JPH06351231A - Dc/dcコンバータ - Google Patents
Dc/dcコンバータInfo
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- JPH06351231A JPH06351231A JP5138573A JP13857393A JPH06351231A JP H06351231 A JPH06351231 A JP H06351231A JP 5138573 A JP5138573 A JP 5138573A JP 13857393 A JP13857393 A JP 13857393A JP H06351231 A JPH06351231 A JP H06351231A
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- Japan
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- current
- voltage
- converter
- output voltage
- coil
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/625—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc
- G05F1/652—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc using variable impedances in parallel with the load as final control devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 起動時間が早く、かつ負荷変動に対しても出
力電圧の変動の少ない電流モード型DC/DCコンバー
タを提供する。 【構成】 コンバーターの出力にて充電されるコンデン
サーの出力電圧が所定値以下の時にはコンデンサーの出
力電圧に基づくコイル電流値の決定を禁止し、所定値を
越えた後にコンデンサーの出力電圧に基づくコイル電流
を供給するコイル電流制御手段を設ける。
力電圧の変動の少ない電流モード型DC/DCコンバー
タを提供する。 【構成】 コンバーターの出力にて充電されるコンデン
サーの出力電圧が所定値以下の時にはコンデンサーの出
力電圧に基づくコイル電流値の決定を禁止し、所定値を
越えた後にコンデンサーの出力電圧に基づくコイル電流
を供給するコイル電流制御手段を設ける。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、電池等の直流電源から
所定の出力電圧を得る為のDC/DCコンバータに関す
るものである。
所定の出力電圧を得る為のDC/DCコンバータに関す
るものである。
【0002】
【従来の技術】従来、DC/DCコンバータは電池ある
いは直流電源が投載されるシステムにおいては広く使用
されている。これらのDC/DCコンバータの例を図1
0に示す。この例は、昇圧型DC/DCコンバータの例
であり、電源1に直列にコイル2とスイッチング素子5
が接続されている。また、コイル2とスイッチング素子
5との接続点にはダイオード3のアノードが接続され、
またダイオード3のカソードと電源のマイナス側にはコ
ンデンサ4が接続されている。これらのDC/DCコン
バータにおいて、スイッチング素子5がオンされると、
電源1、コイル2、スイッチングトランジスタ5の経路
で電流が流れ、オフされると電源1、コイル2、ダイオ
ード3、コンデンサ4の経路で電流が流れ、コンデンサ
4にエネルギーが蓄積される。この動作は、出力電圧が
所定の電圧になるまでくり返され、所定の電圧になると
この動作は中止し、出力電圧が低下してくると再びくり
返して、出力電圧を一定に保っている。
いは直流電源が投載されるシステムにおいては広く使用
されている。これらのDC/DCコンバータの例を図1
0に示す。この例は、昇圧型DC/DCコンバータの例
であり、電源1に直列にコイル2とスイッチング素子5
が接続されている。また、コイル2とスイッチング素子
5との接続点にはダイオード3のアノードが接続され、
またダイオード3のカソードと電源のマイナス側にはコ
ンデンサ4が接続されている。これらのDC/DCコン
バータにおいて、スイッチング素子5がオンされると、
電源1、コイル2、スイッチングトランジスタ5の経路
で電流が流れ、オフされると電源1、コイル2、ダイオ
ード3、コンデンサ4の経路で電流が流れ、コンデンサ
4にエネルギーが蓄積される。この動作は、出力電圧が
所定の電圧になるまでくり返され、所定の電圧になると
この動作は中止し、出力電圧が低下してくると再びくり
返して、出力電圧を一定に保っている。
【0003】この様なDC/DCコンバータにおいて、
スイッチングトランジスタのオン/オフが出力電圧によ
って決定する為、それに伴なう電源変動を予想しにくい
という欠点があった。その為に、低周波から高周波まで
対応したフィルター回路が必要となり、非常に複雑でか
つ高価で多くのスペースを必要とし、簡易な製品、小型
化をめざす製品には不向きであった。またフィルター回
路を簡略化すると、たとえばカメラ等にこのDC/DC
コンバータが投載された場合にAFの精度が著しくくる
ったり、またリモコン等の信号を誤って受け付けたり、
受け付けなくなったりして必要な機能が十分に引き出す
ことができなかった。
スイッチングトランジスタのオン/オフが出力電圧によ
って決定する為、それに伴なう電源変動を予想しにくい
という欠点があった。その為に、低周波から高周波まで
対応したフィルター回路が必要となり、非常に複雑でか
つ高価で多くのスペースを必要とし、簡易な製品、小型
化をめざす製品には不向きであった。またフィルター回
路を簡略化すると、たとえばカメラ等にこのDC/DC
コンバータが投載された場合にAFの精度が著しくくる
ったり、またリモコン等の信号を誤って受け付けたり、
受け付けなくなったりして必要な機能が十分に引き出す
ことができなかった。
【0004】これを解決する為にスイッチング素子のオ
ンオフ時間を出力電圧によって変えるPWM型DC/D
Cコンバータや、出力電圧と目標設定電圧との差に相等
したコイル電流を流す電流モード型DC/DCコンバー
タが提案され製品化している。これらのDC/DCコン
バータにおいて、特に電流モード型DC/DCコンバー
タはPWM型DC/DCコンバータよりもオン時間をリ
ニアに制御できる為、電源電圧変動を抑制することがで
き、複雑で高価なフィルター回路を必要としなくなって
いる。さらにこの電流モード型DC/DCコンバータは
出力電流と目標設定電流との差に対応した電流をコイル
に流すことができる為コイルに過大な電流を流すことが
なくなり、例えばコイル等の変更が生じた場合でも、ス
イッチングの周波数やオン時間をいちいち設定し直さな
くても、コイル電流を検出している部分のみを変えるだ
けで済むという利点がある。
ンオフ時間を出力電圧によって変えるPWM型DC/D
Cコンバータや、出力電圧と目標設定電圧との差に相等
したコイル電流を流す電流モード型DC/DCコンバー
タが提案され製品化している。これらのDC/DCコン
バータにおいて、特に電流モード型DC/DCコンバー
タはPWM型DC/DCコンバータよりもオン時間をリ
ニアに制御できる為、電源電圧変動を抑制することがで
き、複雑で高価なフィルター回路を必要としなくなって
いる。さらにこの電流モード型DC/DCコンバータは
出力電流と目標設定電流との差に対応した電流をコイル
に流すことができる為コイルに過大な電流を流すことが
なくなり、例えばコイル等の変更が生じた場合でも、ス
イッチングの周波数やオン時間をいちいち設定し直さな
くても、コイル電流を検出している部分のみを変えるだ
けで済むという利点がある。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この電
流モード型DC/DCコンバータにおいても、出力電圧
と目標設定電圧との差に相等した電流をコイルに流すと
いう構成である為出力電圧がOVからの立上りは従来の
DC/DCコンバータに比べて遅くなっている。また負
荷が変動した際の出力電圧のレギュレート性は、負荷電
流がコイル側より供給される電流とつり合った点での出
力電圧になる為、目標設定電圧に対し、負荷をとればと
る程、電圧が低下するという欠点を持っていた。
流モード型DC/DCコンバータにおいても、出力電圧
と目標設定電圧との差に相等した電流をコイルに流すと
いう構成である為出力電圧がOVからの立上りは従来の
DC/DCコンバータに比べて遅くなっている。また負
荷が変動した際の出力電圧のレギュレート性は、負荷電
流がコイル側より供給される電流とつり合った点での出
力電圧になる為、目標設定電圧に対し、負荷をとればと
る程、電圧が低下するという欠点を持っていた。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来例の
欠点を鑑み、電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価
な電源フィルターのみで良い電流モード型DC/DCコ
ンバータで、しかも、DC/DCコンバータの起動時間
の早い、あるいは負荷が変動しても出力電圧があまり変
動しない電流モード型DC/DCコンバータを提供する
ものである。
欠点を鑑み、電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価
な電源フィルターのみで良い電流モード型DC/DCコ
ンバータで、しかも、DC/DCコンバータの起動時間
の早い、あるいは負荷が変動しても出力電圧があまり変
動しない電流モード型DC/DCコンバータを提供する
ものである。
【0007】
【実施例】図1は本発明の特徴を最も良く表わすブロッ
ク図である。同図において1は電源であるところの電
池、2は電池1に接続され所定のインダクタンスを有す
るコイル、3はコイル2の他端に接続された逆流防止用
ダイオード、4はダイオード3のカソード側に接続され
たコンデンサ、5はコイル2をオン/オフさせる為のス
イッチングトランジスタ、6はスイッチングトランジス
タ5に流れる電流を検出する抵抗、7はダイオード3お
よびコンデンサ4に接続され出力電圧V0 を平滑するフ
ィルター手段、8は出力電圧V0 の電圧を検出する出力
電圧検出手段、9は出力電圧検出手段8からの信号を受
けて目標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電
流に変換するとともに、電流検出用抵抗6からの出力が
前記最大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比
較手段、10は前記電流検出比較手段によるDC/DC
コンバータの駆動停止を阻止する電流モード駆動阻止手
段、11はDC/DCコンバータ用の発振回路12、分
周回路13、最大デューティを設定する回路14および
直接スイッチングトランジスタ5を駆動する駆動回路1
5等を含む駆動制御手段である。
ク図である。同図において1は電源であるところの電
池、2は電池1に接続され所定のインダクタンスを有す
るコイル、3はコイル2の他端に接続された逆流防止用
ダイオード、4はダイオード3のカソード側に接続され
たコンデンサ、5はコイル2をオン/オフさせる為のス
イッチングトランジスタ、6はスイッチングトランジス
タ5に流れる電流を検出する抵抗、7はダイオード3お
よびコンデンサ4に接続され出力電圧V0 を平滑するフ
ィルター手段、8は出力電圧V0 の電圧を検出する出力
電圧検出手段、9は出力電圧検出手段8からの信号を受
けて目標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電
流に変換するとともに、電流検出用抵抗6からの出力が
前記最大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比
較手段、10は前記電流検出比較手段によるDC/DC
コンバータの駆動停止を阻止する電流モード駆動阻止手
段、11はDC/DCコンバータ用の発振回路12、分
周回路13、最大デューティを設定する回路14および
直接スイッチングトランジスタ5を駆動する駆動回路1
5等を含む駆動制御手段である。
【0008】以上の様に構成されたブロック図の動作を
図2のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のDC/DCコンバータの起動スイッチがオンされると
DC/DCコンバータは動作を開始し(#101)、駆
動制御手段内にある発振回路12が発振を開始する(#
102)。すると、その分周回路13、最大デューティ
設定回路14を経て、実際の駆動回路15によりスイッ
チングトランジスタ5はオンする(#103)。これと
同時に出力電圧検出手段8にてDC/DCコンバータの
出力電圧V0 が所定の電圧を越えたか否か検出される
(#104)。ここで所定電圧以下の場合は#112に
進む。このためDC/DCコンバータが起動開始直後に
はDC/DCコンバータの出力電圧V0 が所定電圧以下
であるので駆動制御手段11は電流モード駆動阻止手段
10の出力信号により電流検出、比較手段9からの出力
信号による制御を禁止して、即ち#105、106によ
り制御を禁止して最大デューティ設定回路13にて決め
られた最大オン時間だけスイッチングトランジスタ5を
オンさせる(#112)。
図2のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のDC/DCコンバータの起動スイッチがオンされると
DC/DCコンバータは動作を開始し(#101)、駆
動制御手段内にある発振回路12が発振を開始する(#
102)。すると、その分周回路13、最大デューティ
設定回路14を経て、実際の駆動回路15によりスイッ
チングトランジスタ5はオンする(#103)。これと
同時に出力電圧検出手段8にてDC/DCコンバータの
出力電圧V0 が所定の電圧を越えたか否か検出される
(#104)。ここで所定電圧以下の場合は#112に
進む。このためDC/DCコンバータが起動開始直後に
はDC/DCコンバータの出力電圧V0 が所定電圧以下
であるので駆動制御手段11は電流モード駆動阻止手段
10の出力信号により電流検出、比較手段9からの出力
信号による制御を禁止して、即ち#105、106によ
り制御を禁止して最大デューティ設定回路13にて決め
られた最大オン時間だけスイッチングトランジスタ5を
オンさせる(#112)。
【0009】その間、コイルに流れる電流Iは I=VBAT/L×tON (1) にて示される式に概略そって突入電流が流れる。ここで
Iは、コイル電流、Lはコイルのインダクタンス、V
BATは電源電圧、tONはスイッチングトランジスタがオ
ンしている時間である。
Iは、コイル電流、Lはコイルのインダクタンス、V
BATは電源電圧、tONはスイッチングトランジスタがオ
ンしている時間である。
【0010】最大オン時間が経過すると(#112)、
駆動回路15によりスイッチングトランジスタ5はオフ
される(#108)。するとコイル2は電流を流そうと
働き、ダイオード3を介してコンデンサ4側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
駆動回路15によりスイッチングトランジスタ5はオフ
される(#108)。するとコイル2は電流を流そうと
働き、ダイオード3を介してコンデンサ4側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
【0011】最大デューティ設定回路14にて所定のオ
フ時間が経過すると(#109)、DC/DCコンバー
タがひき続いて動作する場合には(#110)、再びス
イッチングトランジスタ5がオンする(#103)。そ
して再び出力電圧検出回路8にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され(#104)、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
フ時間が経過すると(#109)、DC/DCコンバー
タがひき続いて動作する場合には(#110)、再びス
イッチングトランジスタ5がオンする(#103)。そ
して再び出力電圧検出回路8にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され(#104)、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
【0012】これらの動作が何回かくり返されると、出
力電圧V0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路8では所定電圧以上になっているかどうか検出され
(#104)、所定電圧以上であれば今度はステップ#
105に進み、阻止手段10による比較手段9の制御の
禁止を解除する。#105では電流検出・比較手段9に
より現在の出力電圧V0 と目標の設定電圧との差を求
め、これに相当した最大許容突入電流値を設定する(#
105)。この電流とコイル電流((1)式 )とを比
較し(#106)、コイル電流の方が最大許容突入電流
よりも小さい場合にはステップ#107に進み、最大デ
ューティ設定回路14にて定められた最大オン時間以内
かどうか判定され(#107)、最大オン時間以内であ
れば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較される
(#106)。このコイル電流は式1によりtONに比例
するのでこの動作がくり返されるにつれて徐々に大きく
なっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突入電
流値を越えた場合(#106)あるいは最大許容突入電
流を越えないで最大オン時間が経過した場合(#10
7)、スイッチングトランジスタ5がオフされ(#10
8)、以下同様の動作をくり返す。
力電圧V0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路8では所定電圧以上になっているかどうか検出され
(#104)、所定電圧以上であれば今度はステップ#
105に進み、阻止手段10による比較手段9の制御の
禁止を解除する。#105では電流検出・比較手段9に
より現在の出力電圧V0 と目標の設定電圧との差を求
め、これに相当した最大許容突入電流値を設定する(#
105)。この電流とコイル電流((1)式 )とを比
較し(#106)、コイル電流の方が最大許容突入電流
よりも小さい場合にはステップ#107に進み、最大デ
ューティ設定回路14にて定められた最大オン時間以内
かどうか判定され(#107)、最大オン時間以内であ
れば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較される
(#106)。このコイル電流は式1によりtONに比例
するのでこの動作がくり返されるにつれて徐々に大きく
なっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突入電
流値を越えた場合(#106)あるいは最大許容突入電
流を越えないで最大オン時間が経過した場合(#10
7)、スイッチングトランジスタ5がオフされ(#10
8)、以下同様の動作をくり返す。
【0013】尚、出力電圧が目標の設定電圧に近づくに
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に(#107)、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え(#106)、この信号
によりスイッチングトランジスタ5はオフされる。
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に(#107)、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え(#106)、この信号
によりスイッチングトランジスタ5はオフされる。
【0014】図3に本発明の電流検出・比較手段の最大
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
【0015】ここで1点破線は従来の電流モード型DC
/DCコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるDC/DCコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は(式1)にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ5が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型DC/D
Cコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。出力電圧が所定電圧以上になると通常の電流モ
ード型DC/DCコンバータと同様の動作となるので、
きめ細かな制御が可能となり、リップルの小さいあるい
は簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができる
ようになる。
/DCコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるDC/DCコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は(式1)にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ5が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型DC/D
Cコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。出力電圧が所定電圧以上になると通常の電流モ
ード型DC/DCコンバータと同様の動作となるので、
きめ細かな制御が可能となり、リップルの小さいあるい
は簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができる
ようになる。
【0016】図4は本発明の特徴を最も良く表わす別の
ブロック図である。同図において1は電源であるところ
の電池、2は電池1に接続され所定のインダクタンスを
有するコイル、3はコイル2の他端に接続された逆流防
止用ダイオード、4はダイオード3に接続されたコンデ
ンサー、5はコイル2をオン/オフさせる為のスイッチ
ングトランジスタ、6はスイッチングトランジスタ5に
流れる電流を検出する抵抗、7はダイオード3およびコ
ンデンサ4に接続され出力電圧V0 を平滑するフィルタ
ー手段、8は出力電圧V0 の電圧を検出する出力電圧検
出手段、9は出力電圧検出手段8からの信号を受けて目
標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電流に変
換するとともに、電流検出用抵抗6からの出力が前記最
大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比較手
段、11はDC/DCコンバータ用の発振回路12、分
周回路13、最大デューティを設定する回路14、およ
び直接スイッチングトランジスタ5を駆動する駆動回路
15等を含む駆動制御手段である。
ブロック図である。同図において1は電源であるところ
の電池、2は電池1に接続され所定のインダクタンスを
有するコイル、3はコイル2の他端に接続された逆流防
止用ダイオード、4はダイオード3に接続されたコンデ
ンサー、5はコイル2をオン/オフさせる為のスイッチ
ングトランジスタ、6はスイッチングトランジスタ5に
流れる電流を検出する抵抗、7はダイオード3およびコ
ンデンサ4に接続され出力電圧V0 を平滑するフィルタ
ー手段、8は出力電圧V0 の電圧を検出する出力電圧検
出手段、9は出力電圧検出手段8からの信号を受けて目
標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電流に変
換するとともに、電流検出用抵抗6からの出力が前記最
大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比較手
段、11はDC/DCコンバータ用の発振回路12、分
周回路13、最大デューティを設定する回路14、およ
び直接スイッチングトランジスタ5を駆動する駆動回路
15等を含む駆動制御手段である。
【0017】以上の様に構成されたブロック図の動作を
図5のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のDC/DCコンバータの起動スイッチがオンされる
と、DC/DCコンバータは動作を開始し(#20
1)、駆動制御手段11内にある発振回路13が発振を
開始する(#202)。するとその分周回路13、最大
デューティ設定回路14を経て、実際の駆動回路15に
よりスイッチングトランジスタ5はオンする(#20
3)。これと同時に出力電圧検出手段8にてDC/DC
コンバータの出力電圧V0 が所定の電圧を越えたか否か
検出される(#204)。ここで所定電圧以下の場合、
すなわちDC/DCコンバータが起動開始直後には出力
電圧検出手段8の出力により電流検出比較手段9内で現
在の出力電圧に対する最大許容突入電流を無限大に、あ
るいは比較手段の動作即ち、#205、206の動作を
禁止させ#212に進ませる。駆動制御手段11は、最
大デューティ設定回路13にて決められた最大オン時間
だけスイッチングトランジスタ5をオンさせる(#21
2)。
図5のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のDC/DCコンバータの起動スイッチがオンされる
と、DC/DCコンバータは動作を開始し(#20
1)、駆動制御手段11内にある発振回路13が発振を
開始する(#202)。するとその分周回路13、最大
デューティ設定回路14を経て、実際の駆動回路15に
よりスイッチングトランジスタ5はオンする(#20
3)。これと同時に出力電圧検出手段8にてDC/DC
コンバータの出力電圧V0 が所定の電圧を越えたか否か
検出される(#204)。ここで所定電圧以下の場合、
すなわちDC/DCコンバータが起動開始直後には出力
電圧検出手段8の出力により電流検出比較手段9内で現
在の出力電圧に対する最大許容突入電流を無限大に、あ
るいは比較手段の動作即ち、#205、206の動作を
禁止させ#212に進ませる。駆動制御手段11は、最
大デューティ設定回路13にて決められた最大オン時間
だけスイッチングトランジスタ5をオンさせる(#21
2)。
【0018】その間、コイルに流れる電流Iは上記(式
1)にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
1)にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
【0019】最大オン時間が経過すると(#212)、
駆動回路15によりスイッチングトランジスタ5はオフ
される(#208)。するとコイル2は電流を流そうと
働き、ダイオード3を介してコンデンサ4側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
駆動回路15によりスイッチングトランジスタ5はオフ
される(#208)。するとコイル2は電流を流そうと
働き、ダイオード3を介してコンデンサ4側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
【0020】最大デューティ設定回路14にて所定のオ
フ時間が経過すると(#209)、DC/DCコンバー
タがひき続いて動作する場合には(#210)、再びス
イッチングトランジスタ5がオンする(#203)。そ
して再び出力電圧検出回路8にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され(#204)、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
フ時間が経過すると(#209)、DC/DCコンバー
タがひき続いて動作する場合には(#210)、再びス
イッチングトランジスタ5がオンする(#203)。そ
して再び出力電圧検出回路8にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され(#204)、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
【0021】これらの動作が何回かくり返されると、出
力電圧V0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路8では所定電圧以上になっているかどうか検出され
(#204)、所定電圧以上であれば今度はステップ#
205に進む。#205では、電流検出比較手段9によ
り現在の出力電圧V0 と所定電圧との差及び目標の設定
電圧と所定電圧との差を求め、これに相当した最大許容
突入電流値を設定する(#205)。つまり、所定電圧
以上になってはじめて最大許容突入電流が減ってくる。
これを図6を用いて後述する。この電流とコイル電流と
を比較し(#206)、コイル電流の方が最大許容突入
電流よりも小さい場合にはステップ#207に進み、最
大デューティ設定回路14にて定められた最大オン時間
以内かどうか判定され(#207)、最大オン時間以内
であれば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較さ
れる(#206)。このコイル電流は式1によりtONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなってゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突
入電流値を越えた場合(#206)あるいは最大許容突
入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合(#2
07)、スイッチングトランジスタ5がオフされ(#2
08)、以下同様の動作をくり返す。
力電圧V0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路8では所定電圧以上になっているかどうか検出され
(#204)、所定電圧以上であれば今度はステップ#
205に進む。#205では、電流検出比較手段9によ
り現在の出力電圧V0 と所定電圧との差及び目標の設定
電圧と所定電圧との差を求め、これに相当した最大許容
突入電流値を設定する(#205)。つまり、所定電圧
以上になってはじめて最大許容突入電流が減ってくる。
これを図6を用いて後述する。この電流とコイル電流と
を比較し(#206)、コイル電流の方が最大許容突入
電流よりも小さい場合にはステップ#207に進み、最
大デューティ設定回路14にて定められた最大オン時間
以内かどうか判定され(#207)、最大オン時間以内
であれば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較さ
れる(#206)。このコイル電流は式1によりtONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなってゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突
入電流値を越えた場合(#206)あるいは最大許容突
入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合(#2
07)、スイッチングトランジスタ5がオフされ(#2
08)、以下同様の動作をくり返す。
【0022】尚、出力電圧が目標の設定電圧に近づくに
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に(#207)、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え(#206)、この信号
によりスイッチングトランジスタ5はオフされる。
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に(#207)、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え(#206)、この信号
によりスイッチングトランジスタ5はオフされる。
【0023】図6に本発明の電流検出・比較手段の最大
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
【0024】ここで1点破線は従来の電流モード型DC
/DCコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるDC/DCコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は(式1)にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ5が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型DC/D
Cコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。
/DCコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるDC/DCコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は(式1)にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ5が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型DC/D
Cコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。
【0025】また出力電圧が所定値以上になると図5の
#205にて最大許容突入電流が決定されるので最大オ
ン時間でのコイル電流よりも少なくなる。
#205にて最大許容突入電流が決定されるので最大オ
ン時間でのコイル電流よりも少なくなる。
【0026】即ち、目標設定電圧−所定電圧=X1 と出
力電圧−所定電圧=X2 を求め、例えばX1 とX2 の比
に応じてX2 =0の時に最大オン時間での電流値にセッ
トしX2 がX1 に近づけば近づく程電流値を少なくする
様に設定される。
力電圧−所定電圧=X2 を求め、例えばX1 とX2 の比
に応じてX2 =0の時に最大オン時間での電流値にセッ
トしX2 がX1 に近づけば近づく程電流値を少なくする
様に設定される。
【0027】この様に構成されるため従来タイプの電流
モード型DC/DCコンバータよりもゲインが高くな
り、負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷が変
化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特性は
良くなる。つまり負荷電流がI1 からI2 に変化した時
には、従来タイプのDC/DCコンバータではV1 から
V22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のDC/
DCコンバータではV1からV21の出力電圧の変化で済
むようになる。また従来タイプの電流モード型DC/D
Cコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細かな
制御も同様に行なえ、リップルの小さいあるいは簡単で
安価なフィルター手段のみを使うことができるようにな
る。
モード型DC/DCコンバータよりもゲインが高くな
り、負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷が変
化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特性は
良くなる。つまり負荷電流がI1 からI2 に変化した時
には、従来タイプのDC/DCコンバータではV1 から
V22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のDC/
DCコンバータではV1からV21の出力電圧の変化で済
むようになる。また従来タイプの電流モード型DC/D
Cコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細かな
制御も同様に行なえ、リップルの小さいあるいは簡単で
安価なフィルター手段のみを使うことができるようにな
る。
【0028】図7は図4の様に構成されたDC/DCコ
ンバータのさらに別の動作を示す実施例である。
ンバータのさらに別の動作を示す実施例である。
【0029】まず、不図示のDC/DCコンバータの起
動スイッチがオンされると、DC/DCコンバータは動
作を開始し(#301)、駆動制御手段11内にある発
振回路13が発振を開始する(#302)。するとその
分周回路13、最大デューティ設定回路14を経て、実
際の駆動回路15によりスイッチングトランジスタ5は
オンする(#303)。これと同時に、出力電圧検出手
段8にて、DC/DCコンバータの出力電圧V0 が所定
の電圧を越えたか否か検出される(#304)。ここで
所定電圧以下の場合、すなわちDC/DCコンバータが
起動開始直後には出力電圧検出手段8の出力により電流
検出・比較手段9内で現在の出力電圧と目標の設定電
圧、あるいは別の設定電圧との差に相当した最大許容突
入電流を設定する(#312)。
動スイッチがオンされると、DC/DCコンバータは動
作を開始し(#301)、駆動制御手段11内にある発
振回路13が発振を開始する(#302)。するとその
分周回路13、最大デューティ設定回路14を経て、実
際の駆動回路15によりスイッチングトランジスタ5は
オンする(#303)。これと同時に、出力電圧検出手
段8にて、DC/DCコンバータの出力電圧V0 が所定
の電圧を越えたか否か検出される(#304)。ここで
所定電圧以下の場合、すなわちDC/DCコンバータが
起動開始直後には出力電圧検出手段8の出力により電流
検出・比較手段9内で現在の出力電圧と目標の設定電
圧、あるいは別の設定電圧との差に相当した最大許容突
入電流を設定する(#312)。
【0030】一方、コイルに流れる電流Iは、(式1)
にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
【0031】このコイル電流と最大許容突入電流とが比
較され(#306)、コイル電流の方が最大突入電流よ
りも小さい場合にはステップ#307に進み、最大デュ
ーティ設定回路14にて定められた最大オン時間以内か
どうか判定され(#307)、最大オン時間以内であれ
ば再びコイル電流と、最大許容突入電流とが比較される
(#306)。このコイル電流は(式1)によりtONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容
突入電流値を越えた場合(#306)、あるいは、最大
許容突入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合
(#307)には、スイッチングトランジスタ5がオフ
される(#308)。スイッチングトランジスタ5がオ
フされるとコイル2は電流を流そうと働き、ダイオード
3を介してコンデンサ4側に電流が流れる。すると出力
電圧は若干上昇する。
較され(#306)、コイル電流の方が最大突入電流よ
りも小さい場合にはステップ#307に進み、最大デュ
ーティ設定回路14にて定められた最大オン時間以内か
どうか判定され(#307)、最大オン時間以内であれ
ば再びコイル電流と、最大許容突入電流とが比較される
(#306)。このコイル電流は(式1)によりtONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容
突入電流値を越えた場合(#306)、あるいは、最大
許容突入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合
(#307)には、スイッチングトランジスタ5がオフ
される(#308)。スイッチングトランジスタ5がオ
フされるとコイル2は電流を流そうと働き、ダイオード
3を介してコンデンサ4側に電流が流れる。すると出力
電圧は若干上昇する。
【0032】最大デューティ設定回路14にて所定のオ
フ時間が経過すると(#309)、DC/DCコンバー
タがひき続いて動作する場合には(#310)、再びス
イッチングトランジスタ5がオンする(#303)。そ
して再び出力電圧検出回路8にて出力電圧が所定の電圧
以上になっているかどうかが検出され(#304)、所
定電圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
フ時間が経過すると(#309)、DC/DCコンバー
タがひき続いて動作する場合には(#310)、再びス
イッチングトランジスタ5がオンする(#303)。そ
して再び出力電圧検出回路8にて出力電圧が所定の電圧
以上になっているかどうかが検出され(#304)、所
定電圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
【0033】これらの動作が何回かくり返されると、出
力電圧V0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路8では所定電圧以上になっているかどうか検出され
(#304)、所定電圧以上であれば今度はステップ#
305に進む。#305では、現在の出力電圧V0 と所
定電圧との差及び目標の設定電圧と出力電圧との差を求
め、図5の#205と同様にして最大許容突入電流値を
設定する(#305)。つまり出力電圧が所定電圧以上
になると、フィードバックゲインが大きくなり、この電
圧での最大許容突入電流は所定電圧以下での最大許容突
入電流よりも大きくなる。以降、この電流とコイル電流
とを比較し(#306)、最大許容突入電流よりコイル
電流が大きくなった時点、あるいは最大オン時間が経過
した時点(#307)にて、スイッチングトランジスタ
5はオフし(#308)、以下同様の動作をくり返す。
そして目標の設定電圧に出力電圧が近づくにつれ最大許
容突入電流が小さくなり、それと同時にコイル電流も小
さくなる。
力電圧V0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路8では所定電圧以上になっているかどうか検出され
(#304)、所定電圧以上であれば今度はステップ#
305に進む。#305では、現在の出力電圧V0 と所
定電圧との差及び目標の設定電圧と出力電圧との差を求
め、図5の#205と同様にして最大許容突入電流値を
設定する(#305)。つまり出力電圧が所定電圧以上
になると、フィードバックゲインが大きくなり、この電
圧での最大許容突入電流は所定電圧以下での最大許容突
入電流よりも大きくなる。以降、この電流とコイル電流
とを比較し(#306)、最大許容突入電流よりコイル
電流が大きくなった時点、あるいは最大オン時間が経過
した時点(#307)にて、スイッチングトランジスタ
5はオフし(#308)、以下同様の動作をくり返す。
そして目標の設定電圧に出力電圧が近づくにつれ最大許
容突入電流が小さくなり、それと同時にコイル電流も小
さくなる。
【0034】図8に図7での電流検出・比較手段の最大
許容突入電流と現状の出力電圧との相関図を示す。
許容突入電流と現状の出力電圧との相関図を示す。
【0035】ここで1点破線は従来の電流モード型DC
/DCコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは従来の電流モード型DC/DCコンバータの動作
を行ない、所定電圧以上では別のフィードバックゲイン
を持つことになり、再び最大許容突入電流が増加する。
従って、従来タイプの電流モード型DC/DCコンバー
タよりも負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷
が変化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特
性は良くなる。つまり負荷電流がI1 からI2 に変化し
た時には、従来タイプのDC/DCコンバータではV1
からV22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のD
C/DCコンバータではV1 からV21の出力電圧の変化
ですむようになる。また従来タイプの電流モード型DC
/DCコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細
かな制御も同様に行なえ、リップルの小さい、あるいは
簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができるよ
うになる。
/DCコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは従来の電流モード型DC/DCコンバータの動作
を行ない、所定電圧以上では別のフィードバックゲイン
を持つことになり、再び最大許容突入電流が増加する。
従って、従来タイプの電流モード型DC/DCコンバー
タよりも負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷
が変化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特
性は良くなる。つまり負荷電流がI1 からI2 に変化し
た時には、従来タイプのDC/DCコンバータではV1
からV22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のD
C/DCコンバータではV1 からV21の出力電圧の変化
ですむようになる。また従来タイプの電流モード型DC
/DCコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細
かな制御も同様に行なえ、リップルの小さい、あるいは
簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができるよ
うになる。
【0036】図9に図8の相関図のさらに別の電流検出
・比較手段の最大許容突入電流と現状の出力電流との相
関図を示す。
・比較手段の最大許容突入電流と現状の出力電流との相
関図を示す。
【0037】ここでは所定電圧以下の場合のフィードバ
ックゲインを大きくしている点が図8と異なる点であ
る。つまり、現在の出力電圧と、目標の設定電圧より高
い別の設定電圧との差に相当した最大許容突入電流を設
定することにより、図8による利点に加え、従来の電流
モード型DC/DCコンバータよりも立上りが早くなる
という利点も追加される。
ックゲインを大きくしている点が図8と異なる点であ
る。つまり、現在の出力電圧と、目標の設定電圧より高
い別の設定電圧との差に相当した最大許容突入電流を設
定することにより、図8による利点に加え、従来の電流
モード型DC/DCコンバータよりも立上りが早くなる
という利点も追加される。
【0038】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価な電源フィル
ターで良いDC/DCコンバータで、しかも、DC/D
Cコンバータの起動時間の早い、あるいは、負荷が変動
しても出力電圧があまり変動しないレギュレータ特性の
良い電流モード型DC/DCコンバータを実現すること
ができる。
電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価な電源フィル
ターで良いDC/DCコンバータで、しかも、DC/D
Cコンバータの起動時間の早い、あるいは、負荷が変動
しても出力電圧があまり変動しないレギュレータ特性の
良い電流モード型DC/DCコンバータを実現すること
ができる。
【図1】本発明の一実施例を示すDC/DCコンバータ
のブロック図。
のブロック図。
【図2】図1の動作を表わすフローチャートを示す図。
【図3】図2のフローチャートによって表わされる相関
図。
図。
【図4】本発明の他の一実施例を示すブロック図。
【図5】図4の動作を表わすフローチャートを示す図。
【図6】図4のフローチャートによって表わされる相関
図。
図。
【図7】図4の動作を表わす別のフローチャートを示す
図。
図。
【図8】図7のフローチャートによって表わされる相関
図。
図。
【図9】図7のフローチャートによって表わされる別の
相関図。
相関図。
【図10】従来のDC/DCコンバータのブロック図。
1 電源 2 コイル 3 ダイオード 4 コンデンサ 5 スイッチングトランジスタ 6 抵抗 7 フィルター手段 8 出力電圧検出手段 9 電流検出・比較手段 10 電流モード駆動阻止手段 11 駆動制御手段 12 発振回路 13 分周回路 14 最大デューティ設定回路 15 駆動回路
Claims (5)
- 【請求項1】 所定のインダクタンスを有するコイル
と、該コイルに直列接続されオンオフするスイッチング
手段と、該コイルに蓄積されたエネルギーを蓄積する蓄
積手段と、該蓄積手段にて蓄積されたエネルギーに相当
する電圧に対応した電流を前記コイルに流すコイル電流
制御手段を備えたDC/DCコンバータにおいて、前記
蓄積手段にて蓄積されたエネルギーに相当する電圧が所
定電圧以下の時に前記コイル電流制御手段によるコイル
電流の制御を禁止する禁止手段を設けたことを特徴とす
るDC/DCコンバータ。 - 【請求項2】 請求項1のDC/DCコンバータにおい
て、前記蓄積手段にて蓄積されたエネルギーに相当する
電圧が所定電圧以下の時にコイル電流を前記コイル電流
制御手段にて制御されるコイル電流の最大値と同一とす
ることを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 【請求項3】 請求項1のDC/DCコンバータにおい
て、前記コイル電流制御手段は、蓄積されたエネルギー
に相当する電圧と目標設定電圧との差に対応した電流を
流すことを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 【請求項4】 請求項1のDC/DCコンバータにおい
て、前記コイル電流制御手段は、蓄積されたエネルギー
に相当する電圧と前記所定電圧との差に対応した電流を
流すことを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 【請求項5】 請求項4のDC/DCコンバータにおい
て、前記蓄積されたエネルギーに相当する電圧が所定値
以下の時にコイル電流を蓄積されたエネルギーに相当す
る電圧と目標設定電圧との差に対応した電流値とするこ
とを特徴とするDC/DCコンバータ。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5138573A JPH06351231A (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Dc/dcコンバータ |
US08/255,984 US5598092A (en) | 1993-06-10 | 1994-06-08 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5138573A JPH06351231A (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Dc/dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06351231A true JPH06351231A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=15225295
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5138573A Withdrawn JPH06351231A (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Dc/dcコンバータ |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5598092A (ja) |
JP (1) | JPH06351231A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6157182A (en) * | 1995-04-10 | 2000-12-05 | Kabushiki Kaisha Toyoda | DC/DC converter with multiple operating modes |
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---|---|---|---|---|
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JP3657445B2 (ja) * | 1998-01-28 | 2005-06-08 | セイコーインスツル株式会社 | 電子機器 |
DE19933039A1 (de) | 1999-07-15 | 2001-01-18 | Bosch Gmbh Robert | Vorrichtung zur Erzeugung eines Regelsignals für einen Gleichspannungswandler |
US20030030326A1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-13 | Shakti Systems, Inc. | Distributed power and supply architecture |
WO2003041249A1 (en) * | 2001-11-05 | 2003-05-15 | Shakti Systems, Inc. | Dc-dc converter with resonant gate drive |
US6791298B2 (en) * | 2001-11-05 | 2004-09-14 | Shakti Systems, Inc. | Monolithic battery charging device |
JP2004070767A (ja) * | 2002-08-08 | 2004-03-04 | Canon Inc | 制御装置 |
WO2006102929A1 (en) * | 2005-04-01 | 2006-10-05 | Freescale Semiconductor, Inc. | Dc-dc converter soft start circuit using duty cycle limiting |
WO2010111433A2 (en) * | 2009-03-25 | 2010-09-30 | Powergetics, Inc. | Bidirectional energy converter |
CN102497107B (zh) * | 2011-12-09 | 2015-04-01 | 上海新进半导体制造有限公司 | 开关电源控制器及开关电源 |
WO2012105200A1 (ja) * | 2011-01-31 | 2012-08-09 | 新電元工業株式会社 | 力率改善回路 |
US8723499B2 (en) * | 2011-02-24 | 2014-05-13 | Maxim Integrated Products, Inc | Systems and methods for feed-forward control of load current in DC to DC buck converters |
US9864420B2 (en) * | 2014-10-17 | 2018-01-09 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Energy tracking circuit |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP3025904B2 (ja) * | 1990-11-30 | 2000-03-27 | 東洋ゴム工業株式会社 | 防振装置 |
US5097196A (en) * | 1991-05-24 | 1992-03-17 | Rockwell International Corporation | Zero-voltage-switched multiresonant DC to DC converter |
US5122724A (en) * | 1991-07-12 | 1992-06-16 | The Boeing Company | Inrush current limiter |
US5350997A (en) * | 1992-12-16 | 1994-09-27 | International Business Machines Corporation | Step-up voltage converter with overcurrent protection |
US5463306A (en) * | 1993-07-19 | 1995-10-31 | Motorola, Inc. | Apparatus for detecting completion of energy transfer in an inductive DC to DC converter |
US5457379A (en) * | 1993-10-15 | 1995-10-10 | At&T Ipm Corp. | High efficiency switch mode regulator |
-
1993
- 1993-06-10 JP JP5138573A patent/JPH06351231A/ja not_active Withdrawn
-
1994
- 1994-06-08 US US08/255,984 patent/US5598092A/en not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6157182A (en) * | 1995-04-10 | 2000-12-05 | Kabushiki Kaisha Toyoda | DC/DC converter with multiple operating modes |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5598092A (en) | 1997-01-28 |
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