JPH06232926A - Carrier signal reproducing circuit - Google Patents
Carrier signal reproducing circuitInfo
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- JPH06232926A JPH06232926A JP5014754A JP1475493A JPH06232926A JP H06232926 A JPH06232926 A JP H06232926A JP 5014754 A JP5014754 A JP 5014754A JP 1475493 A JP1475493 A JP 1475493A JP H06232926 A JPH06232926 A JP H06232926A
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- signal
- multiplier
- vco
- pass filter
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はデジタル変調信号を復調
する際に用いられる搬送波信号を再生する回路に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a circuit for reproducing a carrier signal used for demodulating a digital modulation signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等のデジタル
変調を復調する方法の１つとして、受信信号に含まれる
搬送波信号に同期した搬送波信号を再生し、この再生さ
れた搬送波信号を用いて信号を復調する方法がある。2. Description of the Related Art Conventionally, as one method of demodulating digital modulation such as BPSK and QPSK, a carrier signal synchronized with a carrier signal included in a received signal is reproduced, and a signal is reproduced using this reproduced carrier signal. There is a method to demodulate.
【０００３】この種復調方法の１例として、コスタスル
ープを用いた復調回路について図２を参照して説明す
る。As an example of this type of demodulation method, a demodulation circuit using a Costas loop will be described with reference to FIG.
【０００４】図２において、１はデジタル変調信号（例
えば、ＢＰＳＫ信号）が入力される入力端子、２は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、３は入力端子１からの入力信号
とＶＣＯ２からの発振信号を乗算する第１乗算器、４は
入力端子１からの入力信号と９０度移相器５にて９０度
移相された信号とを乗算する第２乗算器、６は第１乗算
器３からの乗算出力の帯域を制限する第１ローパスフィ
ルタ、７は第２乗算器４からの乗算出力の帯域を制限す
る第２ローパスフィルタ、８は第１ローパスフィルタ６
を通過した信号と第２ローパスフィルタ７を通過した信
号とを乗算する第３乗算器、９は第３乗算器８からの乗
算出力の帯域を制限し、ＶＣＯ２へ制御電圧（制御信
号）を供給する第３ローパスフィルタ、１０は復調信号
を導出する出力端子である。In FIG. 2, reference numeral 1 is an input terminal to which a digital modulation signal (for example, BPSK signal) is input, 2 is a voltage controlled oscillator (VCO), 3 is an input signal from the input terminal 1 and an oscillation signal from the VCO 2. A first multiplier 4 for multiplying is a second multiplier for multiplying an input signal from the input terminal 1 by a signal 90 degrees phase-shifted by the 90-degree phase shifter 5, and 6 is a signal from the first multiplier 3 A first low-pass filter that limits the band of the multiplication output, 7 is a second low-pass filter that limits the band of the multiplication output from the second multiplier 4, and 8 is a first low-pass filter 6
A third multiplier that multiplies the signal that has passed through and the signal that has passed through the second low-pass filter 7, and 9 limits the band of the multiplication output from the third multiplier 8 and supplies a control voltage (control signal) to the VCO 2. The third low-pass filter 10 is an output terminal for deriving a demodulated signal.
【０００５】次に、この回路の動作について説明する。Next, the operation of this circuit will be described.
【０００６】さて、ＢＰＳＫ信号は、一般に、±Ａｃｏ
ｓ（ωｔ＋φ）と表すことができる。ここで、±Ａは情
報信号成分、φはＶＣＯの発振周波数と入力信号の位相
誤差である。Now, the BPSK signal is generally ± Aco
It can be expressed as s (ωt + φ). Here, ± A is the information signal component, and φ is the phase error between the VCO oscillation frequency and the input signal.
【０００７】今、ＶＣＯ２の出力をｃｏｓωｔとする
と、第１乗算器３の出力は、±Ａ｛ｃｏｓφ＋ｃｏｓ
（２ωｔ＋φ）｝／２となり、第２乗算器４の出力は、
±Ａ｛ｓｉｎφ＋ｓｉｎ（２ωｔ＋φ）｝／２となる。Now, assuming that the output of the VCO 2 is cos ωt, the output of the first multiplier 3 is ± A {cos φ + cos
(2ωt + φ)} / 2, and the output of the second multiplier 4 is
± A {sinφ + sin (2ωt + φ)} / 2.
【０００８】そして、各出力の高周波成分を各々ローパ
スフィルタにて除去すると、各出力は、±Ａ（ｃｏｓ
φ）／２、及び±Ａ（ｓｉｎφ）／２となる。ＶＣＯ２
の制御が理想的に行われていると仮定すると、第１ロー
パスフィルタ６の出力は、振幅分のみとなり、情報信号
を再生することができる。When the high-frequency components of each output are removed by a low-pass filter, each output becomes ± A (cos
φ) / 2 and ± A (sin φ) / 2. VCO2
Assuming that the above control is ideally performed, the output of the first low-pass filter 6 becomes only the amplitude component, and the information signal can be reproduced.
【０００９】また、第３乗算器８の出力は、Ａ2（ｓｉ
ｎ２φ）／４となるので、第３ローパスフィルタ（ルー
プフィルタ）の時定数を適宜設定することにより、φが
０になるように制御することが可能となる。The output of the third multiplier 8 is A 2 (si
Since n2φ) / 4, it is possible to control φ to be 0 by appropriately setting the time constant of the third low-pass filter (loop filter).
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】上述した様に、搬送波
信号を再生するためには、閉ループでＶＣＯを制御する
必要があるが、このループの定数を大きく設定すると、
ノイズの影響を受け易くなり、一方、小さく設定する
と、周波数の引き込み範囲が狭くなり、追随性が悪くな
るという問題を有していた。As described above, in order to reproduce the carrier signal, it is necessary to control the VCO in a closed loop. However, if the constant of this loop is set to a large value,
On the other hand, there is a problem in that it is easily affected by noise, and when set to a small value, the frequency pull-in range is narrowed, and followability deteriorates.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の点に鑑
み、電圧制御発振手段と、この電圧制御手段に制御信号
を供給する制御信号供給手段と、この制御信号供給手段
と前記電圧制御発振手段との間に配置され、前記電圧制
御発振手段の制御ループにおけるループ定数を決定する
ループフィルタ手段と、前記制御信号に基づき同期外れ
を検出する同期外れ検出手段と、この同期外れ検出手段
からの検出信号に基づき前記ループフィルタの定数を切
り換える切り換え手段とを具備することを特徴とする。In view of the above points, the present invention is directed to a voltage control oscillating means, a control signal supplying means for supplying a control signal to the voltage controlling means, the control signal supplying means and the voltage control. A loop filter means disposed between the oscillator means and a loop constant means for determining a loop constant in a control loop of the voltage controlled oscillator means, an out-of-sync detecting means for detecting an out-of-sync condition based on the control signal, and an out-of-sync detecting means. Switching means for switching the constant of the loop filter based on the detection signal of 1.
【００１２】[0012]
【作用】本発明によれば、同期が外れている場合は、電
圧制御発振手段の周波数が入力信号に含まれている搬送
波信号成分の周波数と大きくずれている可能性が高いの
で、ループフィルタ手段の定数を大きくして周波数の引
き込みを大きくし、同期している場合には、ループフィ
ルタ手段の時定数を小さくしてループ制御の安定化を計
る。According to the present invention, when the synchronism is lost, there is a high possibility that the frequency of the voltage controlled oscillating means is largely deviated from the frequency of the carrier signal component included in the input signal. Is increased to increase the frequency pull-in, and when synchronized, the time constant of the loop filter means is decreased to stabilize the loop control.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１４】図１は本発明の搬送波信号再生回路を示す
図である。図１において、２０はデジタル変調信号（例
えば、ＢＰＳＫ信号）が入力される入力端子、２１は電
圧制御発振器（ＶＣＯ）、２２は入力端子２０からの入
力信号とＶＣＯ２１からの発振信号を乗算する第１乗算
器、２３は入力端子２０からの入力信号と９０度移相器
２４にて９０度移相された信号とを乗算する第２乗算
器、２５は第１乗算器２２からの乗算出力の帯域を制限
する第１ローパスフィルタ、２６は第２乗算器２３から
の乗算出力の帯域を制限する第２ローパスフィルタ、２
７は第１ローパスフィルタ２５を通過した信号と第２ロ
ーパスフィルタ２６を通過した信号とを乗算する第３乗
算器、２８は第３乗算器２７からの乗算出力の帯域を制
限し、ＶＣＯ２１へ制御電圧（制御信号）を供給する第
３ローパスフィルタで、アンプ２９、抵抗３０、３１、
３２及びコンデンサ３３より構成されている。３４は同
期外れ検出回路であり、第３ローパスフィルタの出力信
号（ＶＣＯへの制御信号）と第１の基準値とを比較する
第１比較器３５と、第２の基準値（但し、第１の基準値
よりも小さい値）とを比較する第２比較器３６と，ＮＯ
Ｒゲート３７とより構成されている。３８は第３ローパ
スフィルタ（ループフィルタ）の定数を切り換えるため
のスイッチ、３９は出力端子である。尚、第１〜第３乗
算器、第１ローパスフィルタ及び第２ローパスフィルタ
にて制御信号供給手段を構成している。FIG. 1 is a diagram showing a carrier signal reproducing circuit according to the present invention. In FIG. 1, 20 is an input terminal to which a digital modulation signal (for example, a BPSK signal) is input, 21 is a voltage controlled oscillator (VCO), 22 is a first signal for multiplying an input signal from the input terminal 20 and an oscillation signal from the VCO 21. 1 multiplier, 23 is a second multiplier for multiplying the input signal from the input terminal 20 by the signal shifted by 90 degrees by the 90 degree phase shifter 24, and 25 is a multiplication output from the first multiplier 22 A first low-pass filter that limits the band, 26 is a second low-pass filter that limits the band of the multiplication output from the second multiplier 23, 2
Reference numeral 7 is a third multiplier for multiplying the signal passed through the first low-pass filter 25 and the signal passed through the second low-pass filter 26, and 28 is for limiting the band of the multiplication output from the third multiplier 27 and controlling it to the VCO 21. A third low-pass filter for supplying a voltage (control signal), which includes an amplifier 29, resistors 30, 31,
32 and a capacitor 33. Reference numeral 34 denotes an out-of-synchronization detection circuit, which includes a first comparator 35 that compares the output signal (control signal to the VCO) of the third low-pass filter with a first reference value, and a second reference value (however, the first reference value Value smaller than the reference value of the second comparator 36 and NO
It is composed of an R gate 37. 38 is a switch for switching the constant of the third low-pass filter (loop filter), and 39 is an output terminal. The first to third multipliers, the first low pass filter and the second low pass filter constitute a control signal supply means.
【００１５】次に、動作について説明する。Next, the operation will be described.
【００１６】入力端子２０から入力されたデジタル変調
信号は、第１乗算器２２においてＶＣＯ２１からの発振
信号と乗算されるとともに第２乗算器２３において９０
度移相器２４にて移相された発振信号と乗算される。そ
して、各乗算器出力は、ローパスフィルタにて高域成分
が除去された後、第３乗算器２７に供給される。第３乗
算器２７では各ローパスフィルタ出力を乗算し、その出
力を第３ローパスフィルタに供給する。第３ローパスフ
ィルタは、第３乗算器２７出力の低域成分を通過させ、
この低域成分をＶＣＯ２１へ制御信号として供給する。The digital modulation signal input from the input terminal 20 is multiplied by the oscillation signal from the VCO 21 in the first multiplier 22 and 90 in the second multiplier 23.
The phase shifter 24 multiplies the phase-shifted oscillation signal. Then, each multiplier output is supplied to the third multiplier 27 after the high-pass component is removed by the low-pass filter. The third multiplier 27 multiplies each low pass filter output and supplies the output to the third low pass filter. The third low-pass filter passes the low-frequency component of the output of the third multiplier 27,
This low frequency component is supplied to the VCO 21 as a control signal.
【００１７】かくして、ＶＣＯ２１の発振周波数が受信
信号に含まれる搬送波信号の周波数に同期するように、
ＶＣ０２１が制御される。Thus, the oscillation frequency of the VCO 21 is synchronized with the frequency of the carrier signal included in the received signal,
VC021 is controlled.
【００１８】さて、通常ＶＣ０の制御電圧の変化範囲
は、必要とする周波数変化範囲を呈する電圧範囲よりも
大きく設定してある。例えば、要求される周波数の変化
範囲が１０ＭＨＺから２０ＭＨＺである時、ＶＣＯの周
波数変化範囲としては、５ＭＨＺから２５ＭＨＺの周波
数変化範囲を選択する。そして、この時のＶＣＯへ供給
される制御電圧の範囲を０ボルトから５ボルトとする
と、１ボルトが１０ＭＨＺに、４ボルトが２０ＭＨＺに
対応することになり、０〜１ボルトの範囲と４〜５ボル
トの範囲は、実際の周波数制御には用いられない。一
方、同期外れが生じると、ループ定数が小さければ、制
御不能となり、ＶＣＯへの制御電圧は、０ボルトまたは
５ボルトになる。従って、ＶＣＯへの供給電圧を検出す
ることにより、同期はずれを検出することが可能とな
る。Now, the change range of the control voltage of the normal VC0 is set to be larger than the voltage range exhibiting the required frequency change range. For example, when the required frequency change range is 10 MHZ to 20 MHZ, the frequency change range of 5 MHZ to 25 MHZ is selected as the VCO frequency change range. Then, assuming that the range of the control voltage supplied to the VCO at this time is 0 volt to 5 volt, 1 volt corresponds to 10 MHZ and 4 volt corresponds to 20 MHZ, which is in the range of 0 to 1 volt and 4 to 5 volt. The range of volts is not used for actual frequency control. On the other hand, if loss of synchronism occurs, if the loop constant is small, it will be out of control and the control voltage to the VCO will be 0 or 5 volts. Therefore, by detecting the voltage supplied to the VCO, it becomes possible to detect the loss of synchronization.
【００１９】図１の実施例では、第３ローパスフィルタ
からＶＣＯ２１へ供給される制御電圧を第１比較器３５
にて第１の基準値（Ｖ１：前述の場合では、４ボルト）
と比較すると共に、第２比較器３６にて第２の基準値
（Ｖ２：前述の場合では、１ボルト）と比較する。そし
て、各比較出力をＮＯＲゲートに供給するように構成し
ている。In the embodiment shown in FIG. 1, the control voltage supplied from the third low pass filter to the VCO 21 is supplied to the first comparator 35.
At the first reference value (V1: 4 volts in the above case)
At the same time, the second comparator 36 compares it with a second reference value (V2: 1 volt in the above case). Then, each comparison output is configured to be supplied to the NOR gate.
【００２０】従って、今、第３ローパスフィルタ２８か
らＶＣＯ２１に供給される制御電圧が第１の基準値Ｖ１
を越えるか、もしくは第２の基準値Ｖ２を下回ると、何
れかの比較器の出力がＨレベルとなり、ＮＯＲゲート３
７を介してスイッチ３８に切り換え信号が供給される。
スイッチ３８は、この切り換え信号に応答してオフとな
り、第３ローパスフィルタの時定数は大きくなる。Therefore, the control voltage supplied from the third low pass filter 28 to the VCO 21 is now the first reference value V1.
Or exceeds the second reference value V2, the output of one of the comparators becomes H level, and the NOR gate 3
A switching signal is supplied to the switch 38 via 7.
The switch 38 is turned off in response to this switching signal, and the time constant of the third low pass filter increases.
【００２１】一方、第３ローパスフィルタ２８からＶＣ
Ｏ２１に供給される制御電圧がＶ１からＶ２の範囲に有
る場合には、各比較器の出力が共にＬレベルとなるため
ＮＯＲゲート３７の出力がＨレベルとなる。従って、ス
イッチ３８は、この信号に応答してオンとなり、第３ロ
ーパスフィルタの時定数は小さくなる。On the other hand, from the third low-pass filter 28 to VC
When the control voltage supplied to O21 is in the range of V1 to V2, the outputs of the comparators are both at the L level, and the output of the NOR gate 37 is at the H level. Therefore, the switch 38 is turned on in response to this signal, and the time constant of the third low pass filter is reduced.
【００２２】尚、実施例では、本発明をコスタスループ
に適用した場合について説明したが、他の回路にも適用
できることは云うまでもない。In the embodiment, the case where the present invention is applied to the Costas loop has been described, but it goes without saying that the present invention can also be applied to other circuits.
【００２３】[0023]
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、電圧制御発振手段へ供給される制御信号に基づき同
期外れを検出し、この検出結果に基づきループフィルタ
の時定数を切り換えるようにしたので、同期はずれ時に
は、時定数を大きくして周波数の引き込みを早くし、同
期時には、時定数を小さくしてノイズ等による影響を軽
減することができる。As described above, according to the present invention, the loss of synchronism is detected based on the control signal supplied to the voltage controlled oscillator, and the time constant of the loop filter is switched based on the detection result. Therefore, at the time of loss of synchronization, the time constant can be increased to accelerate the frequency pull-in, and at the time of synchronization, the time constant can be reduced to reduce the influence of noise or the like.
【図１】本発明の一実施例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】従来例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a conventional example.
２０ 入力端子 ２１ 電圧制御発振器 ２２ 第１乗算器 ２３ 第２乗算器 ２５ 第１ローパスフィルタ ２６ 第２ローパスフィルタ ２７ 第３乗算器 ２８ 第３ローパスフィルタ ３４ 同期外れ検出回路 ３８ スイッチ 20 Input Terminal 21 Voltage Controlled Oscillator 22 First Multiplier 23 Second Multiplier 25 First Lowpass Filter 26 Second Lowpass Filter 27 Third Multiplier 28 Third Lowpass Filter 34 Out-of-Sync Detection Circuit 38 Switch
Claims (2)
手段に制御信号を供給する制御信号供給手段と、この制
御信号供給手段と前記電圧制御発振手段との間に配置さ
れ、前記電圧制御発振手段の制御ループにおけるループ
定数を決定するループフィルタ手段と、前記制御信号に
基づき同期外れを検出する同期外れ検出手段と、この同
期外れ検出手段からの検出信号に基づき前記ループフィ
ルタの定数を切り換える切り換え手段とを具備する搬送
波信号再生回路。1. A voltage controlled oscillator, a control signal supplier for supplying a control signal to the voltage controlled oscillator, and a voltage controlled oscillator arranged between the control signal supplier and the voltage controlled oscillator. Loop filter means for determining a loop constant in the control loop of the means, out-of-sync detecting means for detecting out-of-sync based on the control signal, and switching for switching the constant of the loop filter based on the detection signal from the out-of-sync detecting means. And a carrier wave signal reproducing circuit including means.
が第１の基準値よりも大きいとき、及び第１の基準値よ
りも小さい第２の基準値より小さいときに、同期外れ検
出信号を出力することを特徴とする請求項１記載の搬送
波再生回路。2. The out-of-synchronization detection means outputs an out-of-synchronization detection signal when the control signal is larger than a first reference value and smaller than a second reference value smaller than the first reference value. The carrier recovery circuit according to claim 1, which outputs the carrier wave.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5014754A JPH06232926A (en) | 1993-02-01 | 1993-02-01 | Carrier signal reproducing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5014754A JPH06232926A (en) | 1993-02-01 | 1993-02-01 | Carrier signal reproducing circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232926A true JPH06232926A (en) | 1994-08-19 |
Family
ID=11869890
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5014754A Pending JPH06232926A (en) | 1993-02-01 | 1993-02-01 | Carrier signal reproducing circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06232926A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001005110A1 (en) * | 1999-07-07 | 2001-01-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating device and frequency error estimating method |
| WO2005112381A1 (en) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio communication device, demodulation method, and frequency deflection correction circuit |
-
1993
- 1993-02-01 JP JP5014754A patent/JPH06232926A/en active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2001005110A1 (en) * | 1999-07-07 | 2001-01-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating device and frequency error estimating method |
| AU756256B2 (en) * | 1999-07-07 | 2003-01-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating device and frequency error estimating method |
| US6674814B2 (en) | 1999-07-07 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating apparatus and a frequency error estimating method |
| WO2005112381A1 (en) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio communication device, demodulation method, and frequency deflection correction circuit |
| US8018914B2 (en) | 2004-05-17 | 2011-09-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Radio communication device, demodulation method, and frequency deflection correction circuit |
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