｃ／２ (1)
軸を有するエコー信号ｂ9 が全波整流回路２５へ入力さ
れる。また、厚み算出回路３０ａは、時間計測回路２９
で得られた時間間隔Ｔに対して前述した(1) 式を用いて
被検体２の厚みＤを算出する。 Ｄ＝Ｔ・Ｃ／２ (1)
【００６６】このように構成された超音波厚み計におい
ても、デジタル信号処理部２０において各エコーの相関
波形が算出されるので、図１に示した実施例とほぼ同様
の効果を得ることかできる。
ても、デジタル信号処理部２０において各エコーの相関
波形が算出されるので、図１に示した実施例とほぼ同様
の効果を得ることかできる。
【００６７】なお、本発明は上述した実施例に限定され
るものではない。実施例の超音波信号処理装置を超音波
厚み計に組込んだ場合を説明したが、例えば通常の超音
波探傷装置に組込む事によって、欠陥の厚み方向の発生
位置をより精度良く検出できる。
るものではない。実施例の超音波信号処理装置を超音波
厚み計に組込んだ場合を説明したが、例えば通常の超音
波探傷装置に組込む事によって、欠陥の厚み方向の発生
位置をより精度良く検出できる。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したように本発明の超音波信号
処理装置においては、超音波送受信部から出力されるエ
コー信号をＡ／Ｄ変換して、ＦＩＦＯ型レジスタでもっ
てサンプリング速度を低下させた状態で参照波形との間
の山型形状を有する相互相関波形を求めている。したが
って、エコーの発生タイミングをエコー波形の中心位置
で正確に検出でき、被検体に対する各種の検査精度を向
上できる。
処理装置においては、超音波送受信部から出力されるエ
コー信号をＡ／Ｄ変換して、ＦＩＦＯ型レジスタでもっ
てサンプリング速度を低下させた状態で参照波形との間
の山型形状を有する相互相関波形を求めている。したが
って、エコーの発生タイミングをエコー波形の中心位置
で正確に検出でき、被検体に対する各種の検査精度を向
上できる。
【００６９】さらに、この超音波信号処理装置を超音波
厚み計に組込むことによって、エコー相互間の時間間隔
の計測精度が向上できる。したがって、この時間間隔に
基づいて算出される被検体の厚みの測定精度を大幅に向
上できる。
厚み計に組込むことによって、エコー相互間の時間間隔
の計測精度が向上できる。したがって、この時間間隔に
基づいて算出される被検体の厚みの測定精度を大幅に向
上できる。
【図１】 本発明の一実施例に係わる超音波信号処理装
置が組込まれた超音波厚み計の概略構成を示すブロック
図。
置が組込まれた超音波厚み計の概略構成を示すブロック
図。
【図２】 同実施例装置に組込まれたデジタル信号処理
部の概略構成を示すブロック図。
部の概略構成を示すブロック図。
【図３】 同デジタル相関演算回路の動作を示す波形
図。
図。
【図４】 同実施例装置全体の動作を示すタイムチャー
ト。
ト。
【図５】 同実施例装置の効果を従来装置と比較して説
明するための波形図。
明するための波形図。
【図６】 本発明の他の実施例に係わる超音波厚み計の
概略構成を示すブロック図。
概略構成を示すブロック図。
【図７】 従来の超音波厚み計の概略構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図８】 同従来装置の動作を示すタイムチャート。
【符号の説明】 １…超音波送受信部、２…被検体、３…探触子、１１…
クロック信号発生回路、１２…遅延回路、１３…書込時
間カウンタ、１４…Ａ／Ｄ変換器、１５…分周器、１７
…ＦＩＦＯ型レジスタ、１７ａ…第１のＦＩＦＯ型レジ
スタ、１７ｂ…第２のＦＩＦＯ型レジスタ、１８…時間
設定回路、１９…読出時間カウンタ、２０…デジタル信
号処理部、２１…Ｄ／Ａ変換器、２２…参照波形レジス
タ、２３…デジタル相関演算回路、２５…全波整流器、
２６…包絡線検波器、２７…微分回路、２８…零クロス
点検出回路、２９…時間計測回路、３０，３０ａ…厚み
算出回路。
クロック信号発生回路、１２…遅延回路、１３…書込時
間カウンタ、１４…Ａ／Ｄ変換器、１５…分周器、１７
…ＦＩＦＯ型レジスタ、１７ａ…第１のＦＩＦＯ型レジ
スタ、１７ｂ…第２のＦＩＦＯ型レジスタ、１８…時間
設定回路、１９…読出時間カウンタ、２０…デジタル信
号処理部、２１…Ｄ／Ａ変換器、２２…参照波形レジス
タ、２３…デジタル相関演算回路、２５…全波整流器、
２６…包絡線検波器、２７…微分回路、２８…零クロス
点検出回路、２９…時間計測回路、３０，３０ａ…厚み
算出回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中沢 晋 東京都千代田区丸の内一丁目１番２号 日 本鋼管株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 被検体に超音波パルスを送波しエコーを
受波してエコー信号として出力する超音波送受信部と、
この超音波送受信部から出力されるエコー信号を所定の
サンプリング周波数でデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換手段と、このＡ／Ｄ変換手段から出力されるエコー信
号の各サンプリングデータを前記サンプリング周波数と
同一周波数の書込周波数で順次記憶し、この記憶した各
サンプリングデータを前記書込周波数より低い読出周波
数で順次出力するＦＩＦＯ型レジスタと、前記サンプリ
ング周波数でデジタル化された参照エコー信号の参照波
形を記憶する参照波形レジスタと、前記ＦＩＦＯ型レジ
スタから順次出力されるエコー信号の波形と前記参照波
形レジスタに記憶された参照波形との間の相関波形を算
出するデジタル相関演算回路と、このデジタル相関演算
回路から出力される相関波形を含むエコー信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換手段とを備えた超音波信号
処理装置。 - 【請求項２】 被検体に超音波パルスを送波し底面及び
入射面からの各エコーを受波してエコー相互間の時間差
から前記被検体の厚みを求める超音波厚み計において、 前記超音波を送受信する超音波送受信部から出力される
前記各エコーを含むエコー信号を所定のサンプリング周
波数でデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、この
Ａ／Ｄ変換手段から出力されるエコー信号の各サンプリ
ングデータを前記サンプリング周波数と同一周波数の書
込周波数で順次記憶し、この記憶した各サンプリングデ
ータを前記書込周波数より低い読出周波数で順次出力す
るＦＩＦＯ型レジスタと、前記サンプリング周波数でデ
ジタル化された参照エコーの参照波形を記憶する参照波
形レジスタと、前記ＦＩＦＯ型レジスタから順次出力さ
れるエコー信号の各エコーの波形と前記参照波形レジス
タに記憶された各参照波形との間の各相関波形を算出す
るデジタル相関演算回路と、このデジタル相関演算回路
から出力される各相関波形を含むエコー信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、このＤ／Ａ変換手段
から出力されたエコー信号に含まれる相関波形相互間の
時間差から前記被検体の厚みを算出する厚み算出手段と
を備えた超音波厚み計。 - 【請求項３】 前記厚み算出手段は、前記Ｄ／Ａ変換手
段から出力されたエコー信号を整流する整流器と、この
整流器の出力信号を包絡線検波する包絡線検波器と、こ
の包絡線検波器の出力信号を微分する微分回路と、この
微分回路の出力信号の前記各相関波形に対応する各零ク
ロス点を検出する零クロス点検出回路と、この零クロス
点検出回路にて検出された各零クロス点相互間の時間差
を計測する時間計測回路と、この時間計測回路にて測定
された時間差及び前記被検体内の音速から前記厚みを算
出する厚み算出回路とで構成された請求項２記載の超音
波厚み計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4318801A JPH0658751A (ja) | 1992-06-09 | 1992-11-27 | 超音波信号処理装置及び超音波厚み計 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14927992 | 1992-06-09 | ||
| JP4-149279 | 1992-06-09 | ||
| JP4318801A JPH0658751A (ja) | 1992-06-09 | 1992-11-27 | 超音波信号処理装置及び超音波厚み計 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0658751A true JPH0658751A (ja) | 1994-03-04 |
Family
ID=26479220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4318801A Pending JPH0658751A (ja) | 1992-06-09 | 1992-11-27 | 超音波信号処理装置及び超音波厚み計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0658751A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004053385A (ja) * | 2002-07-19 | 2004-02-19 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 気体濃度計測装置および気体濃度計測方法 |
| JP2007322194A (ja) * | 2006-05-31 | 2007-12-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 流体の流れ計測装置 |
| JP2009511904A (ja) * | 2005-10-14 | 2009-03-19 | オリンパス・エヌ・ディー・ティー | ダイナミックレンジの広いアナログ−ディジタル変換システムを使用した超音波故障検出システム |
| CN103033154A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-10 | 北京工业大学 | 一种用于提高超声检测时间分辨率的自回归谱分析方法 |
| WO2019069804A1 (ja) | 2017-10-04 | 2019-04-11 | 上田日本無線株式会社 | 伝搬時間測定器、気体濃度測定装置、伝搬時間測定プログラム、および伝搬時間測定方法 |
| CN109765300A (zh) * | 2019-01-30 | 2019-05-17 | 清华大学 | 金属管道剩余壁厚的检测方法及装置 |
-
1992
- 1992-11-27 JP JP4318801A patent/JPH0658751A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004053385A (ja) * | 2002-07-19 | 2004-02-19 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 気体濃度計測装置および気体濃度計測方法 |
| JP2009511904A (ja) * | 2005-10-14 | 2009-03-19 | オリンパス・エヌ・ディー・ティー | ダイナミックレンジの広いアナログ−ディジタル変換システムを使用した超音波故障検出システム |
| JP2007322194A (ja) * | 2006-05-31 | 2007-12-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 流体の流れ計測装置 |
| CN103033154A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-10 | 北京工业大学 | 一种用于提高超声检测时间分辨率的自回归谱分析方法 |
| CN103033154B (zh) * | 2012-12-21 | 2015-06-03 | 北京工业大学 | 一种用于提高超声检测时间分辨率的自回归谱分析方法 |
| WO2019069804A1 (ja) | 2017-10-04 | 2019-04-11 | 上田日本無線株式会社 | 伝搬時間測定器、気体濃度測定装置、伝搬時間測定プログラム、および伝搬時間測定方法 |
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| CN109765300A (zh) * | 2019-01-30 | 2019-05-17 | 清华大学 | 金属管道剩余壁厚的检测方法及装置 |
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