JP3513384B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
うな電力変換装置に係り、特にその制御回路に関するも
のである。
号公報に示された従来の電力変換装置の主回路および制
御回路の構成を示すブロック図のうち、本発明を説明す
る上で必要となる部分を抜粋し書き改めたものである。
図13において、符号1は単相交流電源、2はリアクト
ル、3はコンバータ、4はコンバータ3の直流出力電圧
を平滑する直流平滑コンデンサ、5は負荷である。
変成器、7は変成器6の出力電圧から単位正弦波電圧を
得る演算増幅器、8は演算増幅器7により得られた単位
正弦波電圧とコンバータ3の交流入力電流振幅指令値と
の掛け算を行う掛け算器、9はコンバータ3の交流入力
電流を検出する電流検出器、10は掛け算器8の出力と
電流検出器9が検出した電流との偏差を演算する減算
器、11はコンバータ3の交流入力電流を制御する、比
例増幅器で構成される電流制御回路である。
の外乱を補償する外乱補償回路、13は電流制御回路1
1の出力と外乱補償回路12との出力からコンバータ3
の交流入力電圧指令値を作成する加算器である。14は
加算器13が出力するコンバータ3の交流入力電圧指令
値によりコンバータ3のスイッチング指令信号を生成す
るパルス幅変調(PWM)回路で、14aは搬送波発生
回路、14bは搬送波発生回路14aが出力する搬送波
とコンバータの交流入力電圧指令値とを比較する比較回
路、14cは比較回路14bの出力結果に応じてコンバ
ータ3のスイッチング指令信号を生成するゲート制御回
路である。
力電流制御系のブロック線図である。図14において、
符号28は減算器、29は図13中の電流制御回路11
の伝達関数、30は加算器、31は図13中のリアクト
ル2の伝達関数であり、Lsはリアクトルの値を表す。
用いて説明する。変成器6で検出された単相交流電源1
の電源電圧Vs Vs=Vm・sinωt を演算増幅器7によって(1/Vm)倍することにより
単相交流電源1の電源電圧Vsに同期した単位正弦波s
inωtが得られる。この単位正弦波sinωtを掛け
算器8に入力し、コンバータ3の直流出力電圧値に応じ
た交流入力電流振幅指令値Imと掛け合わせることによ
り、単相交流電源1の電源電圧Vsに同期した、コンバ
ータ3の交流入力電流指令値Isref Isref=Im・sinωt が得られる。この交流入力電流指令値Isrefは、減
算器10にて、電流検出器9により検出されたコンバー
タ3の交流入力電流Isとの偏差e e=Isref−Is が得られる。この偏差eを電流制御回路11に入力し、
比例増幅して、コンバータ3の交流入力電圧指令値の成
分の一つV1が得られる。
波sinωtを外乱補償回路12に入力し、計数倍し
て、コンバータ3の交流入力電圧指令値のもう一つの成
分V2が得られる。この外乱補償回路の出力V2と電流
制御回路11の出力V1とを加算器13で足し合わせる
ことによりコンバータ3の交流入力電圧指令値V*が得
られる。このコンバータ交流入力電圧指令値V*をパル
ス幅変調回路14に入力し、比較回路14bにて搬送波
発生回路14aが発生する搬送波と比較し、その比較結
果をゲート制御回路14cに入力してコンバータ3のス
イッチング指令信号が生成される。このスイッチング指
令信号に基づき、コンバータの構成素子がON、OFF
し、コンバータ3が動作する。
以上のように構成され、交流入力電流を制御する電流制
御回路が比例増幅器のみで構成されており、しかも、図
14に示すように、その交流入力電流制御系において単
相交流電源電圧が外乱となるので、この単相交流電源電
圧がステップ状に変化した場合に、実際の交流入力電流
と交流入力電流の指令値との間に定常偏差が生じ、交流
入力電流が指令値に追従しない。そのため、外乱補償回
路という別の回路を設ける必要があった。
り、交流入力電流を単相交流電源電圧と同相にするため
に、電源電圧を検出するための変成器が必要であった。
更に、入力力率を1に保つために電源電圧を検出する変
成器を設けても、単相交流電源電圧に歪みがあれば、交
流入力電流指令は歪みのある指令値となり、その結果、
交流入力電流は歪みのある電流となり、高調波成分の少
ない交流入力電流を得ることができなくなることがあっ
た。
するためになされたものであり、外乱補償回路を設けず
に交流入力電流を指令値に追従させること、電源電圧を
検出する変成器を設けなくても入力力率を1に保つこ
と、また、電源電圧に歪みがあっても交流入力電流を歪
みのない電流にすることが可能な電力変換装置を得るこ
とを目的とする。
装置は、インピーダンス要素を介して交流電源に接続さ
れた電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電力変換
器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記電力変
換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御回路、
および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電力変換
器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器制御回
路を備えた電力変換装置において、上記電流制御回路を
比例積分要素で構成するとともに、上記交流入力電圧指
令信号を入力し当該信号と同相で波高値が一定の単位正
弦波信号を作成する単位正弦波信号作成回路、および交
流入力電流振幅指令信号と上記単位正弦波信号とを乗算
して上記交流入力電流指令信号を作成する乗算回路を備
えたものである。
求項1において、その単位正弦波信号作成回路は、高調
波除去フィルタを備え、この高調波除去フィルタを通過
させた交流入力電圧指令信号に基づき単位正弦波信号を
作成するようにしたものである。
求項1において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、およびこ
の高調波除去フィルタからの出力信号の波高値を一定に
制御して単位正弦波信号を出力する演算増幅器からなる
ものである。
求項1において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調
波除去フィルタからの出力信号の位相に基づき動作する
ゼロクロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分
周したクロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパ
レータの出力によりカウントをリセットするカウンタ、
およびカウント値をアドレスとして単位正弦波データが
書き込まれたSinテーブルROMを備え、上記カウン
タからのカウント値のアドレスの上記単位正弦波データ
を読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発
生回路からなるものである。
求項1において、その単位正弦波信号作成回路は、電流
制御回路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号
の高調波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調
波除去フィルタからの出力信号の位相に基づき動作する
ゼロクロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分
周したクロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパ
レータの出力によりカウントをリセットするPLL回
路、およびカウント値をアドレスとして単位正弦波デー
タが書き込まれたSinテーブルROMを備え、上記P
LL回路からのカウント値のアドレスの上記単位正弦波
データを読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波
信号発生回路からなるものである。
求項2ないし5のいずれかにおいて、その高調波除去フ
ィルタからの出力から交流電源投入のタイミングを検出
する投入検出回路、この投入検出回路の検出動作でカウ
ントを開始するタイマー、および単位正弦波信号作成回
路と乗算回路との間に挿入され上記タイマーのカウント
アップ動作に伴い上記乗算回路への出力を、零信号から
単位正弦波信号に切り換える切換手段を備えることによ
り、上記交流電源投入後、上記高調波除去フィルタの出
力が安定するまでの所定の時間、交流入力電流指令信号
を強制的に零信号とするようにしたものである。
求項1ないし6のいずれかにおいて、その電流制御回路
の出力に基づき交流電源の電圧に相当するモニタ電圧信
号を作成するモニタ電圧信号作成回路を備えたものであ
る。
いて、添付図面に基づいて説明する。 実施の形態1.図1はこの発明の実施の形態1における
電力変換装置の主回路および制御回路の構成を示すブロ
ック図である。図において、1は単相交流電源、2はイ
ンピーダンス要素であるリアクトル、3は電力変換器で
あるコンバータ、4はコンバータ3の直流出力電圧を平
滑する直流平滑コンデンサ、5は負荷である。
もので、3a〜3dはスイッチング素子であるゲートオ
フサイリスタ(GTO)、3e〜3hは各GTO3a〜
3dと逆並列接続されたフリーホイールダイオードであ
る。
する演算増幅器16からの単位正弦波信号SINとを乗
算して交流入力電流指令信号Isrefを作成する乗算
回路である掛け算器、9はコンバータ3の交流入力電流
を検出する電流検出器、10は掛け算器8からの交流入
力電流指令信号Isrefと電流検出器9からの交流入
力電流検出信号Isとの偏差eを演算する減算器、11
Aは比例積分要素で構成された電流制御回路で、減算器
10からの偏差信号eに基づき交流入力電圧指令信号V
*を作成する。14は電流制御回路11Aからの交流入
力電圧指令信号V*に基づきコンバータ3のGTO3a
〜3dをオンオフ制御する変換器制御回路であるパルス
幅変調回路で、14aは搬送波発生回路、14bは搬送
波発生回路14aが出力する搬送波Cと交流入力電圧指
令信号V*とを比較する比較回路、14cは比較回路1
4bの出力結果に応じてコンバータ3のGTO3a〜3
dのスイッチング指令信号を生成するゲート制御回路で
ある。
波成分を除去する高調波除去フィルタ、16は高調波除
去フィルタ15からの出力信号の波高値を一定(単位
値)に制御して単位正弦波信号SINを出力する演算増
幅器である。
コンバータ3の交流入力電圧V及び交流入力電流Isの
3者間の関係を表すベクトル図である。
器10において、電流検出器9にて検出された交流入力
電流検出信号Isと掛け算器8にて生成された交流入力
電流指令信号Isrefとの偏差e e=Isref−Is が得られる。この偏差を電流制御回路11Aに入力し、
この電流制御回路11Aにてコンバータ3の交流入力電
圧指令信号V*を生成する。
器及び積分制御器で構成されている比例積分制御(PI
制御)回路であるため、交流入力電流制御系の外乱であ
る単相交流電源1の電源電圧Vsがステップ状に変化し
ても、積分制御器により定常偏差が打ち消される。従っ
て、従来のように、外乱補償回路を付加しなくても、交
流入力電流は指令値に追従し、また、電流制御回路11
Aの出力自体がコンバータ3の交流入力電圧指令信号V
*となる。
タ交流入力電圧指令信号V*をパルス幅変調回路14に
入力し、比較回路14bにて搬送波発生回路14aが発
生する搬送波Cと比較し、その比較結果をゲート制御回
路14cに入力してコンバータ3のスイッチング指令信
号が生成される。このスイッチング指令信号に基づき、
コンバータのGTO3a〜3dがON、OFFし、コン
バータ3が動作する。
うに生成される。つまり、電流制御回路11Aの出力で
あるコンバータ交流入力電圧指令信号V*を高調波除去
フィルタ15に入力し、パルス幅変調制御により生じた
高調波成分を除去する。高調波除去フィルタ15の出力
を演算増幅器16に入力し、コンバータ交流入力電圧指
令信号V*に同期する単位正弦波信号SINが生成され
る。この単位正弦波信号SINを掛け算器8に入力し、
コンバータ3の直流出力電圧値に応じた交流入力電流振
幅指令信号Imと掛け合わせることにより、コンバータ
交流入力電圧指令信号V*に同期する交流入力電流指令
信号Isrefが生成される。
1の電源電圧Vsとコンバータ3の交流入力電圧Vとの
間には角度αの位相差があり、また、交流入力電流Is
はコンバータの交流入力電圧Vと同期しているため、単
相交流電源1の電源電圧Vsと交流入力電流Isとは同
相ではない、つまり、入力力率は1とはならない。しか
し、図1のリアクトル2が通常数%であるため、角度α
は大きくても2〜3度程度で、入力力率は0.999と
なる。従って、入力力率は実質的に1と考えても問題な
い。
を制御する電流制御回路を比例制御器及び積分制御器で
構成される比例積分制御あるいは積分比例制御とするこ
とで、交流入力電流制御系の外乱である単相交流電源電
圧がステップ状に変化した場合でも、外乱補償回路を付
加しなくても、交流入力電流は指令値に追従する。余分
な回路を付加する必要がないため、制御系の設計が容易
になる。
電流制御回路の出力から交流入力電流指令信号を生成す
ることで、単相交流電源電圧を検出する変成器を付加し
なくても、入力力率を1に保つ制御が可能となる。
調波除去フィルタ15がパルス幅変調制御で生じた高調
波成分の除去を行うものであるため、単相交流電源1の
電圧に歪みがある場合、交流入力電流指令信号は歪みの
あるものとなる。図4は、単相交流電源1の電圧に歪み
がある場合でも、交流入力電流指令信号を歪みのないも
のとすることができる電力変換装置の構成を示すブロッ
ク図である。
外の高調波成分を除去する高調波除去フィルタを形成す
る抵抗とコンデンサ、19はゼロクロスコンパレータ、
20は単相交流電源1の周波数(通常は50あるいは6
0Hz)を分周した固定クロックに同期してカウントア
ップ動作を行うカウンタ、21は単位正弦波のデータが
書き込まれているSinテーブルROMを備え、カウン
タ20からのカウント値のアドレスの単位正弦波データ
を読み出し単位正弦波信号SINを出力する単位正弦波
信号発生回路である。
ウンタ20の動作と、単位正弦波信号発生回路21の出
力の関係を示している。
号Isrefの作成方法について図5をも参照して説明
する。電流制御回路11Aの出力であるコンバータ3の
交流入力電圧指令信号V*を、抵抗17とコンデンサ1
8とで構成されるRCフィルタに入力し、交流入力電圧
指令信号V*の基本波以外の高調波成分を除去する。そ
の高調波成分を除去したRCフィルタからの出力Vf
(図5(a))をゼロクロスコンパレータ19に入力す
る。ゼロクロスコンパレータ19では、負値から正値に
変化する場合の零値を検出し、図5(b)に示すように
クロックパルスを出力する。このクロックパルスがカウ
ンタ20に入力されると、図5(c)に示すようにカウ
ンタ20のカウント値が0にリセットされ、再び0から
のカウントアップが行われる。このカウントアップは、
単相交流電源1の周波数(通常は50あるいは60H
z)を分周した固定クロックに同期している。カウンタ
20のカウント値をアドレスとして、単位正弦波信号発
生回路21のSinテーブルROMのデータが読み出さ
れて単位正弦波信号SINが作成される(図5
(d))。この単位正弦波信号SINを、掛け算器8に
て、コンバータ3の直流出力電圧に応じた交流入力電流
振幅指令信号Imと掛け合わせることにより、歪みのな
い、また、単相交流電源1の電圧と同期した交流入力電
流指令信号が得られる。
て、SinテーブルROMに読み込まれたデータは固定
値であり、また、カウンタ20はゼロクロスコンパレー
タ19の出力結果に応じてカウント値をリセットしたり
カウントアップしたりする上、そのカウントアップは単
相交流電源1の電圧Vsの初期周波数(通常は50ある
いは60Hz)を分周した固定クロックに同期したもの
であるので、例えば単相交流電源1の電圧Vsの周波数
変動の影響を受けてRCフィルタの出力Vfが周波数変
動する場合、図6に示すように、SinテーブルROM
から読み出されたデータは完全な正弦波形から歪んだ波
形となる。以下、この現象を説明する。
圧Vsの周波数の変動を誇張して示しており、第1サイ
クル目から第3サイクル目にかけてその周波数が順次f
→f1(>f)→f2(<f)と変化するものとしてい
る(図6(a))。ゼロクロスコンパレータ19は常
に、RCフィルタの出力信号Vfが負値から正値に変化
するタイミングでクロックパルスを発生するので、図6
(b)に示すように、各クロックパルス間の間隔は、第
2サイクル目ではその周波数が増大した分短くなり、ま
た、第3サイクル目ではその周波数が減少した分長くな
る。
目においては、正常な周波数fに相当する1サイクル分
のカウント値であるN回をカウントする前(N−X)回
でリセットがかかり(図6(c))、最終的に単位正弦
波信号発生回路21から出力される単位正弦波信号SI
Nは図6(d)に示すように、正弦波形の1サイクル最
終部手前近傍で裁断したような波形となって本来の正弦
波形から歪んだものとなる。逆に、第3サイクル目にお
いては、正常なカウント値であるN回を越える(N+
Y)回でリセットがかかり、単位正弦波信号SINは、
その1サイクル最終部直後近傍で裁断したような波形と
なる。
ので、図7にその回路構成を示す。実施の形態2の図4
に示すカウンタ20をPLL(Phase Locke
dLoop)回路22に置き換えたものである。
9とPLL回路22の動作とSinテーブルROMの出
力の関係を示すものである。
フィルタの出力Vfの周波数を検出し、RCフィルタの
出力Vfの周波数を分周したクロックに同期したカウン
トアップが行われ、そのカウント値をアドレスとして、
SinテーブルROMのデータが読み出される。なお、
PLL回路22内でのカウントは、ゼロクロスコンパレ
ータの出力クロックパルスによりリセットされる。PL
L回路22はその入力周波数、具体的にはゼロクロスコ
ンパレータ19からのクロックパルスの間隔の変化に追
随してそのカウントアップの間隔を変化させるので、リ
セットするカウント回数はRCフィルタからの出力信号
Vfの周波数が変化してもN回一定となり(図8
(c))、SinテーブルROMから読み出して単位正
弦波信号発生回路21から出力される単位正弦波信号S
INは歪みのない正弦波形を保持することになる(図8
(d))。
の形態3において、抵抗17とコンデンサ18とで構成
されているRCフィルタの出力は、RCフィルタへの入
力が定常的には正弦波であっても、単相交流電源1が投
入された最初の数サイクルの間は過渡的な振動波とな
り、その後定常的な正弦波に落着く。つまり、RCフィ
ルタの応答は必ずしも正しいわけではない。従って、R
Cフィルタの出力を用いて交流入力電流指令信号を作成
する場合、特に、この電源投入直後の過渡時は、交流入
力電流指令信号が適当なものであるかどうかについての
信頼性は乏しい。
もので、図9にその回路構成を示す。以下、先の実施の
形態と異なる部分を中心に説明する。
信号Vfから単相交流電源1の投入のタイミングを検出
する投入検出回路としての応答計測部、24は応答計測
部23からの出力とゼロクロスコンパレータ19からの
出力とでカウント動作を開始するタイマー、25はタイ
マー24のカウントアップ動作に伴い掛け算器8への信
号を切り換える切換手段としての切換スイッチである。
すタイミングチャートである。以下、実施の形態4の電
力変換装置の動作について説明する。単相交流電源1が
投入される前の状態では、切換スイッチ25はb側を選
択して掛け算器8へは零信号が送出されている。このた
め、交流入力電流指令信号Isrefは零となってい
る。
されると(図10(a))、この電圧はリアクトル2を
介してコンバータ3に印加される(図10(b))の
で、下式を満たす交流入力電流Isが流れようとする。 Vs=L・(dIs/dt) しかし、交流入力電流指令信号Isrefが零に保持さ
れているので、直ちに零レベルに収斂する。図10
(d)に示す例では2サイクルで零になっている。電流
制御回路11Aは、減算器10から偏差出力eの過渡的
な入力によりその出力が立ち上がる。以後、そのPI制
御の積分要素がリセットされない限り出力が継続する
(図10(e))。即ち、電流制御回路11Aは、交流
入力電流Isを零指令(Isref=0)に抑えるため
に、電源電圧Vsに追随した交流入力電圧指令信号V*
を出力し続けることになる。
Vfが所定のしきい値を越えたことを検出してクロック
パルスを出力する(図10(f))。このクロックパル
スを受けてタイマー24は待機状態となる。この状態
で、次にゼロクロスコンパレータ19からのクロックパ
ルスが入力されると、タイマー24はカウント動作を開
始する(図10(g)(h))。そして、カウント値が
単相交流電源1の電圧の数サイクル(電源投入直後の過
渡現象が定常値に落ち着くまでに要する時間で、ここで
は4サイクルに設定している)の時間に相当するカウン
ト設定値に達すると、タイマー24は切換スイッチ25
に切換信号を送出する。これによって、切換スイッチ2
5は接点をb側からa側に切換え(図10(i))、単
位正弦波信号発生回路21からの単位正弦波信号SIN
が掛け算器8に送出される。以後、交流入力電流指令信
号Isrefが零位相から過渡現象なく立ち上がり、安
定した動作が開始される。
測部23とタイマー24と切換スイッチ25とを設ける
ことにより、RCフィルタの出力から交流入力電流指令
信号を作成する場合でも、その信頼性が高まる。なお、
上記説明では、実施の形態2の回路のRCフィルタの出
力側に応答計測部23とタイマー24と切換スイッチ2
5とを設ける場合を例示したが、実施の形態3の回路の
RCフィルタの出力側に応答計測部23とタイマー24
と切換スイッチ25とを設ける場合でも、同様の効果が
得られることは言うまでもない。
いて、交流入力電流を制御する電流制御回路11Aの出
力であるコンバータ交流入力電圧指令信号V*の振幅
は、図11に示すように、単相交流電源1の電源電圧V
sの振幅とほぼ同一である。つまり、電流制御回路11
Aの出力であるコンバータ交流入力電圧指令信号V*を
全波整流し、その振幅値を検出することで、単相交流電
源1の電源電圧Vsの振幅を監視することができる。図
12は、例えば実施の形態1の回路にモニタ電圧信号作
成回路としての単相全波整流回路26と単相交流電源電
圧監視部27とを付加し、単相交流電源1の電圧を監視
(モニタ)し制御するようにしたものである。
力であるコンバータ交流入力電圧指令信号V*を単相全
波整流回路26に入力し全波整流を行う。単相全波整流
回路26の出力であるモニタ電圧信号Vmを単相交流電
源電圧監視部27に入力し、その入力値が最大電圧設定
値以上あるいは最小電圧設定値以下の場合は、単相交流
電源電圧監視部27から単相交流電源1に信号が送ら
れ、単相交流電源1の電圧を最小電圧設定値以上最大電
圧設定値以下の値にする。
相交流電源電圧監視部27とを付加することで、従来の
変成器6を設けることなく、単相交流電源1の電圧を監
視し制御することができる。なお、上記説明では、実施
の形態1に単相全波整流回路26と単相交流電源電圧監
視部27とを付加する場合を例示したが、実施の形態2
〜4に単相全波整流回路26と単相交流電源電圧監視部
27とを付加する場合でも、同様の効果が得られること
は言うまでもない。
令信号V*を全波整流してモニタ電圧信号Vmを得るよ
うにしたが、交流入力電圧指令信号V*を直接モニタ電
圧信号Vmとして利用するようにしてもよい。
1、コンバータ3を共に単相としたが、3相としても、
この発明は同等の効果を奏する。
装置は、インピーダンス要素を介して交流電源に接続さ
れた電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電力変換
器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記電力変
換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御回路、
および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電力変換
器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器制御回
路を備えた電力変換装置において、上記電流制御回路を
比例積分要素で構成するとともに、上記交流入力電圧指
令信号を入力し当該信号と同相で波高値が一定の単位正
弦波信号を作成する単位正弦波信号作成回路、および交
流入力電流振幅指令信号と上記単位正弦波信号とを乗算
して上記交流入力電流指令信号を作成する乗算回路を備
えたので、交流入力電流制御系の外乱である交流電源電
圧の影響を補償するための手段や交流電源電圧を検出す
る手段が不要となって装置が簡便、安価となり、しか
も、安定した交流入力電流制御動作が得られる。
正弦波信号作成回路は、高調波除去フィルタを備え、こ
の高調波除去フィルタを通過させた交流入力電圧指令信
号に基づき単位正弦波信号を作成するようにしたので、
電流制御回路の出力信号に含まれる高調波成分に影響さ
れず歪みのない交流入力電流指令信号が得られる。
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、およびこの高調波除去フィルタから
の出力信号の波高値を一定に制御して単位正弦波信号を
出力する演算増幅器からなるので、電流制御回路の出力
信号に含まれる高調波成分に影響されず歪みのない交流
入力電流指令信号が確実に得られる。
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、この高調波除去フィルタからの出力
信号の位相に基づき動作するゼロクロスコンパレータ、
交流電源の電圧の周波数を分周したクロックに同期して
動作し上記ゼロクロスコンパレータの出力によりカウン
トをリセットするカウンタ、およびカウント値をアドレ
スとして単位正弦波データが書き込まれたSinテーブ
ルROMを備え、上記カウンタからのカウント値のアド
レスの上記単位正弦波データを読み出し単位正弦波信号
を出力する単位正弦波信号発生回路からなるので、交流
電源電圧に歪みが発生しても、正確な正弦波形からなる
交流入力電流指令信号を得ることができる。
正弦波信号作成回路は、電流制御回路からの交流入力電
圧指令信号を入力し当該信号の高調波成分を除去する高
調波除去フィルタ、この高調波除去フィルタからの出力
信号の位相に基づき動作するゼロクロスコンパレータ、
交流電源の電圧の周波数を分周したクロックに同期して
動作し上記ゼロクロスコンパレータの出力によりカウン
トをリセットするPLL回路、およびカウント値をアド
レスとして単位正弦波データが書き込まれたSinテー
ブルROMを備え、上記PLL回路からのカウント値の
アドレスの上記単位正弦波データを読み出し単位正弦波
信号を出力する単位正弦波信号発生回路からなるので、
交流電源電圧の周波数に変動があっても、常に正確な歪
みのない正弦波形からなる交流入力電流指令信号を得る
ことができる。
の高調波除去フィルタからの出力から交流電源投入のタ
イミングを検出する投入検出回路、この投入検出回路の
検出動作でカウントを開始するタイマー、および単位正
弦波信号作成回路と乗算回路との間に挿入され上記タイ
マーのカウントアップ動作に伴い上記乗算回路への出力
を、零信号から単位正弦波信号に切り換える切換手段を
備えることにより、上記交流電源投入後、上記高調波除
去フィルタの出力が安定するまでの所定の時間、交流入
力電流指令信号を強制的に零信号とするようにしたの
で、交流電源投入直後の不安定な過渡状態が自動的に除
去され安定した制御動作特性が確実に得られる。
の電流制御回路の出力に基づき交流電源の電圧に相当す
るモニタ電圧信号を作成するモニタ電圧信号作成回路を
備えたので、交流電源電圧を直接検出する手段を要する
ことなく、当該交流電源電圧の監視が可能となる。
置の構成を示すブロック図である。
ク図である。
タ交流入力電圧、交流入力電流の関係を示すベクトル図
である。
置の構成を示すブロック図である。
グチャートである。
動作を説明するためのタイミングチャートである。
置の構成を示すブロック図である。
グチャートである。
置の構成を示すブロック図である。
ングチャートである。
信号V*との関係を示すベクトル図である。
装置の構成を示すブロック図である。
図である。
ック線図である。
8 掛け算器、9 電流検出器、10 減算器、11A
電流制御回路、14 パルス幅変調回路、15 高調
波除去フィルタ、16 演算増幅器、17 抵抗、18
コンデンサ、19 ゼロクロスコンパレータ、20
カウンタ、21 単位正弦波信号発生回路、22 PL
L回路、23 応答計測部、24 タイマー、25 切
換スイッチ、26 単相全波整流回路、27 単相交流
電源電圧監視部、Vs 交流電源電圧、V 交流入力電
圧、Isref 交流入力電流指令信号、Im 交流入
力電流振幅指令信号、Is 交流入力電流検出信号、V
* 交流入力電圧指令信号、SIN 単位正弦波信号、
Vm モニタ電圧信号。
Claims (7)
- 【請求項1】 インピーダンス要素を介して交流電源に
接続された電力変換器、交流入力電流指令信号と上記電
力変換器の交流入力電流検出信号との偏差に基づき上記
電力変換器の交流入力電圧指令信号を作成する電流制御
回路、および上記交流入力電圧指令信号に基づき上記電
力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御する変換器
制御回路を備えた電力変換装置において、 上記電流制御回路を比例積分要素で構成するとともに、
上記交流入力電圧指令信号を入力し当該信号と同相で波
高値が一定の単位正弦波信号を作成する単位正弦波信号
作成回路、および交流入力電流振幅指令信号と上記単位
正弦波信号とを乗算して上記交流入力電流指令信号を作
成する乗算回路を備えたことを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項2】 単位正弦波信号作成回路は、高調波除去
フィルタを備え、この高調波除去フィルタを通過させた
交流入力電圧指令信号に基づき単位正弦波信号を作成す
るようにしたことを特徴とする請求項1記載の電力変換
装置。 - 【請求項3】 単位正弦波信号作成回路は、電流制御回
路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号の高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、およびこの高調
波除去フィルタからの出力信号の波高値を一定に制御し
て単位正弦波信号を出力する演算増幅器からなることを
特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 - 【請求項4】 単位正弦波信号作成回路は、電流制御回
路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号の高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調波除去
フィルタからの出力信号の位相に基づき動作するゼロク
ロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分周した
クロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパレータ
の出力によりカウントをリセットするカウンタ、および
カウント値をアドレスとして単位正弦波データが書き込
まれたSinテーブルROMを備え、上記カウンタから
のカウント値のアドレスの上記単位正弦波データを読み
出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発生回路
からなることを特徴とする請求項1記載の電力変換装
置。 - 【請求項5】 単位正弦波信号作成回路は、電流制御回
路からの交流入力電圧指令信号を入力し当該信号の高調
波成分を除去する高調波除去フィルタ、この高調波除去
フィルタからの出力信号の位相に基づき動作するゼロク
ロスコンパレータ、交流電源の電圧の周波数を分周した
クロックに同期して動作し上記ゼロクロスコンパレータ
の出力によりカウントをリセットするPLL回路、およ
びカウント値をアドレスとして単位正弦波データが書き
込まれたSinテーブルROMを備え、上記PLL回路
からのカウント値のアドレスの上記単位正弦波データを
読み出し単位正弦波信号を出力する単位正弦波信号発生
回路からなることを特徴とする請求項1記載の電力変換
装置。 - 【請求項6】 高調波除去フィルタからの出力から交流
電源投入のタイミングを検出する投入検出回路、この投
入検出回路の検出動作でカウントを開始するタイマー、
および単位正弦波信号作成回路と乗算回路との間に挿入
され上記タイマーのカウントアップ動作に伴い上記乗算
回路への出力を、零信号から単位正弦波信号に切り換え
る切換手段を備えることにより、上記交流電源投入後、
上記高調波除去フィルタの出力が安定するまでの所定の
時間、交流入力電流指令信号を強制的に零信号とするよ
うにしたことを特徴とする請求項2ないし5のいずれか
に記載の電力変換装置。 - 【請求項7】 電流制御回路の出力に基づき交流電源の
電圧に相当するモニタ電圧信号を作成するモニタ電圧信
号作成回路を備えたことを特徴とする請求項1ないし6
のいずれかに記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04747798A JP3513384B2 (ja) | 1998-02-27 | 1998-02-27 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04747798A JP3513384B2 (ja) | 1998-02-27 | 1998-02-27 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11252922A JPH11252922A (ja) | 1999-09-17 |
JP3513384B2 true JP3513384B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=12776227
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---|---|---|---|
JP04747798A Expired - Fee Related JP3513384B2 (ja) | 1998-02-27 | 1998-02-27 | 電力変換装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP3513384B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
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---|---|---|---|---|
JP4688846B2 (ja) * | 2007-06-12 | 2011-05-25 | 三菱電機株式会社 | コンバータ装置 |
CN109412424B (zh) * | 2018-12-21 | 2024-05-10 | 东文高压电源(天津)股份有限公司 | 一种幅度、频率可调的高压正弦波电源电路及实现方法 |
-
1998
- 1998-02-27 JP JP04747798A patent/JP3513384B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JPH11252922A (ja) | 1999-09-17 |
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