JPH06284762A - 電動機の速度制御装置 - Google Patents
電動機の速度制御装置Info
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- JPH06284762A JPH06284762A JP4115586A JP11558692A JPH06284762A JP H06284762 A JPH06284762 A JP H06284762A JP 4115586 A JP4115586 A JP 4115586A JP 11558692 A JP11558692 A JP 11558692A JP H06284762 A JPH06284762 A JP H06284762A
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Abstract
域の電動機の速度制御を安定に行うとともに調整を容易
にしかつ、速度推定の高精度化を図り、しかも低速から
高速までの速度制御系の安定化を図ったものである。 【構成】 トルク指令と負荷トルク推定値の偏差を第1
演算部12で演算する。この演算出力を第2演算部13
で演算してパルス間隔における平均値を得る。この平均
値と速度平均値との偏差を第1偏差部14で得る。この
第1偏差部14の偏差出力をオブザーバゲイン部16で
オブザーバゲイン倍して負荷トルク推定値を得るととも
に第1演算部12の演算出力との偏差を第2偏差部17
で得る。第2偏差部17の偏差出力は速度推定値して速
度アンプ19にフィードバック信号として供給して電動
機の速度制御を行う。
Description
ンコーダを用いた速度制御系の極低速域における電動機
の速度制御装置に関するものである。
制御系では極低速域において、エンコーダパルス間隔が
速度制御周期より長くなり、その速度制御周期において
正確な速度情報が得られなくなる。このため、極低速域
では速度制御系が以下に述べるように不安定になること
が知られている。
ーダは電動機の低速域で図6(c)に示すようなパルス
を発生する。すなわち、電動機の低速域での時間tに対
する回転速度nMは図6(a)に示すように直線的に変
化するが、時間tに対する位置θは図6(b)に示すよ
うに曲線的に変化する。従って、パルスエンコーダに得
られるパルスは時間tの経過とともにパルス間隔が図6
(c)のように狭くなってくる。図6(c)のパルス情
報からその情報が変化したときに、パルス間隔Tpjとパ
ルス変化量とによりパルス間隔Tpj間の平均速度nMjが
図6(d)に示すように求まる。このため、パルス間隔
Tpjが速度制御周期より長いと、この間の速度が検出で
きないため、前回値の平均速度nMj-1を使用する。その
ため真値速度nMとの偏差が大きくなり、速度制御が不
安定となる。
手段として特開平2−307384号公報がある。
ンコーダを用いた速度制御系では極低速域で速度制御系
が不安定になる。この問題は特にサーボ、エレベータ等
の位置決め精度が要求される用途では解決しなければな
らない。このため、従来ではレゾルバや高パルス出力の
エンコーダが用いられてきた。しかし、このような手段
ではエンコーダ等のコストが上昇する不具合がある。ま
た、特開平2−307384号公報に記載の負荷トルク
推定値を用いる手段は完全次元オブザーバ方式であるた
めにゲインの調整が極めてむずかしい問題がある。
ので、低分解能のパルスエンコーダを用いて極低速域の
電動機の速度制御を安定に行うとともに調整を容易に
し、かつ速度推定の高精度化及び安定化を図り、しかも
低速から高速までの速度制御系の安定化を可能とした電
動機の速度制御装置を提供することを目的とする。
達成するために、電動機と、この電動機の速度をパルス
出力として送出する速度検出器と、最小次元の負荷トル
ク推定値オブザーバを速度制御周期と速度検出周期とに
おける離散系モデルに変換し、前記速度検出器から出力
されるパルス間隔での速度を推定する速度推定オブザー
バとを備えたものである。
指令と負荷トルク推定値との偏差をオブザーバモデル機
械時定数で積分してモデル出力推定値を得る第1演算部
と、この第1演算部で得られたモデル出力推定値からパ
ルス間隔における平均値を得る第2演算部と、この第2
演算部の出力と速度検出器から出力されるパスル変化時
に求まる平均値速度との偏差を算出する第1偏差部と、
この第1偏差部に得られる偏差値をオブザーバゲイン倍
して前記負荷トルク推定値を得るオブザーバゲイン部
と、前記第1演算部のモデル出力推定値と前記第1偏差
部の偏差値との偏差を求める第2偏差部と、この第2偏
差部で求められた偏差値と速度設定値との偏差値がフィ
ードバック信号として供給される速度アンプと、この速
度アンプの出力と前記オブザーバゲイン部の負荷トルク
推定値とを加算してトルク指令を得る加算部とからなる
ものである。
検出周期とのタイミングずれを補正する手段で構成する
とともにオブザーバゲイン部を可変ゲインとしたもので
ある。
のパルス間隔が速度制御周期より長くなって、正確な速
度情報が得られなくなる。このため、最小次元の負荷ト
ルク推定値オブザーバを用いてパルス間の速度を推定し
て推定速度を得る。この推定速度を速度情報とする。
ミングにずれが生じたときに第2演算部でこれを補償
し、さらに、低速から高速まで速度制御系を安定化させ
るためにオブザーバゲインを可変とした。
明する。まず、従来より用いられている負荷トルク推定
オブザーバ(最小次元オブザーバ)を用いた零速オブザ
ーバについて述べる。
バによる負荷トルク推定オブザーバは図1に示すような
構成となっている。最小次元オブザーバではオブザーバ
ゲインgは比例要素のみとなるので、負荷トルクτLが
印加されるとモデル出力推定値nM’(i)と速度nMと
に偏差が発生する。偏差は次式(1)式、(2)式で表
される。
gがPI要素となるので、定常状態ではモデル出力推定
値nM’(i)と速度nMは等しくなる。ただし、負荷急
変時のような過渡時には成立しない。完全次元オブザー
バより調整要素が少ない最小次元オブザーバを用いて速
度推定を行うには(2)式を変形すると速度は次式のよ
うになる。
2のブロック図より推定する。
してパルスエンコーダを用いると、極低速域では速度制
御周期よりもエンコーダパルス間隔の方が長くなる。図
3にその関係を示す。図3において、Tsは速度制御周
期、Tpはエンコーダパルスの周期、TdはTsとTp
との差である。エンコーダパルスが入力されると、その
パルス周期Tpより速度の平均値は次の(4)式から求
まる。
で、オブザーバの構成もこのことを考慮して図4のよう
な離散系で構成する。この図4の最小次元オブザーバに
よる零速オブザーバの構成図において、速度検出値は平
均値nM(j)であるため、モデル出力推定値nM’
(i)もこの間の平均値とする。この平均値の偏差を用
いて負荷トルク推定値τL(j)を推定する。パルス間
隔における平均値nM’(j)は次の(5)式で求め
る。
よる零速オブザーバを用いたこの発明の実施例について
述べる。図5はこの発明の一実施例を示すもので、図4
に示した構成図に偏差器、速度アンプおよび加算器を設
けたものである。
負荷トルク推定値τL(j)は偏差器11に供給され
て、その偏差出力が第1演算部12に入力される。第1
演算部12は速度制御周期Tsをモデル機械時定数TM
※で割算した割算部12aと、この割算部12aの出力
と積分器12cの出力とを加算した加算器12bとから
構成されている。第1演算部12で演算されて得られた
モデル出力推定値nM’(i)はパルス間隔における平
均値を得る第2演算部13に入力される。第2演算部1
3で演算された出力nM’(j)は第1偏差部14のプ
ラス入力端に供給され、そのマイナス入力端にはパスル
エンコーダ15により検出された速度検出出力の平均値
nM(j)が供給される。
イン部16に供給され、ここで所定倍されて出力に負荷
トルク推定値τL(j)を得る。また、第1偏差部14
の偏差出力は第2偏差部17のマイナス入力端に供給さ
れる。第2偏差部17のプラス入力端にはモデル出力推
定値nM(i)が供給され、その出力には速度推定値nM
(i)が得られる。この速度推定値nM(i)と速度設
定値はnM※(i)は第3偏差部18のマイナスおよび
プラス入力端に供給され、その偏差出力が比例ゲインK
WCの速度アンプ19に供給される。速度アンプ19の出
力と負荷トルク推定値τL(j)は加算器20で加算し
てトルク指令τM※を得る。このトルク指令τM※は第4
偏差部21で負荷トルクとの偏差を取って電動機22に
供給してそれの速度制御を行う。
トルク指令τM※(i)と負荷トルク推定値τL(i)と
の偏差をオブザーバモデル機械時定数TM※で積分して
モデル出力推定値nM’(i)を得る。次にこのnM’
(i)からパルス間隔における平均値nM’(j)を求
め、パルス変化時に求まる平均値速度nM(j)との偏
差を算出する。この偏差をオブザーバゲイン(g)倍し
て負荷トルク指定値τL(j)を求める。その後、オブ
ザーバモデル出力nM’(i)と第1偏差部14の出力
との偏差を減算することによりパルス間の速度を推定し
て推定速度nM(i)を求める。このnM(i)を速度ア
ンプ19にフィードバック信号として供給して電動機の
速度制御を行う。なお、負荷トルク推定値τL(j)を
加算器20で速度アンプ19の出力と加算してトルク指
令を得ることにより負荷外乱抑制が可能となる。
(i)は直流機制御の場合には電機子電流検出値を用
い、誘導機のベクトル制御の場合にはトルク分電流検出
値を使用する。また、各々の検出値でなく制御に用いる
指令値を流用してもよい。
値nM’(i)の平均値算出手段に改良を加えたこの発
明の他の実施例について述べる。最小次元の負荷トルク
推定オブザーバを用いた速度推定手段において、パルス
エンコーダの信号が得られたときに検出できる速度情報
は、その信号間の速度平均値nM(j)である。このた
め、オブザーバモデル出力推定値nM’(i)もその間
の平均値を算出してnM’(j)を求め、nM’(j)と
nM(j)の偏差より負荷トルク推定値τL(j)を推定
する。
ス間隔Tp(j)が長くなり、この間の速度制御周期回
数n(j)は大きくなる。このため、jとiの間のタイ
ミングずれ(例えばTd)の影響は小さく、Tp(j)
間のモデル出力推定値nM’(i)の平均値nM’(j)
は(5)式で近似できる。
て、エンコーダパルス間隔Tp(j)が短くなり、この
間の速度制御周期回数n(j)が小さくなると、jとi
間のタイミングずれを考慮しないと、正確なモデル出力
推定値nM’(i)の平均値nM’(j)が得られなくな
る。そこで、以下平均値nM’(j)の算出手段を図7
により述べる。ただし、説明の都合上j〜(j+1)間
で検討する。図7から平均値nM’(j)は速度制御周
期間の平均値を求めて、その総面積を時間で割ることに
より求める。
値を求めると次式のようになる。
期信号iとのタイミングずれ期間(Ts−ΔTEj-1)と
ΔTEjでの平均値を求める。ここで、TEj間の平均値の
算出手段について述べる。図8に示す(j+1)時点で
エンコーダパルスが入力されるまでは、j時点で推定し
たトルク推定値τL(j)を使用して、モデル出力推定
値nM’(i)を推定する。
j+1は次式で求められる。
ルク指令値によって、ΔTEj間でのnM’平均値は次の
(8)式で求まる。
求める。(j+1)時点でエンコーダパルスが入力され
ることにより、(j+1)時点でのトルク推定値τ
L(j+1)が求まる。よって平均値nM’j+10は次の(9)
式のようになる。
+1)が入力されたときに、速度制御周期で実行する図
4での(i)ブロック部の演算を実行しておけばよい。
ただし、この時点でのモデル積分時定数の係数TS/TM
※は、ΔTEj/TM※とする必要がある。また、(i+
1)時点の次に行われる速度制御周期における図4の
(i)ブロック部の演算では、係数TS/TM※を(TS
−ΔTEj)/TM※とする必要がある。
での平均値nM’(TS−ΔTEj-1)は次式(10),
(11),(12)式より求める。
推定値nM’(i)の平均値nM’(j+1)は次の(1
3)式より求めることができる。
ザーバモデル出力平均値nM’(j)を算出するとき
に、速度制御周期信号iと速度検出周期信号jとのタイ
ミングずれを補償することができる。
る。図4に示したオブザーバゲインgを速度制御周期間
にエンコーダパルスが得られるような状態での外乱抑制
を考慮して、大きな値に設定すると、極低速域のような
エンコーダパルス間隔Tp(j)が長い状態では速度制
御系が不安定になる。このため、オブザーバゲインg
は、低速域を考慮すると、あまり大きな値には設定でき
ないから、逆に高速域での外乱抑制効果が低下してしま
うおそれがある。
オブザーバゲインgを可変とすることが考えられる。そ
こで、速度制御周期間にエンコーダパルスが得られるよ
うな状態でのオブザーバゲインをgとする。低速になる
と、速度制御周期間にエンコーダパルスが得られなくな
るときの可変ゲインKcは次式より求められる。
p(j+1)と速度制御周期Tsとの比を表し、低速に
なるほど、オブザーバゲインを低下させることになる。
近似的には、iとj間のタイミングずれを無視すれば次
の(15)式にしてもよい。
において、100は図5における第2演算部13に改良
を加えた前述のモデル出力推定値nM’(i)の平均化
処理部で、この平均化処理部100は前述した(13)
式から求められる。この平均化処理部100で求められ
た平均化処理出力は第1偏差部14のプラス入力端に供
給され、そのマイナス入力端にはパルスエンコーダ15
により検出された速度検出出力の平均値nM(j)が供
給される。
4)式により得られる可変ゲイン(Kc)部101に供
給され、ここで、低速になるほどゲインを低下させてか
ら補正ゲイン部101からオブザーバゲイン部16に供
給される。その後の処理は前記実施例と同様である。
御周期iと速度検出周期jとのタイミングずれによる誤
差を除去でき、速度推定の高精度化および安定化を図る
ことができる。また、可変ゲインとしたので低速から高
速まで速度制御系の安定化を図ることができる。
速度検出器にパルスエンコーダを用いた速度制御系の極
低速域において、エンコーダパルス間隔が速度制御周期
より長くなり、正確な速度情報が得られない状況でも速
度推定が可能となり、低速域の速度制御が最小次元オブ
ザーバと加算器を用いるだけ可能になり、しかも最小次
元オブザーバであるから調整要素が少なく調整が簡単に
なる。また、低分解のエンコーダを用いることができる
ため、低コスト化を図ることができる。
度検出周期のタイミングずれによる誤差を除去して、速
度推定の高精度化および安定化が可能となり、しかも可
変ゲインとしたので、低速から高速までの速度制御系の
安定化を図ることが可能となる。
説明図、
成図、
(b)は時間対位置の関係を示す特性図、(c)は時間
対パルス数の関係を示す特性図、(d)は時間対速度平
均の検出値を示す特性図、
図。
Claims (4)
- 【請求項1】 電動機と、この電動機の速度をパルス出
力として送出する速度検出器と、最小次元の負荷トルク
推定値オブザーバを速度制御周期と速度検出周期とにお
ける離散系モデルに変換し、前記速度検出器から出力さ
れるパルス間隔での速度を推定する速度推定オブザーバ
とを備えたことを特徴とする電動機の速度制御装置。 - 【請求項2】 前記速度推定オブザーバは、トルク指令
と負荷トルク推定値との偏差をオブザーバモデル機械時
定数で積分してモデル出力推定値を得る第1演算部と、
この第1演算部で得られたモデル出力推定値からパルス
間隔における平均値を得る第2演算部と、この第2演算
部の出力と速度検出器から出力されるパルス変化時に求
まる平均値速度との偏差を算出する第1偏差部と、この
第1偏差部に得られる偏差値をオブザーバゲイン倍して
前記負荷トルク推定値を得るオブザーバゲイン部と、前
記第1演算部のモデル出力推定値と前記第1偏差部の偏
差値との偏差を求める第2偏差部と、この第2偏差部で
求められた偏差値と速度設定値との偏差値がフィードバ
ック信号として供給される速度アンプと、この速度アン
プの出力と前記オブザーバゲイン部の負荷トルク推定値
とを加算してトルク指令を得る加算部とからなる請求項
1に記載の電動機の速度制御装置。 - 【請求項3】 前記第2演算部は速度制御周期と速度検
出周期とのタイミングずれを補正する手段で構成したこ
とを特徴とする請求項2に記載の電動機の速度制御装
置。 - 【請求項4】 前記第1偏差部に得られた偏差値をオブ
ザーバゲイン倍する際に、そのゲインを可変可能として
オブザーバゲイン部に与えたことを特徴とする請求項2
又は3に記載の電動機の速度制御装置。
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