JP2728499B2 - 電動機の速度制御装置 - Google Patents
電動機の速度制御装置Info
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- JP2728499B2 JP2728499B2 JP1124330A JP12433089A JP2728499B2 JP 2728499 B2 JP2728499 B2 JP 2728499B2 JP 1124330 A JP1124330 A JP 1124330A JP 12433089 A JP12433089 A JP 12433089A JP 2728499 B2 JP2728499 B2 JP 2728499B2
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- Japan
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- torque
- position detector
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、デイジタル式位置検出器を用いた、電動機
の速度制御装置に関する。
の速度制御装置に関する。
ロボツト，数値制御工作機などの制御装置では、駆動
用電動機にデイジタル式位置検出器のみを用いて、これ
により位置制御系のマイナーループ制御系として速度制
御を実行する場合が多い。また、電動機の速度制御にお
いても、アナログ形に比べ信号伝送が容易でドリフト等
の影響を受けにくいデイジタル式位置検出器を用い、こ
れにより速度検出して速度制御を実行する方式が多く発
表されている。通常、電動機制御用デイジタル式位置検
出器としては、インクリメンタル形エンコーダが用いら
れる。
用電動機にデイジタル式位置検出器のみを用いて、これ
により位置制御系のマイナーループ制御系として速度制
御を実行する場合が多い。また、電動機の速度制御にお
いても、アナログ形に比べ信号伝送が容易でドリフト等
の影響を受けにくいデイジタル式位置検出器を用い、こ
れにより速度検出して速度制御を実行する方式が多く発
表されている。通常、電動機制御用デイジタル式位置検
出器としては、インクリメンタル形エンコーダが用いら
れる。
このような、デイジタル式位置検出器からの速度検出
には、位置検出器からの出力信号の時間間隔の逆数によ
り求める方法、あるいは所定の周期毎の位置検出信号の
パルス数により演算する方法などが知られている。いず
れの場合でも、高速状態では、位置検出器からの出力信
号の時間間隔が短く、また、所定の周期毎に十分な数の
位置検出信号が得られるので、検出遅れが少なく精度の
よい速度検出値が得られる。しかし、低速状態では、位
置検出器の出力信号が変化する時間間隔が延びるため速
度検出遅れが増加し、また、所定の周期毎に位置検出器
の出力信号が変化せず速度検出できない場合もある。特
に位置検出器の分解能が低いとき、この影響は顕著とな
る。
には、位置検出器からの出力信号の時間間隔の逆数によ
り求める方法、あるいは所定の周期毎の位置検出信号の
パルス数により演算する方法などが知られている。いず
れの場合でも、高速状態では、位置検出器からの出力信
号の時間間隔が短く、また、所定の周期毎に十分な数の
位置検出信号が得られるので、検出遅れが少なく精度の
よい速度検出値が得られる。しかし、低速状態では、位
置検出器の出力信号が変化する時間間隔が延びるため速
度検出遅れが増加し、また、所定の周期毎に位置検出器
の出力信号が変化せず速度検出できない場合もある。特
に位置検出器の分解能が低いとき、この影響は顕著とな
る。
このような問題点を解決する方法として、特開昭61−
30984号公報にあるように、駆動特性を表わすモデルを
構成し、位置検出器からの出力信号が得られる毎に演算
した速度検出値と電動機の駆動トルク検出値とから位置
検出値が変化しない区間での瞬時速度を推定して制御す
る方式が知られている。ここで、速度の推定は駆動トル
ク検出値を加速トルク成分と負荷トルク成分とに分離
し、前者を慣性モーメント値で割つて積分することで実
行される。このため、負荷トルク成分を推定する必要が
あるが、従来技術では、位置検出器からの速度検出値と
速度推定値との偏差の比例積分により負荷トルクを推定
している。これにより比例積分補償のバンド幅の逆数で
決まる応答時定数で負荷トルクを漸近的に推定できる。
この負荷トルク推定値と駆動トルク検出器とから瞬時速
度を推定することで速度検出遅れを減少させている。
30984号公報にあるように、駆動特性を表わすモデルを
構成し、位置検出器からの出力信号が得られる毎に演算
した速度検出値と電動機の駆動トルク検出値とから位置
検出値が変化しない区間での瞬時速度を推定して制御す
る方式が知られている。ここで、速度の推定は駆動トル
ク検出値を加速トルク成分と負荷トルク成分とに分離
し、前者を慣性モーメント値で割つて積分することで実
行される。このため、負荷トルク成分を推定する必要が
あるが、従来技術では、位置検出器からの速度検出値と
速度推定値との偏差の比例積分により負荷トルクを推定
している。これにより比例積分補償のバンド幅の逆数で
決まる応答時定数で負荷トルクを漸近的に推定できる。
この負荷トルク推定値と駆動トルク検出器とから瞬時速
度を推定することで速度検出遅れを減少させている。
このとき、上記従来技術では、負荷トルクを応答よく
推定するためには、比例積分補償定数を大きくとる必要
がある。しかし、実際の駆動系は共振特性を示したり、
非線形な摩擦特性やがたによるバツクラツシユなどが存
在する。このため、速度推定値と位置検出器から演算し
た速度検出値との偏差から負荷トルクを推定する方式で
は、特に位置検出器の出力信号の間隔が長くなつたと
き、実際の駆動特性と速度推定モデルとの違いにより負
荷トルク推定系が不安定になる場合がある。このため、
負荷トルクを推定するための比例積分補償定数を十分に
高く設定できず、速度推定値を用いて速度制御したと
き、負荷外乱による速度変動が大きくなるなどの問題点
があつた。
推定するためには、比例積分補償定数を大きくとる必要
がある。しかし、実際の駆動系は共振特性を示したり、
非線形な摩擦特性やがたによるバツクラツシユなどが存
在する。このため、速度推定値と位置検出器から演算し
た速度検出値との偏差から負荷トルクを推定する方式で
は、特に位置検出器の出力信号の間隔が長くなつたと
き、実際の駆動特性と速度推定モデルとの違いにより負
荷トルク推定系が不安定になる場合がある。このため、
負荷トルクを推定するための比例積分補償定数を十分に
高く設定できず、速度推定値を用いて速度制御したと
き、負荷外乱による速度変動が大きくなるなどの問題点
があつた。
本発明の目的は、位置検出器からの出力信号の時間間
隔が長くなるような低速状態でも安定に負荷トルクを演
算することで、低速状態でも速度変動の小さい制御性能
を達成することにある。
隔が長くなるような低速状態でも安定に負荷トルクを演
算することで、低速状態でも速度変動の小さい制御性能
を達成することにある。
上記目的を達成するために、本発明による電動機の速
度制御装置は、位置検出器の出力信号発生時毎に演算さ
れる速度検出値の時間変化から演算される平均的な加速
度と、発生トルク計測値から演算される位置検出器の出
力信号発生区間における電動機発生トルクの平均値とか
ら、平均的な負荷トルク推定値を演算する負荷トルク推
定手段を備えると共に、位置検出器の出力信号の変化時
点で、速度検出値と、位置検出器の出力信号の変化しな
い区間での速度推定値の平均値との差を演算し、これに
係数を乗じた値を、負荷トルク推定手段における負荷ト
ルク推定値に加算する手段を備える。そして、この負荷
トルク推定値と、発生トルク計測値より電動機速度を推
定する。
度制御装置は、位置検出器の出力信号発生時毎に演算さ
れる速度検出値の時間変化から演算される平均的な加速
度と、発生トルク計測値から演算される位置検出器の出
力信号発生区間における電動機発生トルクの平均値とか
ら、平均的な負荷トルク推定値を演算する負荷トルク推
定手段を備えると共に、位置検出器の出力信号の変化時
点で、速度検出値と、位置検出器の出力信号の変化しな
い区間での速度推定値の平均値との差を演算し、これに
係数を乗じた値を、負荷トルク推定手段における負荷ト
ルク推定値に加算する手段を備える。そして、この負荷
トルク推定値と、発生トルク計測値より電動機速度を推
定する。
位置検出器の出力信号の変化時点毎に演算される速度
検出値の前回検出値と今回検出値との差分により、この
間の平均的な加速度が演算される。この加速度とこの区
間の発生トルクの平均値とから平均的な負荷トルクを演
算する。これにより、位置検出信号が得られる毎に、そ
の２回前の位置検出信号までの区間の平均負荷トルクが
求まる。このため、速度検出値と速度推定値との偏差の
比例積分により、漸近的に負荷トルクを推定する方式に
比べ、より精度よく演算できる。この負荷トルク演算値
を用い、位置検出信号が得られない区間の速度推定を実
行するので、低速時でも負荷外乱に対し速度変動の小さ
い速度制御系を構成できる。さらに、速度検出値と、位
置検出器の出力信号の変化しない区間での速度推定値の
平均値との差に係数を乗じた値を負荷トルク推定値に加
算することにより、速度推定値から高周波域での雑音が
除去されるので、より安定した速度推定値が得られる。
検出値の前回検出値と今回検出値との差分により、この
間の平均的な加速度が演算される。この加速度とこの区
間の発生トルクの平均値とから平均的な負荷トルクを演
算する。これにより、位置検出信号が得られる毎に、そ
の２回前の位置検出信号までの区間の平均負荷トルクが
求まる。このため、速度検出値と速度推定値との偏差の
比例積分により、漸近的に負荷トルクを推定する方式に
比べ、より精度よく演算できる。この負荷トルク演算値
を用い、位置検出信号が得られない区間の速度推定を実
行するので、低速時でも負荷外乱に対し速度変動の小さ
い速度制御系を構成できる。さらに、速度検出値と、位
置検出器の出力信号の変化しない区間での速度推定値の
平均値との差に係数を乗じた値を負荷トルク推定値に加
算することにより、速度推定値から高周波域での雑音が
除去されるので、より安定した速度推定値が得られる。
以下、本発明について図面を用いて詳細に説明する
が、まず、第１〜５図を用いて、参考例について説明す
る。なお、第６図を用いて後述する本発明の実施例は、
参考例における第５図の構成を、第６図に構成したもの
である。
が、まず、第１〜５図を用いて、参考例について説明す
る。なお、第６図を用いて後述する本発明の実施例は、
参考例における第５図の構成を、第６図に構成したもの
である。
第１図における主な構成要素は、電動機の速度制御を
実行するマイクロコンピユータ（以下マイコンと略記）
1,パワーアンプ2,電動機3,負荷機械４であり、電動機３
の速度検出用にデイジタル式位置検出器としてインクリ
メンタルエンコーダ（以下、エンコーダと略記）５を用
いている。電動機電流は電流検出器６により計測され、
電流制御回路７に帰還されてパワーアンプ２の電流制御
に用いられる。マイコン１は所定の制御周期毎に速度制
御処理106が起動され、パワーアンプ２に対する電流指
令値を演算する。この電流指令値はデイジタル／アナロ
グ変換器（以下、D/A変換器と略記）８でアナログ量に
変換され、電流制御回路７への指令値となる。
実行するマイクロコンピユータ（以下マイコンと略記）
1,パワーアンプ2,電動機3,負荷機械４であり、電動機３
の速度検出用にデイジタル式位置検出器としてインクリ
メンタルエンコーダ（以下、エンコーダと略記）５を用
いている。電動機電流は電流検出器６により計測され、
電流制御回路７に帰還されてパワーアンプ２の電流制御
に用いられる。マイコン１は所定の制御周期毎に速度制
御処理106が起動され、パワーアンプ２に対する電流指
令値を演算する。この電流指令値はデイジタル／アナロ
グ変換器（以下、D/A変換器と略記）８でアナログ量に
変換され、電流制御回路７への指令値となる。
一方、エンコーダ５からの出力パルスはカウンタ９で
計数される。また、クロツク発生器10の出力はカウンタ
11で計数され、エンコーダ５の出力パルス毎にカウンタ
11の計数値がレジスタ12にラツチされる。マイコン１は
このカウンタ９の計数値とレジスタ12のの格納値を前記
速度制御周期毎に取込んで、エンコーダパルス毎に速度
検出処理101を実行する。また、電流検出器６の出力
は、電圧／周波数変換器（以下、V/F変換器と略記）13
により電動機電流に対応した周波数のパルス列に変換さ
れ、これをカウンタ14で計数することで電動機電流の累
積値を得る。電動機電流に比例して電動機トルクが発生
するので、この電流累積値を電動機発生トルクの累積値
と見做せる。一方、カウンタ14の計数値である電動機電
流の累積値は、エンコーダパルス毎にレジスタ15にラツ
チされ、エンコーダパルス間の電動機発生トルクの積分
値の演算に用いられる。マイコン１は所定の制御周期毎
に、レジスタ15からエンコーダパルス毎にラツチされた
電動機発生トルクの累積値を、カウンタ14から累積値そ
のものをそれぞれ取込み、前者は、電動機発生トルクの
エンコーダパルス間の平均値の演算処理102に、後者は
制御周期毎の電動機発生トルクの演算処理103に、それ
ぞれ用いられる。マイコン１では、エンコーダパルス毎
に、速度検出処理101の出力と平均発生トルク演算処理1
02の出力とから、負荷トルク演算処理104を実行する。
一方、制御周期毎に、この負荷トルク演算値と瞬時発生
トルク演算処理103の出力とから速度推定処理105を実行
し、この出力を用いて低速時でも安定で応答のよい速度
制御を達成する。
計数される。また、クロツク発生器10の出力はカウンタ
11で計数され、エンコーダ５の出力パルス毎にカウンタ
11の計数値がレジスタ12にラツチされる。マイコン１は
このカウンタ９の計数値とレジスタ12のの格納値を前記
速度制御周期毎に取込んで、エンコーダパルス毎に速度
検出処理101を実行する。また、電流検出器６の出力
は、電圧／周波数変換器（以下、V/F変換器と略記）13
により電動機電流に対応した周波数のパルス列に変換さ
れ、これをカウンタ14で計数することで電動機電流の累
積値を得る。電動機電流に比例して電動機トルクが発生
するので、この電流累積値を電動機発生トルクの累積値
と見做せる。一方、カウンタ14の計数値である電動機電
流の累積値は、エンコーダパルス毎にレジスタ15にラツ
チされ、エンコーダパルス間の電動機発生トルクの積分
値の演算に用いられる。マイコン１は所定の制御周期毎
に、レジスタ15からエンコーダパルス毎にラツチされた
電動機発生トルクの累積値を、カウンタ14から累積値そ
のものをそれぞれ取込み、前者は、電動機発生トルクの
エンコーダパルス間の平均値の演算処理102に、後者は
制御周期毎の電動機発生トルクの演算処理103に、それ
ぞれ用いられる。マイコン１では、エンコーダパルス毎
に、速度検出処理101の出力と平均発生トルク演算処理1
02の出力とから、負荷トルク演算処理104を実行する。
一方、制御周期毎に、この負荷トルク演算値と瞬時発生
トルク演算処理103の出力とから速度推定処理105を実行
し、この出力を用いて低速時でも安定で応答のよい速度
制御を達成する。
次に、この動作波形を第２図に示す。ここで、（ａ）
はエンコーダ５の出力パルス、（ｂ）はその計数値、
（ｃ）はエンコーダパルスの時間間隔を計測するための
クロツクパルスの計数値と、それをエンコーダパルス毎
にラツチした値、（ｄ）はマイコンの速度制御周期のサ
ンプリング時点（周期をTSとする）、（ｅ）は電動機電
流の検出値、（ｆ）は、その検出値をV/F変換し、その
出力を計数して求めた電動機電流の累積値、及びそれを
エンコーダパルス毎にラツチした値、（ｇ）は、制御周
期毎に電動機電流の累積値を差分して求めた電動機の瞬
時電流値をそれぞれ示す。
はエンコーダ５の出力パルス、（ｂ）はその計数値、
（ｃ）はエンコーダパルスの時間間隔を計測するための
クロツクパルスの計数値と、それをエンコーダパルス毎
にラツチした値、（ｄ）はマイコンの速度制御周期のサ
ンプリング時点（周期をTSとする）、（ｅ）は電動機電
流の検出値、（ｆ）は、その検出値をV/F変換し、その
出力を計数して求めた電動機電流の累積値、及びそれを
エンコーダパルス毎にラツチした値、（ｇ）は、制御周
期毎に電動機電流の累積値を差分して求めた電動機の瞬
時電流値をそれぞれ示す。
マイコン１は、第２図（ｄ）に示すサンプリング時点
毎に、カウンタ9,レジスタ12,カウンタ14,レジスタ15の
データを取込む。いま、サンプリング時点ｉとｉ−１の
間のｊ時点でエンコーダパルスが得られるとする。サン
プリング時点ｉにおいて、［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間
の平均速度ｍ（ｊ）は次式のように演算される。
毎に、カウンタ9,レジスタ12,カウンタ14,レジスタ15の
データを取込む。いま、サンプリング時点ｉとｉ−１の
間のｊ時点でエンコーダパルスが得られるとする。サン
プリング時点ｉにおいて、［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間
の平均速度ｍ（ｊ）は次式のように演算される。
ここで、Ｎ（ｊ）が（ｊ−１）〜（ｊ）までのパルス
の時間間隔に対応し、ΔＭ（ｊ）が同区間のエンコーダ
パルスの変化を表わす。この場合、ΔＭは恒に１とな
る。また、knは速度検出のための変換係数である。
の時間間隔に対応し、ΔＭ（ｊ）が同区間のエンコーダ
パルスの変化を表わす。この場合、ΔＭは恒に１とな
る。また、knは速度検出のための変換係数である。
一方、カウンタ14の計数値として求まる電動機電流の
累積値Imを、レジスタ15でエンコーダパルス毎にラツチ
した値Im（ｊ）をサンプリング時点毎に読み出すことに
より、［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の電動機電流の積分
値が次式により演算される。
累積値Imを、レジスタ15でエンコーダパルス毎にラツチ
した値Im（ｊ）をサンプリング時点毎に読み出すことに
より、［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の電動機電流の積分
値が次式により演算される。
ΔIm（ｊ）＝Im（ｊ）−Im（ｊ−１） …（２） また、電動機電流の累積値に対応するカウンタ14の計
数値を、サンプリング時点毎に読出し前回との差分をと
ることにより、サンプリング点間の瞬時電流im（ｉ）が
次式により演算される。
数値を、サンプリング時点毎に読出し前回との差分をと
ることにより、サンプリング点間の瞬時電流im（ｉ）が
次式により演算される。
本参考例では、（１）式で与えられるエンコーダパル
ス毎の速度検出値ｍ（ｊ）、（２）式で与えらえるエ
ンコーダパルス間の電動機電流の累積値ΔIm（ｊ）およ
び（３）式の電動機瞬時電流の計測値im（ｉ）を用い
て、各サンプリング時点の瞬時速度を推定する。これに
より、低速時でも安定で応答のよい速度制御を実行する
ことを目的とする。
ス毎の速度検出値ｍ（ｊ）、（２）式で与えらえるエ
ンコーダパルス間の電動機電流の累積値ΔIm（ｊ）およ
び（３）式の電動機瞬時電流の計測値im（ｉ）を用い
て、各サンプリング時点の瞬時速度を推定する。これに
より、低速時でも安定で応答のよい速度制御を実行する
ことを目的とする。
まず、本参考例の原理を第3,4図により説明する。
いま、電動機駆動系のモデルを第３図のようにおく。
すなわち、電動機の発生トルクをτｍ、電動機速度をω
ｍとしたとき、 とする。ここで、τｄが負荷トルク成分であり、駆動系
の慣性モーメント値をＪとした。また、・は時間微分を
表わす。なお第３図でＳはラプラス演算子を表わす、こ
の駆動系モデルを用いれば、負荷トルク成分τｄは
（４）式を変形して、 τｄ（ｔ）＝τｍ（ｔ）−Ｊｍ（ｔ） …（５） より演算できる。すなわち、電動機の発生トルクτｍお
よび、加速度ｍが求まり、このときの慣性モーメント
値Ｊがわかつていれば、負荷トルクτｄは（５）式より
演算できる。いま、デイジタル式位置検出器からの出力
信号が、第４図に示ように、ｊ−2,j−1,j時点で得られ
たとする。いま、ｊ−１およびｊ時点の瞬時速度が求ま
つたとすれば、（５）式を［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間
で積分して、 ｄ（ｊ）tp（ｊ）＝ｍ（ｊ）tp（ｊ） −Ｊ｛ωｍ（ｊ）−ωｍ（ｊ−１）｝ …（６） が成立つ。ここで、ｄ（ｊ），ｍ（ｊ）はそれぞれ
［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間での負荷トルクおよび電動
機発生トルクの平均値、tp（ｊ）はこの区間の時間間
隔、ωｍ（ｊ）およびωｍ（ｊ−１）はそれぞれ、j,j
−１時点での瞬時速度を表わす。
すなわち、電動機の発生トルクをτｍ、電動機速度をω
ｍとしたとき、 とする。ここで、τｄが負荷トルク成分であり、駆動系
の慣性モーメント値をＪとした。また、・は時間微分を
表わす。なお第３図でＳはラプラス演算子を表わす、こ
の駆動系モデルを用いれば、負荷トルク成分τｄは
（４）式を変形して、 τｄ（ｔ）＝τｍ（ｔ）−Ｊｍ（ｔ） …（５） より演算できる。すなわち、電動機の発生トルクτｍお
よび、加速度ｍが求まり、このときの慣性モーメント
値Ｊがわかつていれば、負荷トルクτｄは（５）式より
演算できる。いま、デイジタル式位置検出器からの出力
信号が、第４図に示ように、ｊ−2,j−1,j時点で得られ
たとする。いま、ｊ−１およびｊ時点の瞬時速度が求ま
つたとすれば、（５）式を［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間
で積分して、 ｄ（ｊ）tp（ｊ）＝ｍ（ｊ）tp（ｊ） −Ｊ｛ωｍ（ｊ）−ωｍ（ｊ−１）｝ …（６） が成立つ。ここで、ｄ（ｊ），ｍ（ｊ）はそれぞれ
［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間での負荷トルクおよび電動
機発生トルクの平均値、tp（ｊ）はこの区間の時間間
隔、ωｍ（ｊ）およびωｍ（ｊ−１）はそれぞれ、j,j
−１時点での瞬時速度を表わす。
しかし、デイジタル式位置検出器からの速度検出で
は、たかだか、位置検出信号毎の平均速度しか求まらな
い。例えば、第４図において、ｊ時点では［（ｊ−１）
〜（ｊ）］区間の平均速度が演算される。いま、［（ｊ
−２）〜（ｊ−１）］，［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間で
の平均速度をそれぞれ、ｍ（ｊ−１），ｍ（ｊ）と
し、各区間で速度が直線的に変化していると仮定する
と、 が成立つ。ここで、ωｍ（ｊ−２），ωｍ（ｊ−１），
ωｍ（ｊ）はそれぞれ、ｊ−2,j−1,j時点での瞬時速度
を表わす。（７）式より、［（ｊ−２）〜（ｊ−
１）］，［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間での平均速度の差
分を求めると、 となる。
は、たかだか、位置検出信号毎の平均速度しか求まらな
い。例えば、第４図において、ｊ時点では［（ｊ−１）
〜（ｊ）］区間の平均速度が演算される。いま、［（ｊ
−２）〜（ｊ−１）］，［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間で
の平均速度をそれぞれ、ｍ（ｊ−１），ｍ（ｊ）と
し、各区間で速度が直線的に変化していると仮定する
と、 が成立つ。ここで、ωｍ（ｊ−２），ωｍ（ｊ−１），
ωｍ（ｊ）はそれぞれ、ｊ−2,j−1,j時点での瞬時速度
を表わす。（７）式より、［（ｊ−２）〜（ｊ−
１）］，［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間での平均速度の差
分を求めると、 となる。
一方、（６）式を［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間に拡張
して記述すると、 ｄ（ｊ−１）tp（ｊ−１）＋ｄ（ｊ）tp（ｊ） ＝ｍ（ｊ−１）tp（ｊ−１）＋ｍ（ｊ）tp（ｊ） −Ｊ｛ωｍ（ｊ）−ωｍ（ｊ−２）｝ …（９） が成立つ。この式の右辺第２項に（８）式の関係を代入
し、負荷トルクτｄが［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間で一
定でその値を とすると、 となる。ここで、 とした。
して記述すると、 ｄ（ｊ−１）tp（ｊ−１）＋ｄ（ｊ）tp（ｊ） ＝ｍ（ｊ−１）tp（ｊ−１）＋ｍ（ｊ）tp（ｊ） −Ｊ｛ωｍ（ｊ）−ωｍ（ｊ−２）｝ …（９） が成立つ。この式の右辺第２項に（８）式の関係を代入
し、負荷トルクτｄが［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間で一
定でその値を とすると、 となる。ここで、 とした。
すなわち、（10）式より［（ｊ−２）〜（ｊ）］区間
での平均的な負荷トルク が求まる。両辺を｛tp（ｊ−１）＋tp（ｊ）｝で割れ
ば、 となる。すなわち、（12）式の右辺第１項は、［（ｊ−
２）〜（ｊ）］区間での電動機発生トルクの平均値であ
り、第２項はこの区間での平均的な加速度に慣性モーメ
ント値Ｊを掛けたものに相当する。
での平均的な負荷トルク が求まる。両辺を｛tp（ｊ−１）＋tp（ｊ）｝で割れ
ば、 となる。すなわち、（12）式の右辺第１項は、［（ｊ−
２）〜（ｊ）］区間での電動機発生トルクの平均値であ
り、第２項はこの区間での平均的な加速度に慣性モーメ
ント値Ｊを掛けたものに相当する。
（12）式により、位置検出器の出力信号の変化毎に、
２回前の位置検出信号までの区間の平均的な負荷トルク
を演算できる。この負荷トルクの演算値 と電動機発生トルクτｍ（ｔ）とから、時間ｔでの電動
機速度の推定値 の時間変化は、（４）式に を代入して、次式により与えられる。
２回前の位置検出信号までの区間の平均的な負荷トルク
を演算できる。この負荷トルクの演算値 と電動機発生トルクτｍ（ｔ）とから、時間ｔでの電動
機速度の推定値 の時間変化は、（４）式に を代入して、次式により与えられる。
ここで、 は時間ｔにおける速度推定値であり、 はその時間微分を表わす。いま、ｊ時点での速度推定値
を とすれば、ｊ時点以降の時間tiでの速度推定値 は、（13）式をｊ時点からti時点まで積分して、 により演算される。ここで、ｊ時点において、［（ｊ−
１）〜（ｊ）］区間での速度推定値の平均値 と位置検出器の出力信号より求めた速度検出値
ｍ（ｊ）とが一致するように速度推定値を補正すれば、
ti時点の速度推定値 は、次式により演算される。
を とすれば、ｊ時点以降の時間tiでの速度推定値 は、（13）式をｊ時点からti時点まで積分して、 により演算される。ここで、ｊ時点において、［（ｊ−
１）〜（ｊ）］区間での速度推定値の平均値 と位置検出器の出力信号より求めた速度検出値
ｍ（ｊ）とが一致するように速度推定値を補正すれば、
ti時点の速度推定値 は、次式により演算される。
ここで、δｉは、ｊ時点のみで１で他の区間では零と
なる関数であり、位置検出器からの速度検出値が得られ
る毎に速度推定値を補正することを表わす。ここで、 は［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の速度推定値の平均値で
あり、次式より求まる。
なる関数であり、位置検出器からの速度検出値が得られ
る毎に速度推定値を補正することを表わす。ここで、 は［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の速度推定値の平均値で
あり、次式より求まる。
なお、tp（ｊ）は［（ｊ−１）〜（ｊ）］区間の時間
を表わす。すなわち、（12）式により位置検出器の出力
信号毎に負荷トルクの平均値 を演算し、これを用いて（15）式により速度推定値 を演算することで、低速時でも速度の検出遅れを短縮で
きる。
を表わす。すなわち、（12）式により位置検出器の出力
信号毎に負荷トルクの平均値 を演算し、これを用いて（15）式により速度推定値 を演算することで、低速時でも速度の検出遅れを短縮で
きる。
第１図および第２図に示す実施例において、サンプリ
ング時点ｉでエンコーダパルスｊ時点での平均速度ｍ
（ｊ）とパルス間の電流積分値ΔＩ（ｊ）がそれぞれ
（１），（２）式より演算され、また、（３）式により
ｉ時点での電流値im（ｉ）が求まる。
ング時点ｉでエンコーダパルスｊ時点での平均速度ｍ
（ｊ）とパルス間の電流積分値ΔＩ（ｊ）がそれぞれ
（１），（２）式より演算され、また、（３）式により
ｉ時点での電流値im（ｉ）が求まる。
平均負荷トルク は、（12）式において、 より求まる。ここで、kiは電流累積値からトルク積分値
への変換係数、Tckはエンコーダパルス間の時間計測用
のクロツクパルスの周期である。これより、 は次のように演算される。
への変換係数、Tckはエンコーダパルス間の時間計測用
のクロツクパルスの周期である。これより、 は次のように演算される。
また、サンプリング時点ｉ＋１での速度推定値 は、（14）式を離散時間系に変換して、 により演算される。ここで、im（ｉ）は、サンプリング
時点毎の電流累積値の差分であり、（３）式より演算さ
れる。TSはサンプリング周期である。また、第２図のよ
うに、ｉ−１とｉのサンプリング時点で、エンコーダパ
ルスからの速度検出値が得られたとき、速度推定値 は、 により演算される。このときのブロツク線図を第５図に
示す。
時点毎の電流累積値の差分であり、（３）式より演算さ
れる。TSはサンプリング周期である。また、第２図のよ
うに、ｉ−１とｉのサンプリング時点で、エンコーダパ
ルスからの速度検出値が得られたとき、速度推定値 は、 により演算される。このときのブロツク線図を第５図に
示す。
以上述べたように、本参考例によれば、所定のサンプ
リング周期毎に、エンコーダパルス計測値とエンコーダ
パルス毎の時間計測値を読出すことでエンコーダパルス
毎の速度検出ができるので、速度検出のサンプリング周
期を短くしなくても精度のよい速度検出ができる。ま
た、負荷トルクを推定するために必要な電動機発生トル
クの区間平均値は、各サンプリング時点毎のトルク検出
値を積算し、その区間のサンプリング回数で割ることに
より容易に演算できるという利点もある。
リング周期毎に、エンコーダパルス計測値とエンコーダ
パルス毎の時間計測値を読出すことでエンコーダパルス
毎の速度検出ができるので、速度検出のサンプリング周
期を短くしなくても精度のよい速度検出ができる。ま
た、負荷トルクを推定するために必要な電動機発生トル
クの区間平均値は、各サンプリング時点毎のトルク検出
値を積算し、その区間のサンプリング回数で割ることに
より容易に演算できるという利点もある。
本発明の実施例を第６図に示す。本実施例では、エン
コーダパルスが検出された時点ｊでのサンプリング時点
ｉにおいて、エンコーダパルス間の速度推定値の平均値 と、エンコーダパルスからの速度検出値mdとの偏差に
ゲインKodを乗じ、これを負荷トルク演算値に加えて速
度推定を実行する。このとき、エンコーダパルスの検出
されたサンプリング時点ｉでは、速度推定値 は次式により演算される。
コーダパルスが検出された時点ｊでのサンプリング時点
ｉにおいて、エンコーダパルス間の速度推定値の平均値 と、エンコーダパルスからの速度検出値mdとの偏差に
ゲインKodを乗じ、これを負荷トルク演算値に加えて速
度推定を実行する。このとき、エンコーダパルスの検出
されたサンプリング時点ｉでは、速度推定値 は次式により演算される。
ここで、速度推定値の平均値 は、 により演算される。
なお、エンコーダパルスが検出されないサンプリング
時点（ｉ＋１とする）では、速度推定値は、第１の実施
例と同様に次式で演算される。
時点（ｉ＋１とする）では、速度推定値は、第１の実施
例と同様に次式で演算される。
本発明によれば、エンコーダパルス間の速度推定値の
平均値 を、速度検出値ωｍ（ｊ）に対して漸近的に一致させる
ことができる。この閉ループサインKoは、第６図によ
り、 で与えられる。これより、速度推定のバンド幅を、この
閉ループゲインKo（rad/s）に制限できる。このため、K
o（rad/s）以上の高周波域での雑音を除去した速度推定
値 を得ることができ、より安定な速度推定値を得られると
いう利点がある。
平均値 を、速度検出値ωｍ（ｊ）に対して漸近的に一致させる
ことができる。この閉ループサインKoは、第６図によ
り、 で与えられる。これより、速度推定のバンド幅を、この
閉ループゲインKo（rad/s）に制限できる。このため、K
o（rad/s）以上の高周波域での雑音を除去した速度推定
値 を得ることができ、より安定な速度推定値を得られると
いう利点がある。
本発明によれば、位置検出器の出力からの速度検出値
の、出力信号の差分により応答よく平均的な加速度を演
算し、これにより負荷トルク成分を推定するので、低速
時でも安定な負荷トルク推定ができる。これにより、速
度推定することで、低速時の負荷外乱に対しても速度変
動の少ない制御が実現できる。さらに、速度検出値と、
位置検出器の出力信号の変化しない区間での速度推定値
の平均値との差に係数を乗じた値を負荷トルク推定値に
加算することにより、速度推定値から高周波域での雑音
が除去されるので、より安定した速度推定値が得られ
る。
の、出力信号の差分により応答よく平均的な加速度を演
算し、これにより負荷トルク成分を推定するので、低速
時でも安定な負荷トルク推定ができる。これにより、速
度推定することで、低速時の負荷外乱に対しても速度変
動の少ない制御が実現できる。さらに、速度検出値と、
位置検出器の出力信号の変化しない区間での速度推定値
の平均値との差に係数を乗じた値を負荷トルク推定値に
加算することにより、速度推定値から高周波域での雑音
が除去されるので、より安定した速度推定値が得られ
る。
第１図は参考例の構成を示すブロツク線図、第２図は本
参考例での速度推定のタイミング図、第３図は本発明の
原理を説明するための駆動系モデルのブロツク線図、第
４図は位置検出信号のタイミング図、第５図は参考例に
おける速度推定処理のブロツク線図、第６図は本発明の
実施例の速度推定処理のブロツク線図を示す。 １……マイクロコンピユータ、３……電動機、５……イ
ンクリメンタルエンコーダ、６……電流検出器、 101……速度検出処理、105……速度推定処理。
参考例での速度推定のタイミング図、第３図は本発明の
原理を説明するための駆動系モデルのブロツク線図、第
４図は位置検出信号のタイミング図、第５図は参考例に
おける速度推定処理のブロツク線図、第６図は本発明の
実施例の速度推定処理のブロツク線図を示す。 １……マイクロコンピユータ、３……電動機、５……イ
ンクリメンタルエンコーダ、６……電流検出器、 101……速度検出処理、105……速度推定処理。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 諸岡 泰男 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 本部 光幸 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 川崎 恭一 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭63−290183（ＪＰ，Ａ) 中尾真人、外３名著 「ディジタルサ ーボ系のワインド・アップ現象の防止」 （電気学会論文誌 Ｄ 第108巻 第 ７号 （昭和63年発行） 第678〜684 頁)
Claims (1)
- 【請求項１】電動機に機械的に結合され回転数に比例し
たパルス信号を出力するディジタル式位置検出器と、前
記電動機の発生トルクに比例する値を計測する発生トル
ク計測手段と、該発生トルク計測手段からの計測値及び
前記位置検出器からのパルス信号出力に基づいて前記電
動機の回転速度の帰還信号を演算する速度帰還信号演算
手段と、該速度帰還信号がその指令信号になるように前
記電動機を速度制御する速度制御手段とを備えた電動機
の速度制御装置において、 前記速度帰還信号演算手段は、 前記位置検出器の出力信号発生時毎に該出力信号より速
度検出値を演算する手段と、 前記速度検出値の時間変化から平均的な加速度を演算す
る加速度演算手段と、 前記発生トルク計測手段の発生トルク計測値より前記位
置検出器の出力信号の発生区間における電動機発生トル
クの平均値を演算する平均トルク演算手段と、 該電動機発生トルクの平均値と前記加速度とから平均的
な負荷トルク推定値を演算する負荷トルク推定手段と、 該負荷トルク推定値と前記発生トルク計測手段の発生ト
ルク計測値より電動機速度を推定する手段と、 前記位置検出器の出力信号の変化時点で、前記位置検出
器の出力信号発生時毎に該出力信号より演算した速度検
出値と、前記位置検出器の出力信号の変化しない区間で
の速度推定値の平均値との差を演算し、これに係数を乗
じた値を、前記負荷トルク推定手段における前記負荷ト
ルク推定値に加算する手段と、 前記速度推定値を前記帰還信号とする速度推定手段とを
備えたことを特徴とする電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1124330A JP2728499B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1124330A JP2728499B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02307384A JPH02307384A (ja) | 1990-12-20 |
| JP2728499B2 true JP2728499B2 (ja) | 1998-03-18 |
Family
ID=14882668
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1124330A Expired - Lifetime JP2728499B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2728499B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3296527B2 (ja) * | 1994-08-05 | 2002-07-02 | 株式会社安川電機 | モータ速度制御装置 |
| JP4609052B2 (ja) | 2004-11-30 | 2011-01-12 | ブラザー工業株式会社 | モータ制御方法及び装置 |
| JP5409332B2 (ja) * | 2009-12-22 | 2014-02-05 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃモータ制御装置および換気装置 |
| WO2018173274A1 (ja) * | 2017-03-24 | 2018-09-27 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置及びモータの軽負荷判定方法 |
| DE102017210071A1 (de) * | 2017-06-14 | 2018-12-20 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Ermittlung von Phasenströmen einer mittels eines PWM-gesteuerten Wechselrichters gespeisten, rotierenden, mehrphasigen, elektrischen Maschine |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63290183A (ja) * | 1987-05-22 | 1988-11-28 | Hitachi Ltd | 電動機のデイジタル式速度制御装置 |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP1124330A patent/JP2728499B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 中尾真人、外３名著 「ディジタルサーボ系のワインド・アップ現象の防止」 （電気学会論文誌 Ｄ 第１０８巻 第７号 （昭和６３年発行） 第６７８〜６８４頁） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02307384A (ja) | 1990-12-20 |
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