JPH07337100A - 誘導電動機のベクトル制御系のトルク制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 低分解能の速度検出器を用いたときのトルク
制御性能を改善した。 【構成】 誘導電動機１はＰＷＭインバータ２によりＰ
ＷＭ制御される。ＰＷＭインバータ２はＰＷＭ回路３で
制御される。このＰＷＭ回路３は非干渉演算部４からの
出力と、ｄ，ｑ軸ＡＣＲアンプ５、６の出力とを加算し
たもので制御される。７は滑り周波数演算部で、この滑
り周波数演算部７はトルク指令ｉ_1q＊を励磁指令ｉ_1d＊
で割ったものと、二次抵抗Ｒ₂を二次インダクタンスＬ₂
で割ったものとを、乗算することによって滑り周波数ω
ｓを得るものである。滑り周波数ωｓは速度検出回路８
から得たωｒと加算され、その加算値ω₁は非干渉演算
部４とＰＷＭ回路３に与えられる。３φ→２φ座標変換
部９にはＰＷＭインバータ２の出力のうちｉ_u，ｉ_wが入
力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は低分解能の速度センサ
を用いた極低速域の速度推定オブザーバを電気自動車な
どのトルク制御系へ適用した誘導電動機のベクトル制御
系のトルク制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】低分解能のロータリー・エンコーダを用
いた速度制御系では、極低速域においてエンコーダパル
ス間隔が速度制御周期より長くなり、速度制御周期間に
正確な速度情報が得られなく。このため、極低速域で
は、速度制御系が不安定になり易く、速度制御の応答を
上げることが困難になる。このような理由からサーボモ
ータやエレベータ等のような位置決め精度を要求される
用途では速度検出器（速度センサ）としてレゾルバや高
パルス出力のエンコーダが用いられてきた。しかし、最
近ではオブザーバを用いて低速域の速度を推定すること
により、低分解能のエンコーダを用いても極低速域の速
度制御を安定に行うことができる方式がいくつも提案さ
れている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このうち最小次元の負
荷トルクオブザーバを用いた極低速域の速度推定方法を
用いて速度推定精度に特に影響を与えるモータイナーシ
ャの推定法について検討した。しかし、極低速域ではエ
ンコーダパルス間隔が長くなるために、トルク推定の安
定性を考慮して、オブザーバゲインは通常より小さく設
定する必要がある。

【０００４】そのために、速度推定オブザーバより同時
に推定できる負荷トルク推定値を用いて外乱補償を行お
うとすると、高速域での外乱抑圧効果が低下するという
問題が発生する。

【０００５】また、近年、地球環境の改善のために電気
自動車の研究と実用化の検討が積極的に進められてい
る。電気自動車の実用化への課題としては、コスト、効
率、小型化、信頼性などが上げられる。この中で、モー
タ小型化のために高速化（１００００ｒｐｍ以上）の研
究が行われている。しかし、１万回転程度になると、速
度センサの機械的強度の問題から、標準のロータリーエ
ンコーダが適用できなくなる。そのため、磁気抵抗素子
と磁性体歯車を用いた非接触のギアパルス式センサ等
が、歯車の加工の制約から１回転当たりのパルス数が６
０〜１２０Ｐ／Ｒ程度になる。このため、低速域の広範
囲に渡り、正確な速度情報が得られなくので、速度オブ
ザーバ等を用いた特性改善が必要となってきている。

【０００６】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、低分解能の速度検出器を用いたときのトルク制御
性能を改善した誘導電動機のベクトル制御系のトルク制
御装置提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明は、上記の目的
を達成するために、第１発明は、ＰＷＭインバータと、
このＰＷＭインバータで駆動される誘導電動機と、この
誘導電動機の速度をパルス出力として送出する非接触で
低分解能の速度検出器と、最小次元の負荷トルク推定値
オブザーバを速度制御周期と速度検出周期とにおける離
散系モデルに変換し、前記速度検出器から出力されるパ
ルス間隔での速度を推定する速度推定オブザーバと、ト
ルク指令と励磁指令および前記速度推定オブザーバから
出力される角周波数とが入力され、出力に前記ＰＷＭイ
ンバータ駆動用出力を送出するベクトル制御系とを備え
たことを特徴とするものである。

【０００８】第２発明は、前記速度推定オブザーバが、
トルク指令と負荷トルク推定値との偏差をオブザーバモ
デル機械時定数で積分してモデル出力推定値を得る第１
演算部と、この第１演算部で得られたモデル出力推定値
からパルス間隔における平均値を得る第２演算部と、こ
の第２演算部の出力と速度検出器から出力されるパルス
変化時に求まる平均値速度との偏差を算出する第１偏差
部と、この第１偏差部に得られる偏差値をオブザーバゲ
イン倍して前記負荷トルク推定値を得るオブザーバゲイ
ン部と、前記第１演算部のモデル出力推定値と前記第１
偏差部の偏差値との偏差を求める第２偏差部とからな
り、前記第２偏差部で求められた偏差値を速度推定値と
して出力することを特徴とするものである。

【０００９】第３発明は、前記第２演算部が速度制御周
期と速度検出周期とのタイミングずれを補正する手段で
構成したことを特徴とするものである。

【００１０】第４発明は、前記負荷トルク推定値と第１
偏差部の出力から速度偏差の差分を速度偏差差分算出部
で算出し、算出された値を第１演算部で得られたモデル
出力推定値に補正値として加算し、その加算値をパルス
間隔における平均値を得る第２演算部に供給したことを
特徴とするものである。

【００１１】第５発明は、前記速度偏差差分算出部が、
負荷トルク推定値が入力され、出力に負荷トルク推定値
との積算値が得られる次のサンプル時点で切り換えられ
るオブザーバゲイン逆数部と、この逆数部の出力と第１
偏差部の出力との偏差から出力に速度偏差を得る偏差部
と、この偏差部から得られる速度偏差差分を積分して出
力に補正値を得る積分器とからなり、逆数部の出力を第
２偏差部に供給して、その出力に速度推定値を送出する
ようにしたことを特徴とするものである。

【００１２】第６発明は、偏差部で得られた速度偏差差
分をオブザーバモデル機械時定数で積分してモデル出力
推定値を得る積分器へ、次のサンプルのときのみ加算し
てモデル出力推定値を補正したことを特徴とするもので
ある。

【００１３】第７発明は、前記オブザーバゲイン部を、
ある速度以上と以下で２段階に切換るようにようにした
ことを特徴とするものである。

【００１４】第８発明は、オブザーバゲイン部を固定ゲ
イン、定数および補償ゲインの積算値としたことを特徴
とするものである。

【００１５】

【作用】低分解能の速度検出器の角周波数を速度推定オ
ブザーバを通してベクトル制御系に、トルク指令と励磁
指令とともに入力し、これらにより誘導電動機のトルク
制御を行う。このため、低分解能の速度検出器を使用し
ても良好な始動特性が得られる。

【００１６】

【実施例】以下この発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。まず、速度推定オブザーバについて述べる。

【００１７】（Ａ）速度推定の原理 モータを積分要素のみに近似したときのモータ部の方程
式は（１）式で表される。また、これより導出される最
小次元の負荷トルクオブザーバのトルク推定値は
（２）、（３）式で表される。

【００１８】

【数１】

【００１９】上記（１）〜（３）式よりモータ部と最小
次元の負荷トルクオブザーバのブロック図を示すと、図
１２のようになる。最小次元の負荷トルクオブザーバで
は、オブザーバゲインＧ₁は比例要素のみで構成される
ため、負荷トルクτ_Lが印加されるとモータモデル出力
推定値∧ｎ_M’（以下推定値には記号∧を付す）とモー
タ実速度ｎ_Mとには偏差が生じる、この偏差Δｎは
（２）式より次の（４）式で表すことができる。

【００２０】

【数２】

【００２１】ここで、速度偏差Δｎの物理的な意味を検
討する。前記（１）〜（３）式を用いるとΔｎは次の
（５）式で表すことができる。ただし、モータとモデル
の機械時定数が一致している（Ｔ_M＝Ｔ_M＊）と仮定す
る。

【００２２】

【数３】

【００２３】また、（４）、（５）式より負荷トルク推
定値∧τ_Lは次の（６）式のように表すことができる。

【００２４】

【数４】

【００２５】上記（５）、（６）式より、負荷トルクと
一次遅れで推定した負荷トルク推定値との偏差を時定数
Ｔ_M＊で積分したものがΔｎとなる。

【００２６】ここで、速度推定に完全次元の負荷トルク
オブザーバを使用した方式では、オブザーバゲインＧ₁
はＰＩ要素となる。従って、定常状態ではモータモデル
出力推定値∧ｎ_M’＝ｎ_Mとなるが、これは負荷トルク急
変時のような過渡状態には成立しない。また、オブザー
バゲインの調整要素も増える。このため、ここでは最小
次元の負荷トルクオブザーバを使用した速度推定方式に
ついて述べる。（４）式よりモータ速度は次式で表され
る。

【００２７】

【数５】

【００２８】（７）式より、モータモデル出力推定値∧
ｎ_M’から速度偏差Δｎを減算することにより、速度が
推定できる。このことが速度推定の基本原理である。こ
の原理は連続系では意味を持たないが、速度制御周期間
にエンコーダパルスが得られない極低速域では、（∧ｎ
_M＝∧ｎ_M’−Δｎ）の式から速度推定が可能となる。上
記（７）式より、最小次元の負荷オブザーバをを用いた
速度推定回路の原理図を構成すると図１３のようにな
る。

【００２９】（Ｂ）速度推定オブザーバ 速度検出器としてエンコーダを使用する場合、極低速域
では速度制御周期よりもエンコーダパルス間隔の方が長
くなる。そのタイミングチャートを図１４に示す。図１
４において、エンコーダのＡ相、Ｂ相信号を２相信号と
し、各相の立ち上がり、立ち下がりエッジ信号の合成を
４逓倍検出信号とする。また、Ａ相立ち上がりエッジ信
号を１ｆ検出信号とする。（Ａ相立ち上がりエッジ以外
のエッジ信号を用いてもよい）エンコーダの２相信号
は、オン、オフ時間のデューティ比に約１０％程度の誤
差を有しているので、通常高速域では速度検出信号とし
て１ｆ検出信号を用いて、この誤差の影響を軽減してい
る。また、低速域では速度情報を速く検出するために、
４逓倍検出信号が用いられる。

【００３０】図１４に示すような極低速域では、エンコ
ーダパルス間における速度制御周期時点で最新の速度情
報が得られない。この間における速度を図１３の速度推
定原理を用いて推定する。図１３の速度推定オブザーバ
の原理図を速度制御周期Ｔ_Ｓと速度検出周期Ｔ_Ｐで離散
化すると、図１５に示す速度推定オブザーバが得られ
る。図１５において、速度検出値［−ｎ_M（ｊ）］はエ
ンコーダパルス（ｊ−１）〜（ｊ）間の平均速度となる
ので、モータモデル出力平均値［−∧ｎ_M’（ｉ）］も
この間の平均値を演算してモータモデル出力平均値［−
∧ｎ_M’（ｉ）］を求める必要がある。速度検出周期が
速度制御周期より十分長ければモータモデル出力平均値
は次の（８）式で表すことができる。

【００３１】

【数６】

【００３２】但し、ｎ（ｊ）が小さいときには、より正
確な平均化処理の検討が必要となるが、ここでは、ｎ
（ｊ）が十分大きい極低速域を考えることとして、モー
タモデル出力平均値を（８）式で近似する。

【００３３】次にオブザーバゲインの切換について述べ
る。最小次元の負荷トルクオブザーバではオブザーバゲ
インＧ₁が比例要素で構成されているので、負荷トルク
τ_Lが印加されると、速度検出周期ｊ点でのモータモデ
ル出力の平均値［−∧ｎ_M’（ｊ）］とモータ実速度の
平均値［−ｎ_M（ｊ）］とには速度偏差Δｎ（ｊ）が生
じる。この速度偏差Δｎ（ｊ）は（４）式より次の
（９）式で表すことができる。

【００３４】

【数７】

【００３５】ここで、すでに負荷トルク∧τ_L（ｊ）の
推定が完了し、ある値に収束していると仮定する。（ｊ
−１）からｊ間の平均速度をｊ時点に検出し、オブザー
バゲインをＧ₁（ｊ−１）＝Ｇ_1LからＧ₁（ｊ）＝Ｇ_1Hに
無条件に切換ると、Δｎ（ｊ）は一定のため負荷トルク
が変化してしまう。そのために、トルク変化がないにも
関わらず、トルク変化が生じたような過渡現象が発生
し、速度制御系への外乱となってしまう。そこで、過渡
現象の生じないオブザーバゲイン切換が必要になる。

【００３６】次にその切換方法を述べる。いま、ｊ時点
にてオブザーバゲインをＧ_1LからＧ_1Hに切換ると、負荷
トルクの推定はすでに完了し、ある値∧τ_L（ｊ−１）
に収束しおり、ゲイン切換の間は負荷トルクは変化しな
いものとする。（ｊ−１）からｊ間での速度偏差Δｎ
（ｊ）がｊ時点にて（９）式より求められたとする。

【００３７】ここで、負荷トルク推定値∧τ_L（ｊ−
１）＝∧τ_L（ｊ）に保つためには、ｊ時点でゲイン切
換を実行することはできない。そこで、Ｇ_1LからＧ_1Hの
ゲイン切換を次の速度検出周期（ｊ＋１）へ１サンプル
遅れさせることを検討する。そのため、ｊ時点ではＧ₁
（ｊ）＝Ｇ₁（ｊ−１）＝Ｇ_1Lのままとする。いま、
（ｊ＋１）時点にてＧ₁（ｊ）＝Ｇ_1LからＧ₁（ｊ＋１）
＝Ｇ_1Hにゲインを切換るとする。

【００３８】（ｊ＋１）時点での速度偏差Δｎ（ｊ＋
１）は次の（１０）式で表される。

【００３９】

【数８】

【００４０】（ｊ＋１）時点にてトルク推定値∧τ
_L（ｊ＋１）＝∧τ_L（ｊ）に保つには、ｊと（ｊ＋１）
間においてモータモデル出力∧ｎ_M’（ｉ）を次の（１
１）式に示す速度偏差の差分Δｎ_c（ｊ）で補正してお
けばよい。

【００４１】

【数９】

【００４２】（１１）式よりΔｎ（ｊ＋１）は次の（１
２）式で表される。

【００４３】

【数１０】

【００４４】ここで、速度偏差Δｎ（ｊ）は（５）式に
示す負荷トルク推定誤差分としてモータモデル出力∧ｎ
_M’（ｉ）にすでに積算されているので、速度偏差の差
分をモータモデル出力に補正すればよい。また、モータ
モデル出力を速度偏差の差分で補正するため、速度推定
値算出のための速度偏差として（１０）式のΔｎ（ｊ＋
１）を予測値として用いる。図１６は上述したゲイン切
換を考慮した速度推定オブザーバのブロック構成図であ
る。

【００４５】図１６において、トルク指令τ_M＊（ｉ）
と負荷トルク推定値∧τ_L（ｊ）は、偏差器１１１に供
給されて、その偏差出力が第１演算部１１２に入力され
る。第１演算部１１２は、速度制御周期Ｔｓをモデル機
械時定数Ｔ_M＊で割算した割算部１１２ａと、この割算
部１１２ａの出力と積分器１１２ｃの出力とを加算した
加算器１１２ｂとから構成されている。第１演算部１１
２で演算されて得られたモータモデル出力推定値∧
ｎ_M’（ｉ）はパルス間隔における平均値を得る第２演
算部１１３に入力される。第２演算部１１３で演算され
たモータモデル出力の平均値は第１偏差部１１４のプラ
ス入力端に供給され、そのマイナス入力端には図示しな
いパスルエンコーダにより検出された速度検出出力の平
均値が供給される。

【００４６】第１偏差部１１４の偏差出力はオブザーバ
ゲイン部１１６に供給され、ここで所定倍されて出力に
負荷トルク推定値∧τ_L（ｊ）を得る。また、第１偏差
部１１４の偏差出力は第２偏差部１１７のマイナス入力
端に供給される。第２偏差部１１７のプラス入力端には
モータモデル出力推定値∧ｎ_M’（ｉ）が供給され、そ
の出力には速度推定値∧ｎ_M（ｉ）が得られる。

【００４７】１３１は速度偏差の差分算出部で、この速
度偏差の差分算出部１３１は負荷トルク推定値∧τ
_L（ｊ）が入力され、次のサンプル時点（ｊ＋１）でオ
ブザーバゲインを切り換えるオブザーバゲインＧ₁（ｊ
＋１）逆数部１３２と、このオブザーバゲイン逆数部１
３２で負荷トルク推定値∧τ_L（ｊ）と１／Ｇ₁（ｊ＋
１）とを積算する出力がプラス端に、第１偏差部１１４
の偏差出力値がマイナス端に供給される偏差部１３３
と、この偏差部１３３の偏差出力値が第１入力端に供給
される加算器１３４と、この加算器１３４の出力を積分
して第２入力端に供給する積分器１３５とから構成され
る。オブザーバゲイン逆数部１３２の積算出力は第２偏
差器１１７のマイナス端に供給され、加算器１３４の出
力Δｎ_c’（ｊ）［差分の積算（積分要素）］は加算器
１１２ｂの出力と加算器１３６で加算される。図１０に
おいては、速度推定オブザーバより負荷トルク推定値も
検出できるので、この負荷トルク推定値をトルク指令に
加算することにより外乱補償が可能となる。これによ
り、等価的にＰＩ要素が現れるので、速度制御アンプは
比例要素のみとした。

【００４８】図１７はシミュレーションに用いたブロッ
ク構成図で、この図１７において、２１はモータ部、２
２はエンコーダモデル、２３は速度検出部である。速度
検出部２３の出力は速度推定オブザーバ２４に供給され
る。速度推定オブザーバ２４からの速度推定値は速度指
令値と偏差が採られて、偏差が比例部２５に与えられ
る。比例部２５の出力は速度推定オブザーバ２４からの
負荷トルク推定値と加算されてモータトルクを得る。こ
のトルクと負荷トルクとの偏差がモータ部２１に供給さ
れる。

【００４９】図１７によるシミュレーションは、速度制
御演算周期Ｔｓを１ｍｓとし、速度検出演算周期Ｔｐは
エンコーダパルスが入力されたときのみ実行した。また
モータ部の演算は連続系とした。このときのシミュレー
ション条件を次の表１に示す。

【００５０】

【表１】

【００５１】ゲイン切換特性のシミュレーション結果を
図１８〜図２０に示す。負荷トルクが１％印加されてい
る状態にて、モータを定格速度の１／５０００という極
低速で始動し、負荷トルク推定が完了した後、オブザー
バゲインを切り換えたときのシミレーション結果であ
る。図１８はオブザーバゲインＧ₁＝１００と大きな値
に設定して始動し、オブザーバゲイン切換を行っていな
いときの特性である。この図１８からオブザーバゲイン
が大きいために負荷トルク推定の安定性が悪くなり、始
動時の速度変動が大きくなる。

【００５２】図１９は始動時Ｇ₁＝５０に設定し、ゲイ
ン切換補償無しの状態でＧ１＝１００に切り換えた時の
もので、この場合には図１８に比べてオブザーバゲイン
を小さく設定したので、始動時のトルク推定は安定して
いる。しかし、ゲイン切換補償が無いために、ゲイン切
り換え時にトルク推定値が変化し、結果として速度変動
が発生する。

【００５３】図２０は始動時Ｇ₁＝５０に設定し、ゲイ
ン切換補償有りの状態でＧ₁＝１００に切り換えたとき
の結果である。この結果から始動時及びゲイン切換時の
トルク推定の安定性が確保されており、オブザーバ切換
方法の有効性が確認できることが判明した。なお、この
ときの速度検出周期は速度１／５０００にて２５ｍｓと
なる。

【００５４】図２１と図２２は負荷トルクが１％印加さ
れている状態にてモータを定格速度の１／２０００とい
う極低速で始動し、負荷トルク推定が完了した後、負荷
トルクを３％に変化させたときのシミュレーション結果
で、図２１はＧ₁＝５０一定のときであり、図２２はゲ
イン切換補償有りの状態でＧ₁＝１００に切り換えたと
きの結果である。ゲイン切換方式により外乱抑圧効果が
改善されることが判明した。

【００５５】次に上述した速度推定オブザーバを誘導電
動機のベクトル制御系に組み込んだこの発明の実施例を
述べる。図１はそのベクトル制御系の構成図を示す実施
例で、シミュレーションは図１７のモータ部分を図１の
ベクトル制御系に置き換えて実行したものである。図１
において、１は誘導電動機ＩＭ、２はＩＭ１をＰＷＭ制
御するＰＷＭインバータである。３はＰＷＭインバータ
２を制御するＰＷＭ回路で、このＰＷＭ回路３は非干渉
演算部４からの出力と、ｄ，ｑ軸ＡＣＲアンプ５、６の
出力とを加算したもので制御される。７は滑り周波数演
算部で、この滑り周波数演算部７はトルク指令ｉ_1q＊を
励磁指令ｉ_1d＊で割ったものと、二次抵抗Ｒ₂を二次イ
ンダクタンスＬ₂で割ったものとを、乗算することによ
って滑り周波数ωｓを得るものである。滑り周波数ωｓ
は速度検出回路８から得たωｒと加算され、その加算値
ω₁は前記非干渉演算部４とＰＷＭ回路３に与えられ
る。９は３φ→２φ座標変換部で、この変換部９にはＰ
ＷＭインバータ２の出力のうちｉ_u，ｉ_wが入力される。

【００５６】変換部９の出力はｄ，ｑ軸ＡＣＲアンプ
５、６の入力に設けられる偏差器１０、１１のマイナス
端に供給され、偏差器１０、１１のプラス端にはｉ
_1q＊，ｉ_1d＊が供給される。前記非干渉演算部４は一次
抵抗Ｒ₁を漏れインダクタンスＬ_sと一次インダクタンス
Ｌ₁にω₁を乗算した値で補正してｄ，ｑ軸ＡＣＲアンプ
５、６の出力と加算器１２、１３で加算してＰＷＭ回路
３に供給される。

【００５７】図１のように構成したベクトル制御系の実
施例において、速度検出回路８に代えて速度推定オブザ
ーバを設けることによってシミュレーションを実行し
た。図２は速度制御系を構成したときの始動特性のシミ
ュレーション結果で、この特性は負荷トルクが１％印加
されている状態にて、モータを１／２００の低速で始動
したときの結果である。図２から速度検出周期は速度１
／２００にて約４４ｍｓとなる。このときのシミュレー
ション条件を次の表２に示す。

【００５８】

【表２】

【００５９】最高速度が１００００ｒｐｍ程度のモータ
を想定して、速度検出信号の一回転当たりのパルス数を
６０Ｐ／Ｒとすることにより、良好な始動特性が得られ
る。図３から図１１にトルク制御系としたときの始動特
性のシミュレーション結果を示す。このときのシミュレ
ーション条件を次の表３に示す。

【００６０】

【表３】

【００６１】図３〜図８は負荷トルクを２０％印加した
状態で、トルク指令を２５〜３５％に設定してモータを
始動したときの結果である。速度推定オブザーバ無しの
ときは、エンコーダパルスが入力されるまでに実速度は
上昇を開始するために、モータの滑りが小さくなりトル
クが低下してくる。エンコーダパルスが入力されて速度
検出が可能となると、トルクは設定値に回復して行く
が、加速時間が非常に長くなる。トルク指令を大きくす
ると、加速特性は改善されるが、トルクが指令値通り発
生しないために、加速時間が長くなる。これに対して、
速度推定オブザーバを用いたときには、エンコーダパル
スが検出されるまでは、負荷トルクを推定できないため
に、速度推定値が実速度より大きく推定される。そのた
めに必要とされる出力周波数よりも上昇して、モータの
滑りが大きくなる。これにより加速トルクが発生し、滑
らかに加速している。エンコーダパルスが入力されて速
度検出が可能となると、負荷トルク推定が開始され、発
生トルク指令値に近づいて行く。また、トルク指令値が
小さいときでも、加速特性は良好である。

【００６２】図９〜図１１はモータモデル機械時定数Ｔ
_M＊＝２ｓに固定し、モータ機械時定数Ｔ_Mを２倍、１／
２倍、１／４倍と変化させたときの始動特性である。負
荷トルクを２０％印加した状態で、トルク指令値を２５
％に設定してモータを始動した。Ｔ_M＝２Ｔ_M＊のとき
は、エンコーダパルスが入力されるまでの速度推定誤差
が大きいために、トルク推定のオーバーシュートが大き
いが、安定して始動できていることが分かる。また、Ｔ
_M＝１／２・Ｔ_M＊、Ｔ_M＝１／４・Ｔ_M＊のときは、エン
コーダパルスが入力されるまでの負荷トルク推定誤差分
をイナーシャ誤差で相殺するので、速度推定誤差が小さ
くなり、良好な始動特性が得られている。

【００６３】以上より負荷トルク印加状態でのトルク制
御系の始動特性では、イナーシャ誤差の影響を受け難い
ことが分かる。しかし、さらに良好な始動特性を得るに
は、始動時の負荷トルク補償法を確立する必要がある。

【００６４】

【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
速度推定オブザーバを誘導電動機ベクトル制御系のトル
ク制御に適用したので、低分解能の速度検出器を使用し
ても良好な始動特性が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示す構成説明図。

【図２】速度制御系の始動特性図

【図３】速度推定オブザーバ無しでトルク指令値２５％
のときの始動特性図。

【図４】速度推定オブザーバ無しでトルク指令値３０％
のときの始動特性図。

【図５】速度推定オブザーバ無しでトルク指令値３５％
のときの始動特性図。

【図６】速度推定オブザーバ有りでトルク指令値２５％
のときの始動特性図。

【図７】速度推定オブザーバ有りでトルク指令値３０％
のときの始動特性図。

【図８】速度推定オブザーバ有りでトルク指令値３５％
のときの始動特性図。

【図９】イナーシャ誤差Ｔ_M＝２Ｔ_M＊があるときの始動
特性図。

【図１０】イナーシャ誤差Ｔ_M＝１／２Ｔ_M＊があるとき
の始動特性図。

【図１１】イナーシャ誤差Ｔ_M＝１／４Ｔ_M＊があるとき
の始動特性図。

【図１２】負荷トルクオブザーバ構成図。

【図１３】速度推定オブザーバの原理図。

【図１４】速度制御のタイミングチャート。

【図１５】離散化した速度推定オブザーバ構成図。

【図１６】ゲイン切換を考慮した速度推定オブザーバの
ブロック構成図。

【図１７】シミュレーションのブロック構成図。

【図１８】オブザーバゲイン切換無しによるシミュレー
ション結果の特性図。

【図１９】オブザーバゲイン切換補償無しによるシミュ
レーション結果の特性図。

【図２０】オブザーバゲイン切換補償有りによるシミュ
レーション結果の特性図。

【図２１】オブザーバゲイン切換無しによる外乱抑圧効
果のシミュレーション結果の特性図。

【図２２】オブザーバゲイン切換補償有りによる外乱抑
圧効果のシミュレーション結果の特性図。

【符号の説明】 １…誘導電動機 ２…ＰＷＭインバータ ３…ＰＷＭ回路 ４…非干渉演算部 ５…ｄ軸ＡＣＲアンプ ６…ｑ軸ＡＣＲアンプ ７…滑り周波数演算部

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＷＭインバータと、このＰＷＭインバ
   ータで駆動される誘導電動機と、この誘導電動機の速度
   をパルス出力として送出する非接触で低分解能の速度検
   出器と、最小次元の負荷トルク推定値オブザーバを速度
   制御周期と速度検出周期とにおける離散系モデルに変換
   し、前記速度検出器から出力されるパルス間隔での速度
   を推定する速度推定オブザーバと、トルク指令と励磁指
   令および前記速度推定オブザーバから出力される角周波
   数とが入力され、出力に前記ＰＷＭインバータ駆動用出
   力を送出するベクトル制御系とを備えたことを特徴とす
   る誘導電動機のベクトル制御系のトルク制御装置。
2. 【請求項２】 前記速度推定オブザーバは、トルク指令
   と負荷トルク推定値との偏差をオブザーバモデル機械時
   定数で積分してモデル出力推定値を得る第１演算部と、
   この第１演算部で得られたモデル出力推定値からパルス
   間隔における平均値を得る第２演算部と、この第２演算
   部の出力と速度検出器から出力されるパルス変化時に求
   まる平均値速度との偏差を算出する第１偏差部と、この
   第１偏差部に得られる偏差値をオブザーバゲイン倍して
   前記負荷トルク推定値を得るオブザーバゲイン部と、前
   記第１演算部のモデル出力推定値と前記第１偏差部の偏
   差値との偏差を求める第２偏差部と、この第２偏差部で
   求められた偏差値を速度推定値として出力することを特
   徴とする請求項１記載の誘導電動機のベクトル制御系の
   トルク制御装置。
3. 【請求項３】 前記第２演算部は速度制御周期と速度検
   出周期とのタイミングずれを補正する手段で構成したこ
   とを特徴とする請求項２に記載の誘導電動機のベクトル
   制御系のトルク制御装置。
4. 【請求項４】 前記負荷トルク推定値と第１偏差部の出
   力から速度偏差の差分を速度偏差差分算出部で算出し、
   算出された値を第１演算部で得られたモデル出力推定値
   に補正値として加算し、その加算値をパルス間隔におけ
   る平均値を得る第２演算部に供給したことを特徴とする
   請求項２記載の誘導電動機のベクトル制御系のトルク制
   御装置。
5. 【請求項５】 前記速度偏差差分算出部は、負荷トルク
   推定値が入力され、出力に負荷トルク推定値との積算値
   が得られる次のサンプル時点で切り換えられるオブザー
   バゲイン逆数部と、この逆数部の出力と第１偏差部の出
   力との偏差から出力に速度偏差を得る偏差部と、この偏
   差部から得られる速度偏差差分を積分して出力に補正値
   を得る積分器とからなり、逆数部の出力を第２偏差部に
   供給して、その出力に速度推定値を送出するようにした
   ことを特徴とする請求項４記載の誘導電動機のベクトル
   制御系のトルク制御装置。
6. 【請求項６】 偏差部で得られた速度偏差差分をオブザ
   ーバモデル機械時定数で積分してモデル出力推定値を得
   る積分器へ、次のサンプルのときのみ加算してモデル出
   力推定値を補正したことを特徴とする請求項４記載の誘
   導電動機のベクトル制御系のトルク制御装置。
7. 【請求項７】 オブザーバゲイン部を、ある速度以上と
   以下で２段階に切換るようにようにしたことを特徴とす
   る請求項４、５または６記載の誘導電動機のベクトル制
   御系のトルク制御装置。
8. 【請求項８】 オブザーバゲイン部を固定ゲイン、定数
   および補償ゲインの積算値としたことを特徴とする請求
   項７記載の誘導電動機のベクトル制御系のトルク制御装
   置。