JPH06351231A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH06351231A JPH06351231A JP5138573A JP13857393A JPH06351231A JP H06351231 A JPH06351231 A JP H06351231A JP 5138573 A JP5138573 A JP 5138573A JP 13857393 A JP13857393 A JP 13857393A JP H06351231 A JPH06351231 A JP H06351231A
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- current
- voltage
- converter
- output voltage
- coil
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/625—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc
- G05F1/652—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc using variable impedances in parallel with the load as final control devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 起動時間が早く、かつ負荷変動に対しても出
力電圧の変動の少ない電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タを提供する。 【構成】 コンバーターの出力にて充電されるコンデン
サーの出力電圧が所定値以下の時にはコンデンサーの出
力電圧に基づくコイル電流値の決定を禁止し、所定値を
越えた後にコンデンサーの出力電圧に基づくコイル電流
を供給するコイル電流制御手段を設ける。
力電圧の変動の少ない電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タを提供する。 【構成】 コンバーターの出力にて充電されるコンデン
サーの出力電圧が所定値以下の時にはコンデンサーの出
力電圧に基づくコイル電流値の決定を禁止し、所定値を
越えた後にコンデンサーの出力電圧に基づくコイル電流
を供給するコイル電流制御手段を設ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電池等の直流電源から
所定の出力電圧を得る為のＤＣ／ＤＣコンバータに関す
るものである。
所定の出力電圧を得る為のＤＣ／ＤＣコンバータに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＤＣ／ＤＣコンバータは電池ある
いは直流電源が投載されるシステムにおいては広く使用
されている。これらのＤＣ／ＤＣコンバータの例を図１
０に示す。この例は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの例
であり、電源１に直列にコイル２とスイッチング素子５
が接続されている。また、コイル２とスイッチング素子
５との接続点にはダイオード３のアノードが接続され、
またダイオード３のカソードと電源のマイナス側にはコ
ンデンサ４が接続されている。これらのＤＣ／ＤＣコン
バータにおいて、スイッチング素子５がオンされると、
電源１、コイル２、スイッチングトランジスタ５の経路
で電流が流れ、オフされると電源１、コイル２、ダイオ
ード３、コンデンサ４の経路で電流が流れ、コンデンサ
４にエネルギーが蓄積される。この動作は、出力電圧が
所定の電圧になるまでくり返され、所定の電圧になると
この動作は中止し、出力電圧が低下してくると再びくり
返して、出力電圧を一定に保っている。
いは直流電源が投載されるシステムにおいては広く使用
されている。これらのＤＣ／ＤＣコンバータの例を図１
０に示す。この例は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの例
であり、電源１に直列にコイル２とスイッチング素子５
が接続されている。また、コイル２とスイッチング素子
５との接続点にはダイオード３のアノードが接続され、
またダイオード３のカソードと電源のマイナス側にはコ
ンデンサ４が接続されている。これらのＤＣ／ＤＣコン
バータにおいて、スイッチング素子５がオンされると、
電源１、コイル２、スイッチングトランジスタ５の経路
で電流が流れ、オフされると電源１、コイル２、ダイオ
ード３、コンデンサ４の経路で電流が流れ、コンデンサ
４にエネルギーが蓄積される。この動作は、出力電圧が
所定の電圧になるまでくり返され、所定の電圧になると
この動作は中止し、出力電圧が低下してくると再びくり
返して、出力電圧を一定に保っている。
【０００３】この様なＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
スイッチングトランジスタのオン／オフが出力電圧によ
って決定する為、それに伴なう電源変動を予想しにくい
という欠点があった。その為に、低周波から高周波まで
対応したフィルター回路が必要となり、非常に複雑でか
つ高価で多くのスペースを必要とし、簡易な製品、小型
化をめざす製品には不向きであった。またフィルター回
路を簡略化すると、たとえばカメラ等にこのＤＣ／ＤＣ
コンバータが投載された場合にＡＦの精度が著しくくる
ったり、またリモコン等の信号を誤って受け付けたり、
受け付けなくなったりして必要な機能が十分に引き出す
ことができなかった。
スイッチングトランジスタのオン／オフが出力電圧によ
って決定する為、それに伴なう電源変動を予想しにくい
という欠点があった。その為に、低周波から高周波まで
対応したフィルター回路が必要となり、非常に複雑でか
つ高価で多くのスペースを必要とし、簡易な製品、小型
化をめざす製品には不向きであった。またフィルター回
路を簡略化すると、たとえばカメラ等にこのＤＣ／ＤＣ
コンバータが投載された場合にＡＦの精度が著しくくる
ったり、またリモコン等の信号を誤って受け付けたり、
受け付けなくなったりして必要な機能が十分に引き出す
ことができなかった。
【０００４】これを解決する為にスイッチング素子のオ
ンオフ時間を出力電圧によって変えるＰＷＭ型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータや、出力電圧と目標設定電圧との差に相等
したコイル電流を流す電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タが提案され製品化している。これらのＤＣ／ＤＣコン
バータにおいて、特に電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タはＰＷＭ型ＤＣ／ＤＣコンバータよりもオン時間をリ
ニアに制御できる為、電源電圧変動を抑制することがで
き、複雑で高価なフィルター回路を必要としなくなって
いる。さらにこの電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータは
出力電流と目標設定電流との差に対応した電流をコイル
に流すことができる為コイルに過大な電流を流すことが
なくなり、例えばコイル等の変更が生じた場合でも、ス
イッチングの周波数やオン時間をいちいち設定し直さな
くても、コイル電流を検出している部分のみを変えるだ
けで済むという利点がある。
ンオフ時間を出力電圧によって変えるＰＷＭ型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータや、出力電圧と目標設定電圧との差に相等
したコイル電流を流す電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タが提案され製品化している。これらのＤＣ／ＤＣコン
バータにおいて、特に電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タはＰＷＭ型ＤＣ／ＤＣコンバータよりもオン時間をリ
ニアに制御できる為、電源電圧変動を抑制することがで
き、複雑で高価なフィルター回路を必要としなくなって
いる。さらにこの電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータは
出力電流と目標設定電流との差に対応した電流をコイル
に流すことができる為コイルに過大な電流を流すことが
なくなり、例えばコイル等の変更が生じた場合でも、ス
イッチングの周波数やオン時間をいちいち設定し直さな
くても、コイル電流を検出している部分のみを変えるだ
けで済むという利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この電
流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、出力電圧
と目標設定電圧との差に相等した電流をコイルに流すと
いう構成である為出力電圧がＯＶからの立上りは従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータに比べて遅くなっている。また負
荷が変動した際の出力電圧のレギュレート性は、負荷電
流がコイル側より供給される電流とつり合った点での出
力電圧になる為、目標設定電圧に対し、負荷をとればと
る程、電圧が低下するという欠点を持っていた。
流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、出力電圧
と目標設定電圧との差に相等した電流をコイルに流すと
いう構成である為出力電圧がＯＶからの立上りは従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータに比べて遅くなっている。また負
荷が変動した際の出力電圧のレギュレート性は、負荷電
流がコイル側より供給される電流とつり合った点での出
力電圧になる為、目標設定電圧に対し、負荷をとればと
る程、電圧が低下するという欠点を持っていた。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来例の
欠点を鑑み、電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価
な電源フィルターのみで良い電流モード型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータで、しかも、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時間
の早い、あるいは負荷が変動しても出力電圧があまり変
動しない電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する
ものである。
欠点を鑑み、電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価
な電源フィルターのみで良い電流モード型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータで、しかも、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時間
の早い、あるいは負荷が変動しても出力電圧があまり変
動しない電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する
ものである。
【０００７】
【実施例】図１は本発明の特徴を最も良く表わすブロッ
ク図である。同図において１は電源であるところの電
池、２は電池１に接続され所定のインダクタンスを有す
るコイル、３はコイル２の他端に接続された逆流防止用
ダイオード、４はダイオード３のカソード側に接続され
たコンデンサ、５はコイル２をオン／オフさせる為のス
イッチングトランジスタ、６はスイッチングトランジス
タ５に流れる電流を検出する抵抗、７はダイオード３お
よびコンデンサ４に接続され出力電圧Ｖ0 を平滑するフ
ィルター手段、８は出力電圧Ｖ0 の電圧を検出する出力
電圧検出手段、９は出力電圧検出手段８からの信号を受
けて目標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電
流に変換するとともに、電流検出用抵抗６からの出力が
前記最大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比
較手段、１０は前記電流検出比較手段によるＤＣ／ＤＣ
コンバータの駆動停止を阻止する電流モード駆動阻止手
段、１１はＤＣ／ＤＣコンバータ用の発振回路１２、分
周回路１３、最大デューティを設定する回路１４および
直接スイッチングトランジスタ５を駆動する駆動回路１
５等を含む駆動制御手段である。
ク図である。同図において１は電源であるところの電
池、２は電池１に接続され所定のインダクタンスを有す
るコイル、３はコイル２の他端に接続された逆流防止用
ダイオード、４はダイオード３のカソード側に接続され
たコンデンサ、５はコイル２をオン／オフさせる為のス
イッチングトランジスタ、６はスイッチングトランジス
タ５に流れる電流を検出する抵抗、７はダイオード３お
よびコンデンサ４に接続され出力電圧Ｖ0 を平滑するフ
ィルター手段、８は出力電圧Ｖ0 の電圧を検出する出力
電圧検出手段、９は出力電圧検出手段８からの信号を受
けて目標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電
流に変換するとともに、電流検出用抵抗６からの出力が
前記最大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比
較手段、１０は前記電流検出比較手段によるＤＣ／ＤＣ
コンバータの駆動停止を阻止する電流モード駆動阻止手
段、１１はＤＣ／ＤＣコンバータ用の発振回路１２、分
周回路１３、最大デューティを設定する回路１４および
直接スイッチングトランジスタ５を駆動する駆動回路１
５等を含む駆動制御手段である。
【０００８】以上の様に構成されたブロック図の動作を
図２のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のＤＣ／ＤＣコンバータの起動スイッチがオンされると
ＤＣ／ＤＣコンバータは動作を開始し（＃１０１）、駆
動制御手段内にある発振回路１２が発振を開始する（＃
１０２）。すると、その分周回路１３、最大デューティ
設定回路１４を経て、実際の駆動回路１５によりスイッ
チングトランジスタ５はオンする（＃１０３）。これと
同時に出力電圧検出手段８にてＤＣ／ＤＣコンバータの
出力電圧Ｖ0 が所定の電圧を越えたか否か検出される
（＃１０４）。ここで所定電圧以下の場合は＃１１２に
進む。このためＤＣ／ＤＣコンバータが起動開始直後に
はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ0 が所定電圧以下
であるので駆動制御手段１１は電流モード駆動阻止手段
１０の出力信号により電流検出、比較手段９からの出力
信号による制御を禁止して、即ち＃１０５、１０６によ
り制御を禁止して最大デューティ設定回路１３にて決め
られた最大オン時間だけスイッチングトランジスタ５を
オンさせる（＃１１２）。
図２のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のＤＣ／ＤＣコンバータの起動スイッチがオンされると
ＤＣ／ＤＣコンバータは動作を開始し（＃１０１）、駆
動制御手段内にある発振回路１２が発振を開始する（＃
１０２）。すると、その分周回路１３、最大デューティ
設定回路１４を経て、実際の駆動回路１５によりスイッ
チングトランジスタ５はオンする（＃１０３）。これと
同時に出力電圧検出手段８にてＤＣ／ＤＣコンバータの
出力電圧Ｖ0 が所定の電圧を越えたか否か検出される
（＃１０４）。ここで所定電圧以下の場合は＃１１２に
進む。このためＤＣ／ＤＣコンバータが起動開始直後に
はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ0 が所定電圧以下
であるので駆動制御手段１１は電流モード駆動阻止手段
１０の出力信号により電流検出、比較手段９からの出力
信号による制御を禁止して、即ち＃１０５、１０６によ
り制御を禁止して最大デューティ設定回路１３にて決め
られた最大オン時間だけスイッチングトランジスタ５を
オンさせる（＃１１２）。
【０００９】その間、コイルに流れる電流Ｉは Ｉ＝ＶBAT／Ｌ×ｔON （１） にて示される式に概略そって突入電流が流れる。ここで
Ｉは、コイル電流、Ｌはコイルのインダクタンス、Ｖ
BATは電源電圧、ｔONはスイッチングトランジスタがオ
ンしている時間である。
Ｉは、コイル電流、Ｌはコイルのインダクタンス、Ｖ
BATは電源電圧、ｔONはスイッチングトランジスタがオ
ンしている時間である。
【００１０】最大オン時間が経過すると（＃１１２）、
駆動回路１５によりスイッチングトランジスタ５はオフ
される（＃１０８）。するとコイル２は電流を流そうと
働き、ダイオード３を介してコンデンサ４側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
駆動回路１５によりスイッチングトランジスタ５はオフ
される（＃１０８）。するとコイル２は電流を流そうと
働き、ダイオード３を介してコンデンサ４側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
【００１１】最大デューティ設定回路１４にて所定のオ
フ時間が経過すると（＃１０９）、ＤＣ／ＤＣコンバー
タがひき続いて動作する場合には（＃１１０）、再びス
イッチングトランジスタ５がオンする（＃１０３）。そ
して再び出力電圧検出回路８にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され（＃１０４）、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
フ時間が経過すると（＃１０９）、ＤＣ／ＤＣコンバー
タがひき続いて動作する場合には（＃１１０）、再びス
イッチングトランジスタ５がオンする（＃１０３）。そ
して再び出力電圧検出回路８にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され（＃１０４）、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
【００１２】これらの動作が何回かくり返されると、出
力電圧Ｖ0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路８では所定電圧以上になっているかどうか検出され
（＃１０４）、所定電圧以上であれば今度はステップ＃
１０５に進み、阻止手段１０による比較手段９の制御の
禁止を解除する。＃１０５では電流検出・比較手段９に
より現在の出力電圧Ｖ0 と目標の設定電圧との差を求
め、これに相当した最大許容突入電流値を設定する（＃
１０５）。この電流とコイル電流（（１）式 ）とを比
較し（＃１０６）、コイル電流の方が最大許容突入電流
よりも小さい場合にはステップ＃１０７に進み、最大デ
ューティ設定回路１４にて定められた最大オン時間以内
かどうか判定され（＃１０７）、最大オン時間以内であ
れば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較される
（＃１０６）。このコイル電流は式１によりｔONに比例
するのでこの動作がくり返されるにつれて徐々に大きく
なっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突入電
流値を越えた場合（＃１０６）あるいは最大許容突入電
流を越えないで最大オン時間が経過した場合（＃１０
７）、スイッチングトランジスタ５がオフされ（＃１０
８）、以下同様の動作をくり返す。
力電圧Ｖ0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路８では所定電圧以上になっているかどうか検出され
（＃１０４）、所定電圧以上であれば今度はステップ＃
１０５に進み、阻止手段１０による比較手段９の制御の
禁止を解除する。＃１０５では電流検出・比較手段９に
より現在の出力電圧Ｖ0 と目標の設定電圧との差を求
め、これに相当した最大許容突入電流値を設定する（＃
１０５）。この電流とコイル電流（（１）式 ）とを比
較し（＃１０６）、コイル電流の方が最大許容突入電流
よりも小さい場合にはステップ＃１０７に進み、最大デ
ューティ設定回路１４にて定められた最大オン時間以内
かどうか判定され（＃１０７）、最大オン時間以内であ
れば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較される
（＃１０６）。このコイル電流は式１によりｔONに比例
するのでこの動作がくり返されるにつれて徐々に大きく
なっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突入電
流値を越えた場合（＃１０６）あるいは最大許容突入電
流を越えないで最大オン時間が経過した場合（＃１０
７）、スイッチングトランジスタ５がオフされ（＃１０
８）、以下同様の動作をくり返す。
【００１３】尚、出力電圧が目標の設定電圧に近づくに
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に（＃１０７）、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え（＃１０６）、この信号
によりスイッチングトランジスタ５はオフされる。
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に（＃１０７）、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え（＃１０６）、この信号
によりスイッチングトランジスタ５はオフされる。
【００１４】図３に本発明の電流検出・比較手段の最大
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
【００１５】ここで１点破線は従来の電流モード型ＤＣ
／ＤＣコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるＤＣ／ＤＣコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は（式１）にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ５が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。出力電圧が所定電圧以上になると通常の電流モ
ード型ＤＣ／ＤＣコンバータと同様の動作となるので、
きめ細かな制御が可能となり、リップルの小さいあるい
は簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができる
ようになる。
／ＤＣコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるＤＣ／ＤＣコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は（式１）にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ５が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。出力電圧が所定電圧以上になると通常の電流モ
ード型ＤＣ／ＤＣコンバータと同様の動作となるので、
きめ細かな制御が可能となり、リップルの小さいあるい
は簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができる
ようになる。
【００１６】図４は本発明の特徴を最も良く表わす別の
ブロック図である。同図において１は電源であるところ
の電池、２は電池１に接続され所定のインダクタンスを
有するコイル、３はコイル２の他端に接続された逆流防
止用ダイオード、４はダイオード３に接続されたコンデ
ンサー、５はコイル２をオン／オフさせる為のスイッチ
ングトランジスタ、６はスイッチングトランジスタ５に
流れる電流を検出する抵抗、７はダイオード３およびコ
ンデンサ４に接続され出力電圧Ｖ0 を平滑するフィルタ
ー手段、８は出力電圧Ｖ0 の電圧を検出する出力電圧検
出手段、９は出力電圧検出手段８からの信号を受けて目
標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電流に変
換するとともに、電流検出用抵抗６からの出力が前記最
大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比較手
段、１１はＤＣ／ＤＣコンバータ用の発振回路１２、分
周回路１３、最大デューティを設定する回路１４、およ
び直接スイッチングトランジスタ５を駆動する駆動回路
１５等を含む駆動制御手段である。
ブロック図である。同図において１は電源であるところ
の電池、２は電池１に接続され所定のインダクタンスを
有するコイル、３はコイル２の他端に接続された逆流防
止用ダイオード、４はダイオード３に接続されたコンデ
ンサー、５はコイル２をオン／オフさせる為のスイッチ
ングトランジスタ、６はスイッチングトランジスタ５に
流れる電流を検出する抵抗、７はダイオード３およびコ
ンデンサ４に接続され出力電圧Ｖ0 を平滑するフィルタ
ー手段、８は出力電圧Ｖ0 の電圧を検出する出力電圧検
出手段、９は出力電圧検出手段８からの信号を受けて目
標の出力電圧と実際の出力電圧の差を最大許容電流に変
換するとともに、電流検出用抵抗６からの出力が前記最
大許容電流を越えたかどうか判定する電流検出比較手
段、１１はＤＣ／ＤＣコンバータ用の発振回路１２、分
周回路１３、最大デューティを設定する回路１４、およ
び直接スイッチングトランジスタ５を駆動する駆動回路
１５等を含む駆動制御手段である。
【００１７】以上の様に構成されたブロック図の動作を
図５のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のＤＣ／ＤＣコンバータの起動スイッチがオンされる
と、ＤＣ／ＤＣコンバータは動作を開始し（＃２０
１）、駆動制御手段１１内にある発振回路１３が発振を
開始する（＃２０２）。するとその分周回路１３、最大
デューティ設定回路１４を経て、実際の駆動回路１５に
よりスイッチングトランジスタ５はオンする（＃２０
３）。これと同時に出力電圧検出手段８にてＤＣ／ＤＣ
コンバータの出力電圧Ｖ0 が所定の電圧を越えたか否か
検出される（＃２０４）。ここで所定電圧以下の場合、
すなわちＤＣ／ＤＣコンバータが起動開始直後には出力
電圧検出手段８の出力により電流検出比較手段９内で現
在の出力電圧に対する最大許容突入電流を無限大に、あ
るいは比較手段の動作即ち、＃２０５、２０６の動作を
禁止させ＃２１２に進ませる。駆動制御手段１１は、最
大デューティ設定回路１３にて決められた最大オン時間
だけスイッチングトランジスタ５をオンさせる（＃２１
２）。
図５のフローチャートを用いて説明する。まず、不図示
のＤＣ／ＤＣコンバータの起動スイッチがオンされる
と、ＤＣ／ＤＣコンバータは動作を開始し（＃２０
１）、駆動制御手段１１内にある発振回路１３が発振を
開始する（＃２０２）。するとその分周回路１３、最大
デューティ設定回路１４を経て、実際の駆動回路１５に
よりスイッチングトランジスタ５はオンする（＃２０
３）。これと同時に出力電圧検出手段８にてＤＣ／ＤＣ
コンバータの出力電圧Ｖ0 が所定の電圧を越えたか否か
検出される（＃２０４）。ここで所定電圧以下の場合、
すなわちＤＣ／ＤＣコンバータが起動開始直後には出力
電圧検出手段８の出力により電流検出比較手段９内で現
在の出力電圧に対する最大許容突入電流を無限大に、あ
るいは比較手段の動作即ち、＃２０５、２０６の動作を
禁止させ＃２１２に進ませる。駆動制御手段１１は、最
大デューティ設定回路１３にて決められた最大オン時間
だけスイッチングトランジスタ５をオンさせる（＃２１
２）。
【００１８】その間、コイルに流れる電流Ｉは上記（式
１）にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
１）にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
【００１９】最大オン時間が経過すると（＃２１２）、
駆動回路１５によりスイッチングトランジスタ５はオフ
される（＃２０８）。するとコイル２は電流を流そうと
働き、ダイオード３を介してコンデンサ４側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
駆動回路１５によりスイッチングトランジスタ５はオフ
される（＃２０８）。するとコイル２は電流を流そうと
働き、ダイオード３を介してコンデンサ４側に電流が流
れる。すると出力電圧は若干上昇する。
【００２０】最大デューティ設定回路１４にて所定のオ
フ時間が経過すると（＃２０９）、ＤＣ／ＤＣコンバー
タがひき続いて動作する場合には（＃２１０）、再びス
イッチングトランジスタ５がオンする（＃２０３）。そ
して再び出力電圧検出回路８にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され（＃２０４）、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
フ時間が経過すると（＃２０９）、ＤＣ／ＤＣコンバー
タがひき続いて動作する場合には（＃２１０）、再びス
イッチングトランジスタ５がオンする（＃２０３）。そ
して再び出力電圧検出回路８にて出力電圧が所定電圧以
上になっているかどうか検出され（＃２０４）、所定電
圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
【００２１】これらの動作が何回かくり返されると、出
力電圧Ｖ0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路８では所定電圧以上になっているかどうか検出され
（＃２０４）、所定電圧以上であれば今度はステップ＃
２０５に進む。＃２０５では、電流検出比較手段９によ
り現在の出力電圧Ｖ0 と所定電圧との差及び目標の設定
電圧と所定電圧との差を求め、これに相当した最大許容
突入電流値を設定する（＃２０５）。つまり、所定電圧
以上になってはじめて最大許容突入電流が減ってくる。
これを図６を用いて後述する。この電流とコイル電流と
を比較し（＃２０６）、コイル電流の方が最大許容突入
電流よりも小さい場合にはステップ＃２０７に進み、最
大デューティ設定回路１４にて定められた最大オン時間
以内かどうか判定され（＃２０７）、最大オン時間以内
であれば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較さ
れる（＃２０６）。このコイル電流は式１によりｔONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなってゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突
入電流値を越えた場合（＃２０６）あるいは最大許容突
入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合（＃２
０７）、スイッチングトランジスタ５がオフされ（＃２
０８）、以下同様の動作をくり返す。
力電圧Ｖ0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路８では所定電圧以上になっているかどうか検出され
（＃２０４）、所定電圧以上であれば今度はステップ＃
２０５に進む。＃２０５では、電流検出比較手段９によ
り現在の出力電圧Ｖ0 と所定電圧との差及び目標の設定
電圧と所定電圧との差を求め、これに相当した最大許容
突入電流値を設定する（＃２０５）。つまり、所定電圧
以上になってはじめて最大許容突入電流が減ってくる。
これを図６を用いて後述する。この電流とコイル電流と
を比較し（＃２０６）、コイル電流の方が最大許容突入
電流よりも小さい場合にはステップ＃２０７に進み、最
大デューティ設定回路１４にて定められた最大オン時間
以内かどうか判定され（＃２０７）、最大オン時間以内
であれば再びコイル電流と最大許容突入電流とが比較さ
れる（＃２０６）。このコイル電流は式１によりｔONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなってゆく。そしてコイル電流がこの最大許容突
入電流値を越えた場合（＃２０６）あるいは最大許容突
入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合（＃２
０７）、スイッチングトランジスタ５がオフされ（＃２
０８）、以下同様の動作をくり返す。
【００２２】尚、出力電圧が目標の設定電圧に近づくに
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に（＃２０７）、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え（＃２０６）、この信号
によりスイッチングトランジスタ５はオフされる。
つれ最大許容突入電流値が小さくなってゆき、従って、
最大オン時間経過する前に（＃２０７）、コイル電流が
この最大許容突入電流値を越え（＃２０６）、この信号
によりスイッチングトランジスタ５はオフされる。
【００２３】図６に本発明の電流検出・比較手段の最大
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
許容突入電流と現状の出力電圧との関係図を示す。
【００２４】ここで１点破線は従来の電流モード型ＤＣ
／ＤＣコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるＤＣ／ＤＣコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は（式１）にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ５が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。
／ＤＣコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは電流モードによるＤＣ／ＤＣコンバータ制御を行
なわないので、最大コイル電流は（式１）にて示される
電流が流れる。従って、スイッチングトランジスタ５が
オフした際の電流も従来タイプの電流モード型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータよりも多くなるので、素早い立上りが可能
となる。
【００２５】また出力電圧が所定値以上になると図５の
＃２０５にて最大許容突入電流が決定されるので最大オ
ン時間でのコイル電流よりも少なくなる。
＃２０５にて最大許容突入電流が決定されるので最大オ
ン時間でのコイル電流よりも少なくなる。
【００２６】即ち、目標設定電圧−所定電圧＝Ｘ1 と出
力電圧−所定電圧＝Ｘ2 を求め、例えばＸ1 とＸ2 の比
に応じてＸ2 ＝０の時に最大オン時間での電流値にセッ
トしＸ2 がＸ1 に近づけば近づく程電流値を少なくする
様に設定される。
力電圧−所定電圧＝Ｘ2 を求め、例えばＸ1 とＸ2 の比
に応じてＸ2 ＝０の時に最大オン時間での電流値にセッ
トしＸ2 がＸ1 に近づけば近づく程電流値を少なくする
様に設定される。
【００２７】この様に構成されるため従来タイプの電流
モード型ＤＣ／ＤＣコンバータよりもゲインが高くな
り、負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷が変
化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特性は
良くなる。つまり負荷電流がＩ1 からＩ2 に変化した時
には、従来タイプのＤＣ／ＤＣコンバータではＶ1 から
Ｖ22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のＤＣ／
ＤＣコンバータではＶ1からＶ21の出力電圧の変化で済
むようになる。また従来タイプの電流モード型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細かな
制御も同様に行なえ、リップルの小さいあるいは簡単で
安価なフィルター手段のみを使うことができるようにな
る。
モード型ＤＣ／ＤＣコンバータよりもゲインが高くな
り、負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷が変
化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特性は
良くなる。つまり負荷電流がＩ1 からＩ2 に変化した時
には、従来タイプのＤＣ／ＤＣコンバータではＶ1 から
Ｖ22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のＤＣ／
ＤＣコンバータではＶ1からＶ21の出力電圧の変化で済
むようになる。また従来タイプの電流モード型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細かな
制御も同様に行なえ、リップルの小さいあるいは簡単で
安価なフィルター手段のみを使うことができるようにな
る。
【００２８】図７は図４の様に構成されたＤＣ／ＤＣコ
ンバータのさらに別の動作を示す実施例である。
ンバータのさらに別の動作を示す実施例である。
【００２９】まず、不図示のＤＣ／ＤＣコンバータの起
動スイッチがオンされると、ＤＣ／ＤＣコンバータは動
作を開始し（＃３０１）、駆動制御手段１１内にある発
振回路１３が発振を開始する（＃３０２）。するとその
分周回路１３、最大デューティ設定回路１４を経て、実
際の駆動回路１５によりスイッチングトランジスタ５は
オンする（＃３０３）。これと同時に、出力電圧検出手
段８にて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ0 が所定
の電圧を越えたか否か検出される（＃３０４）。ここで
所定電圧以下の場合、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータが
起動開始直後には出力電圧検出手段８の出力により電流
検出・比較手段９内で現在の出力電圧と目標の設定電
圧、あるいは別の設定電圧との差に相当した最大許容突
入電流を設定する（＃３１２）。
動スイッチがオンされると、ＤＣ／ＤＣコンバータは動
作を開始し（＃３０１）、駆動制御手段１１内にある発
振回路１３が発振を開始する（＃３０２）。するとその
分周回路１３、最大デューティ設定回路１４を経て、実
際の駆動回路１５によりスイッチングトランジスタ５は
オンする（＃３０３）。これと同時に、出力電圧検出手
段８にて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖ0 が所定
の電圧を越えたか否か検出される（＃３０４）。ここで
所定電圧以下の場合、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータが
起動開始直後には出力電圧検出手段８の出力により電流
検出・比較手段９内で現在の出力電圧と目標の設定電
圧、あるいは別の設定電圧との差に相当した最大許容突
入電流を設定する（＃３１２）。
【００３０】一方、コイルに流れる電流Ｉは、（式１）
にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
にて示される式に概略そって突入電流が流れる。
【００３１】このコイル電流と最大許容突入電流とが比
較され（＃３０６）、コイル電流の方が最大突入電流よ
りも小さい場合にはステップ＃３０７に進み、最大デュ
ーティ設定回路１４にて定められた最大オン時間以内か
どうか判定され（＃３０７）、最大オン時間以内であれ
ば再びコイル電流と、最大許容突入電流とが比較される
（＃３０６）。このコイル電流は（式１）によりｔONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容
突入電流値を越えた場合（＃３０６）、あるいは、最大
許容突入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合
（＃３０７）には、スイッチングトランジスタ５がオフ
される（＃３０８）。スイッチングトランジスタ５がオ
フされるとコイル２は電流を流そうと働き、ダイオード
３を介してコンデンサ４側に電流が流れる。すると出力
電圧は若干上昇する。
較され（＃３０６）、コイル電流の方が最大突入電流よ
りも小さい場合にはステップ＃３０７に進み、最大デュ
ーティ設定回路１４にて定められた最大オン時間以内か
どうか判定され（＃３０７）、最大オン時間以内であれ
ば再びコイル電流と、最大許容突入電流とが比較される
（＃３０６）。このコイル電流は（式１）によりｔONに
比例するので、この動作がくり返されるにつれて徐々に
大きくなっていゆく。そしてコイル電流がこの最大許容
突入電流値を越えた場合（＃３０６）、あるいは、最大
許容突入電流を越えないで最大オン時間が経過した場合
（＃３０７）には、スイッチングトランジスタ５がオフ
される（＃３０８）。スイッチングトランジスタ５がオ
フされるとコイル２は電流を流そうと働き、ダイオード
３を介してコンデンサ４側に電流が流れる。すると出力
電圧は若干上昇する。
【００３２】最大デューティ設定回路１４にて所定のオ
フ時間が経過すると（＃３０９）、ＤＣ／ＤＣコンバー
タがひき続いて動作する場合には（＃３１０）、再びス
イッチングトランジスタ５がオンする（＃３０３）。そ
して再び出力電圧検出回路８にて出力電圧が所定の電圧
以上になっているかどうかが検出され（＃３０４）、所
定電圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
フ時間が経過すると（＃３０９）、ＤＣ／ＤＣコンバー
タがひき続いて動作する場合には（＃３１０）、再びス
イッチングトランジスタ５がオンする（＃３０３）。そ
して再び出力電圧検出回路８にて出力電圧が所定の電圧
以上になっているかどうかが検出され（＃３０４）、所
定電圧以下の場合には、同様の動作をくり返す。
【００３３】これらの動作が何回かくり返されると、出
力電圧Ｖ0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路８では所定電圧以上になっているかどうか検出され
（＃３０４）、所定電圧以上であれば今度はステップ＃
３０５に進む。＃３０５では、現在の出力電圧Ｖ0 と所
定電圧との差及び目標の設定電圧と出力電圧との差を求
め、図５の＃２０５と同様にして最大許容突入電流値を
設定する（＃３０５）。つまり出力電圧が所定電圧以上
になると、フィードバックゲインが大きくなり、この電
圧での最大許容突入電流は所定電圧以下での最大許容突
入電流よりも大きくなる。以降、この電流とコイル電流
とを比較し（＃３０６）、最大許容突入電流よりコイル
電流が大きくなった時点、あるいは最大オン時間が経過
した時点（＃３０７）にて、スイッチングトランジスタ
５はオフし（＃３０８）、以下同様の動作をくり返す。
そして目標の設定電圧に出力電圧が近づくにつれ最大許
容突入電流が小さくなり、それと同時にコイル電流も小
さくなる。
力電圧Ｖ0 は徐々に上昇してゆく。すると出力電圧検出
回路８では所定電圧以上になっているかどうか検出され
（＃３０４）、所定電圧以上であれば今度はステップ＃
３０５に進む。＃３０５では、現在の出力電圧Ｖ0 と所
定電圧との差及び目標の設定電圧と出力電圧との差を求
め、図５の＃２０５と同様にして最大許容突入電流値を
設定する（＃３０５）。つまり出力電圧が所定電圧以上
になると、フィードバックゲインが大きくなり、この電
圧での最大許容突入電流は所定電圧以下での最大許容突
入電流よりも大きくなる。以降、この電流とコイル電流
とを比較し（＃３０６）、最大許容突入電流よりコイル
電流が大きくなった時点、あるいは最大オン時間が経過
した時点（＃３０７）にて、スイッチングトランジスタ
５はオフし（＃３０８）、以下同様の動作をくり返す。
そして目標の設定電圧に出力電圧が近づくにつれ最大許
容突入電流が小さくなり、それと同時にコイル電流も小
さくなる。
【００３４】図８に図７での電流検出・比較手段の最大
許容突入電流と現状の出力電圧との相関図を示す。
許容突入電流と現状の出力電圧との相関図を示す。
【００３５】ここで１点破線は従来の電流モード型ＤＣ
／ＤＣコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは従来の電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作
を行ない、所定電圧以上では別のフィードバックゲイン
を持つことになり、再び最大許容突入電流が増加する。
従って、従来タイプの電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タよりも負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷
が変化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特
性は良くなる。つまり負荷電流がＩ1 からＩ2 に変化し
た時には、従来タイプのＤＣ／ＤＣコンバータではＶ1
からＶ22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータではＶ1 からＶ21の出力電圧の変化
ですむようになる。また従来タイプの電流モード型ＤＣ
／ＤＣコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細
かな制御も同様に行なえ、リップルの小さい、あるいは
簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができるよ
うになる。
／ＤＣコンバータの相関曲線であり、実線が本発明の相
関曲線である。この関係図からもわかるように所定電圧
までは従来の電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作
を行ない、所定電圧以上では別のフィードバックゲイン
を持つことになり、再び最大許容突入電流が増加する。
従って、従来タイプの電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバー
タよりも負荷変動に対して急速に応答するし、また負荷
が変化しても出力電圧がさほど変化せずレギュレート特
性は良くなる。つまり負荷電流がＩ1 からＩ2 に変化し
た時には、従来タイプのＤＣ／ＤＣコンバータではＶ1
からＶ22に出力電圧が低下するのに対して、本発明のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータではＶ1 からＶ21の出力電圧の変化
ですむようになる。また従来タイプの電流モード型ＤＣ
／ＤＣコンバータの利点である負荷電流に対してきめ細
かな制御も同様に行なえ、リップルの小さい、あるいは
簡単で安価なフィルター手段のみを使うことができるよ
うになる。
【００３６】図９に図８の相関図のさらに別の電流検出
・比較手段の最大許容突入電流と現状の出力電流との相
関図を示す。
・比較手段の最大許容突入電流と現状の出力電流との相
関図を示す。
【００３７】ここでは所定電圧以下の場合のフィードバ
ックゲインを大きくしている点が図８と異なる点であ
る。つまり、現在の出力電圧と、目標の設定電圧より高
い別の設定電圧との差に相当した最大許容突入電流を設
定することにより、図８による利点に加え、従来の電流
モード型ＤＣ／ＤＣコンバータよりも立上りが早くなる
という利点も追加される。
ックゲインを大きくしている点が図８と異なる点であ
る。つまり、現在の出力電圧と、目標の設定電圧より高
い別の設定電圧との差に相当した最大許容突入電流を設
定することにより、図８による利点に加え、従来の電流
モード型ＤＣ／ＤＣコンバータよりも立上りが早くなる
という利点も追加される。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価な電源フィル
ターで良いＤＣ／ＤＣコンバータで、しかも、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの起動時間の早い、あるいは、負荷が変動
しても出力電圧があまり変動しないレギュレータ特性の
良い電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現すること
ができる。
電源電圧変動の少ない、従って簡単で安価な電源フィル
ターで良いＤＣ／ＤＣコンバータで、しかも、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの起動時間の早い、あるいは、負荷が変動
しても出力電圧があまり変動しないレギュレータ特性の
良い電流モード型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現すること
ができる。
【図１】本発明の一実施例を示すＤＣ／ＤＣコンバータ
のブロック図。
のブロック図。
【図２】図１の動作を表わすフローチャートを示す図。
【図３】図２のフローチャートによって表わされる相関
図。
図。
【図４】本発明の他の一実施例を示すブロック図。
【図５】図４の動作を表わすフローチャートを示す図。
【図６】図４のフローチャートによって表わされる相関
図。
図。
【図７】図４の動作を表わす別のフローチャートを示す
図。
図。
【図８】図７のフローチャートによって表わされる相関
図。
図。
【図９】図７のフローチャートによって表わされる別の
相関図。
相関図。
【図１０】従来のＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図。
１ 電源 ２ コイル ３ ダイオード ４ コンデンサ ５ スイッチングトランジスタ ６ 抵抗 ７ フィルター手段 ８ 出力電圧検出手段 ９ 電流検出・比較手段 １０ 電流モード駆動阻止手段 １１ 駆動制御手段 １２ 発振回路 １３ 分周回路 １４ 最大デューティ設定回路 １５ 駆動回路
Claims (5)
- 【請求項１】 所定のインダクタンスを有するコイル
と、該コイルに直列接続されオンオフするスイッチング
手段と、該コイルに蓄積されたエネルギーを蓄積する蓄
積手段と、該蓄積手段にて蓄積されたエネルギーに相当
する電圧に対応した電流を前記コイルに流すコイル電流
制御手段を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記
蓄積手段にて蓄積されたエネルギーに相当する電圧が所
定電圧以下の時に前記コイル電流制御手段によるコイル
電流の制御を禁止する禁止手段を設けたことを特徴とす
るＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記蓄積手段にて蓄積されたエネルギーに相当する
電圧が所定電圧以下の時にコイル電流を前記コイル電流
制御手段にて制御されるコイル電流の最大値と同一とす
ることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記コイル電流制御手段は、蓄積されたエネルギー
に相当する電圧と目標設定電圧との差に対応した電流を
流すことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 請求項１のＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記コイル電流制御手段は、蓄積されたエネルギー
に相当する電圧と前記所定電圧との差に対応した電流を
流すことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 請求項４のＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記蓄積されたエネルギーに相当する電圧が所定値
以下の時にコイル電流を蓄積されたエネルギーに相当す
る電圧と目標設定電圧との差に対応した電流値とするこ
とを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5138573A JPH06351231A (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US08/255,984 US5598092A (en) | 1993-06-10 | 1994-06-08 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5138573A JPH06351231A (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06351231A true JPH06351231A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=15225295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5138573A Withdrawn JPH06351231A (ja) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5598092A (ja) |
| JP (1) | JPH06351231A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6157182A (en) * | 1995-04-10 | 2000-12-05 | Kabushiki Kaisha Toyoda | DC/DC converter with multiple operating modes |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5959439A (en) * | 1997-05-23 | 1999-09-28 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Monolithic DC to DC converter |
| JP3657445B2 (ja) * | 1998-01-28 | 2005-06-08 | セイコーインスツル株式会社 | 電子機器 |
| DE19933039A1 (de) | 1999-07-15 | 2001-01-18 | Bosch Gmbh Robert | Vorrichtung zur Erzeugung eines Regelsignals für einen Gleichspannungswandler |
| US20030030326A1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-13 | Shakti Systems, Inc. | Distributed power and supply architecture |
| WO2003041249A1 (en) * | 2001-11-05 | 2003-05-15 | Shakti Systems, Inc. | Dc-dc converter with resonant gate drive |
| US6791298B2 (en) * | 2001-11-05 | 2004-09-14 | Shakti Systems, Inc. | Monolithic battery charging device |
| JP2004070767A (ja) * | 2002-08-08 | 2004-03-04 | Canon Inc | 制御装置 |
| WO2006102929A1 (en) * | 2005-04-01 | 2006-10-05 | Freescale Semiconductor, Inc. | Dc-dc converter soft start circuit using duty cycle limiting |
| WO2010111433A2 (en) * | 2009-03-25 | 2010-09-30 | Powergetics, Inc. | Bidirectional energy converter |
| CN102497107B (zh) * | 2011-12-09 | 2015-04-01 | 上海新进半导体制造有限公司 | 开关电源控制器及开关电源 |
| WO2012105200A1 (ja) * | 2011-01-31 | 2012-08-09 | 新電元工業株式会社 | 力率改善回路 |
| US8723499B2 (en) * | 2011-02-24 | 2014-05-13 | Maxim Integrated Products, Inc | Systems and methods for feed-forward control of load current in DC to DC buck converters |
| US9864420B2 (en) * | 2014-10-17 | 2018-01-09 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Energy tracking circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Also Published As
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