JPH0631391U - 無停電電源装置の出力電圧波形歪補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直流電圧の変動による過補償を無くしながら
負荷状態に応じた歪補償を得る。 【構成】 インバータ２から負荷４への負荷電流波形か
ら１チップマイクロコンピュータ１９に負荷電流通流幅
と実効値とピーク値を得て負荷状態（線形負荷，非線形
負荷等）を判別し、この負荷状態に応じた歪補正パター
ンの選択信号を得ると共に電圧制御アンプの制御出力か
ら歪補正量制御信号を得、補正信号発生回路２２は歪補
正パターンの選択信号に応じた歪補正信号を発生し、こ
の信号を歪補正量制御信号に応じてレベル補正して正弦
波発生回路２７からの正弦波信号に加算して乗算器９へ
の正弦波信号とする。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、無停電電源装置の出力電圧波形歪補正回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

無停電電源装置は、停電時にバッテリから電力を供給することにより、停電時 にも安定した電力を負荷に供給する。図４は、従来の無停電電源装置の一例を示 す構成図である。同図において、１は電流電源、２は半導体スイッチ構成のイン バータ、３は該インバータ２のオン／オフ制御で変換された交流出力中の不要周 波数成分（高調波成分）を除去する交流フィルタ、４は負荷である。インバータ ２は、例えばトランジスタやサイリスタ素子Ｓ１〜Ｓ４のブリッジ接続により主 回路が構成されている。

【０００３】 この装置の出力電圧を制御するため、前記交流フィルタ３と負荷４との間に電 圧検出変圧器５が接続され、その検出電圧を整流回路６で整流したのち、基準電 圧設定器７により設定された基準直流電圧と比較する。その偏差量は電圧制御ア ンプ８で増幅され、乗算器９で正弦波発生回路１０からの正弦波の振幅を調整し 、ＰＷＭ信号発生回路１１への制御信号とされる。ＰＷＭ信号発生回路１１はそ の制御信号を搬送波発生回路１２からの搬送波とレベル比較してＰＷＭ信号を発 生し、このＰＷＭ信号で前記インバータ２の半導体スイッチをオン／オフ制御す る。

【０００４】 ここで、負荷４が非線形（コンデンサインプット形ダイオード整流器など）で あるときは、その高調波電流によって出力電圧波形はピーク電圧が抑圧された波 形になって歪みが増加する。この歪みを補償するため、歪補償波形発生回路１３ に正弦波のピーク位相で補正分Ｃｍの波形を発生し、この補正分Ｃｍを正弦波発 生回路１０の出力に加算する。この補正分Ｃｍのレベルは負荷電流Ｉ_Lの大きさ に応じて切替えられる。

【０００５】

【考案が解決しようとする課題】

ところで、従来の無停電電源装置では、バッテリの容量を大きくすることで定 常運転とバッテリ運転の直流電圧の変化を少なくしている。しかしながら、近年 、装置のコンパクト化と低価格が要求される中でバッテリの占める割合は大きく 、回路設計のうえでバッテリ選択の如何によっては定常運転とバッテリ運転の直 流電圧の差を大きくとる場合がある。この場合、直流電圧の変化が大きいので、 インバータの出力電圧を制御するための正弦波ＰＷＭ波形の制御率範囲も大きく なる。図５は、その一例を示す波形図で、折線は搬送波発生回路１２の出力三角 波を示し、曲線は乗算器９の出力正弦波を示している。図中（ａ）は定常運転の 波形を示し、直流電圧が高く、制御率は低い。図中（ｂ）はバッテリ運転時の波 形を示し、直流電圧が低く、制御率は高い場合を示している。図中（ｃ）は、定 常運転で、出力波形に高調波成分が含まれた場合にバンドパスフィルタ１３の出 力信号による出力波形補正分Ｃｍで波形補正した場合を示している。

【０００６】 バッテリを効率よく使用するために、その使用最低電圧までバッテリ運転を行 うと、正弦波ＰＷＭ制御では制御率を制御範囲いっぱいにとる必要があり、従来 例で示した出力波形歪補正を行うと、最大値の正弦波形に出力波形補正分Ｃｍが 加わり図中、（ｄ）に斜線域で示す如くになり、出力波形補正分が正弦波ＰＷＭ 制御の基準正弦波に重畳されるので、正弦波ピーク付近で制御範囲を超過するこ とがあり、出力電圧が正弦波ピーク付近で不安定となる。

【０００７】 また、従来の方法では負荷４として整流器負荷などに限定されるものであり、 負荷４が線形負荷や整流器との混成負荷になるものでは補正分Ｃｍが歪発生原因 となってしまうことがある。

【０００８】 本考案の目的は、直流電圧の変動による過補償を無くしながら負荷状態に応じ た歪補償を得る補正回路を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】

本考案は前記課題の解決を図るため、バッテリを予備電源とするインバータか ら負荷への出力電圧制御信号を電圧制御アンプに得、この制御信号によって振幅 調整された正弦波信号と搬送波信号からインバータのＰＷＭゲート信号を得る無 停電電源装置において、前記インバータから負荷に供給する負荷電流のゼロクロ ス点を検出する一対のコンパレータと、前記負荷電流の実効値を検出する実効値 検出回路と、前記負荷電流のサンプル値を得るサンプルホールド回路と、前記一 対のコンパレータの検出出力から負荷電流の通流幅を求め、この通流幅と前記実 効値検出回路の実効値検出出力とサンプルホールド回路のサンプル値のうちのピ ーク値から前記負荷状態に応じた出力波形歪補正信号のパターン選択信号を得る 手段及び前記電圧制御アンプの制御出力信号から該歪補正信号の補正量制御出力 を得る手段とを有する１チップマイクロコンピュータと、前記パターン選択信号 に応じた歪補正信号を発生し、この歪補正信号のレベルを前記補正量制御出力に 応じて制御する歪補正信号発生回路と、前記インバータの出力周波数に応じた正 弦波信号を発生し、この正弦波信号に前記歪補正信号発生回路からの歪補正信号 を加算して前記電圧制御信号による振幅調整のための正弦波信号とする正弦波信 号発生回路と、を備えたことを特徴とする。

【００１０】

【作用】

負荷電流の通流幅，実効値及びピーク値を１チップマイクロコンピュータにデ ータとして得、これらデータからマイクロコンピュータは負荷状態を判別して該 負荷状態に応じた歪補正パターン信号の選択信号を得、制御電圧アンプの制御出 力からマイクロコンピュータは歪補正信号の補正量を求め、歪補正パターン信号 の選択信号に応じた歪補正信号を補正量に応じてレベル補正した歪補正信号を得 る。

【００１１】

【実施例】

図１は本考案の一実施例を示す回路図であり、図４と同じ機能をもつものは同 一符号で示す。

【００１２】 変流器１４はインバータ２から負荷４へ供給する負荷電流波形を検出する。コ ンパレータ１５，１６は変流器１４の負荷電流波形からゼロクロス検出を行い、 負荷電流の通流幅に相当するタイミング信号を互いに逆極性で得る。

【００１３】 実効値検出器１７は負荷電流波形の実効値を検出する。サンプルホールド回路 １８は負荷電流波形のサンプルホールドを行う。

【００１４】 １チップマイクロコンピュータ１９は、発振器２０をクッロク源とし、負荷状 態及び制御電圧状態から歪補償のための補正制御を行う。負荷状態は、コンパレ ータ１５，１６からのオン・オフタイミング信号入力ＨＳＩ２，ＨＳＩ２と実効 値検出器１７からの実効値（アナログ信号）のディジタル信号変換入力Ａ／Ｄ１ と、サンプルホールド回路１８からのサンプル値（アナログ信号）のディジタル 信号変換入力Ａ／Ｄ２とによって負荷電流通流幅演算と実効値取込みとピーク値 演算を行う。ピーク値は通流幅に相当するサンプル／ホールド信号ＨＳＯの期間 内のサンプル値最大値として求められる。

【００１５】 制御電圧状態は電圧制御アンプ８の出力信号（アナログ）をディジタル信号変 換入力Ａ／Ｄ３として該入力から求める。

【００１６】 マイクロコンピュータ１９は、補正信号出力として補正パターン選択信号Ｃ₁ 〜ＣｎとＰＷＭ波形の補正量調整信号ＣＬを得る。補正パターン選択信号Ｃ₁〜 Ｃｎは、負荷状態に応じた補正信号波形の選択信号になり、この信号はバッファ ２１を通してＲＯＭ構成の補正信号発生回路２２へ補正信号選択入力にされる。

【００１７】 補正信号発生回路２２は複数の補正信号波形が夫々多数のサンプルデータとし て書込まれており、選択された補正信号波形を分周カウンタ２３のカウント値を アドレスとして順次読出し出力する。この出力はラッチ回路２４にラッチされ、 乗算形のＤ／Ａ変換器２５によって補正信号波形（アナログ信号）として取出さ れる。この補正信号波形は、補正量調整信号ＣＬを入力とする積分アンプ２６の 積分出力によってレベル調整される。

【００１８】 ＲＯＭ構成の正弦波信号発生回路２７は分周カウンタ２３を補正信号発生回路 ２２と同期したアドレス信号源として正弦波のサンプル値を順次出力し、この信 号はラッチ回路２８にラッチされ、Ｄ／Ａ変換器２９によって正弦波信号波形（ アナログ信号）として取出される。

【００１９】 Ｄ／Ａ変換器２９の正弦波出力とＤ／Ａ変換器２５の補正信号出力とは加算ア ンプ３０によって加算され、その出力には正弦波に補正信号を重畳した波形を得 、乗算器９の被乗算波形にされる。

【００２０】 １チップマイクロコンピュータ１９による補正処理は図２に示すフローチャー トに従って行われる。コンパレータ１５からの割込みがあったとき（Ｓ１）、マ イクロコンピュータ１９は内部の電流通流幅計測タイマの計時を開始すると共に 信号ＨＳＯでサンプルホールド回路１８のサンプリング動作を開始させる（Ｓ２ ）。

【００２１】 この後、コンパレータ１６からの割込みがあったとき（Ｓ３）、電流通流幅計 測タイマの計時を停止させると共にサンプルホールド回路１８のサンプリング動 作を停止させる（Ｓ４）。

【００２２】 これら通流幅計測タイマの計時スタート／ストップ及びサンプルホールド回路 １８のサンプリング開始（サンプル）とホールドは図３に示す処理になる。同図 （ａ）は線形負荷時のタイムチャートを示し、（ｂ）にはダイオードインプット 形整流器負荷等の非線形負荷時のタイムチャートを示す。

【００２３】 計測タイマのスタート／ストップ制御により、マイクロコンピュータ１９は、 電流通流幅を演算し（Ｓ５）、これをメモリに記憶しておく（Ｓ６）。次いで、 実効値検出器１７の実効値入力Ａ／Ｄ１による実効値取込みと、サンプルホール ド回路１８のサンプル値入力Ａ／Ｄ２によるピーク値取込み及び電圧制御アンプ ８の電圧制御入力Ａ／Ｄ３による電圧制御信号取込みを行う（Ｓ７）。これら入 力から、マイクロコンピュータ１９は、負荷状態判別（Ｓ８）と補正量出力（Ｓ ９）の処理を行う。

【００２４】 負荷状態判別（Ｓ８）は、電流通流幅Ｉ_Wとピーク値Ｉ_P及び実効値Ｉ_rmsから 適正な補正パターン選択信号Ｃ₁〜Ｃｎを選択出力する。この負荷状態判別は下 記の条件式に従って行われる。

【００２５】 （１）線形負荷条件 通流幅Ｉ_W≒Ｔ_INV ピーク値比Ｉ_P／Ｉ_rms≦２^1/2 但し、Ｔ_INVはインバータ運転周波数の周期に相当するもので、例えば５０Ｈ ｚ運転ではその半周期１０ｍｓに設定されて負荷電流半周期間の通流幅Ｉ_Wと比 較される。

【００２６】 （２）コンデンサインプット形負荷条件 通流幅Ｉ_W≦Ｔ_INV／３．３ ピーク値比Ｉ_P／Ｉ_rms＞２^1/2 （３）混成形負荷条件 通流幅Ｉ_W＞Ｔ_INV／３．３ ピーク値比Ｉ_P／Ｉ_rms２^1/2 また、補正量調整信号ＣＬを決定する補正量出力（Ｓ９）は、電圧制御アンプ ８の制御出力から制御率に基づいて調整する。この調整は、電圧制御出力が搬送 波発生回路１２のピーク領域に達する制御率１になるのを抑制しながら該電圧制 御出力に応じた補正出力ＣＬのパルス幅を決定し、このパルス幅から積分アンプ ２６に平均値電圧を得て補正パターンのレベル制御を行う。

【００２７】 従って、本実施例によれば、負荷電流の通流幅とピーク値比から線形負荷，コ ンデンサインプット形負荷さらには混成形負荷の負荷状態判別をし、この負荷状 態に応じた補正パターンを得て歪み補償を得る。そして、補正量を電圧制御アン プの出力に応じて調整することにより、バッテリ運転時など直流電圧が低くなっ てインバータの制御率が高い場合にも正弦波信号のピーク領域が搬送波信号レベ ルを越えるのを抑制し、出力電圧の不安定化を防止する。

【００２８】

【考案の効果】

以上のとおり、本考案によれば、負荷電流からその通流幅と実効値とピーク値 を１チップマイクロコンピュータに得ることで負荷状態に応じた歪補正パターン の選択信号を得、また電圧制御アンプの制御出力を得ることで補正量制御信号を 得、歪補正パターンの選択信号と補正量制御信号から歪補正信号を得るようにし たため、負荷状態に応じた適正な歪補正パターンによる歪補正になって負荷状態 の変化，切換わりにも常に適正な歪補正を得ることができると共に、制御出力状 態に応じた歪補正信号を得てバッテリ電圧の低下時など制御率の高い場合にも過 補償を起すことが無くなる。

【００２９】 また、電圧制御はアナログ回路で高速化を行い、歪補正信号はマイクロコンピ ュータ側で行うため、インバータにはＩＧＢＴなどの高速半導体素子を用いた場 合にも対応可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例を示す回路図。

【図２】実施例における処理フローチャート。

【図３】実施例における信号取込みタイムチャート。

【図４】従来例の構成図。

【図５】従来例の波形図。

【符号の説明】

２…インバータ ４…負荷 ７…基準電圧設定器 ８…電圧制御アンプ ９…乗算器 １５，１６…コンパレータ １７…実効値検出回路 １８…サンプルホールド回路 １９…１チップマイクロコンピュータ ２２…補正信号発生回路 ２７…正弦波発生回路

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 バッテリを予備電源とするインバータか
   ら負荷への出力電圧制御信号を電圧制御アンプに得、こ
   の制御信号によって振幅調整された正弦波信号と搬送波
   信号からインバータのＰＷＭゲート信号を得る無停電電
   源装置において、 前記インバータから負荷に供給する負荷電流のゼロクロ
   ス点を検出する一対のコンパレータと、 前記負荷電流の実効値を検出する実効値検出回路と、 前記負荷電流のサンプル値を得るサンプルホールド回路
   と、 前記一対のコンパレータの検出出力から負荷電流の通流
   幅を求め、この通流幅と前記実効値検出回路の実効値検
   出出力とサンプルホールド回路のサンプル値のうちのピ
   ーク値から前記負荷状態に応じた出力波形歪補正信号の
   パターン選択信号を得る手段及び前記電圧制御アンプの
   制御出力信号から該歪補正信号の補正量制御出力を得る
   手段とを有する１チップマイクロコンピュータと、 前記パターン選択信号に応じた歪補正信号を発生し、こ
   の歪補正信号のレベルを前記補正量制御出力に応じて制
   御する歪補正信号発生回路と、 前記インバータの出力周波数に応じた正弦波信号を発生
   し、この正弦波信号に前記歪補正信号発生回路からの歪
   補正信号を加算して前記電圧制御信号による振幅調整の
   ための正弦波信号とする正弦波信号発生回路と、 を備えたことを特徴とする無停電電源装置の出力電圧波
   形歪補正回路。