JPH022769A - Demodulation circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To vary a phase error waveform almost linearly and to shorten a time of step out state by inserting a comparator to the output side of the LPF of a costas loop circuit in a demodulation circuit in which synchronous detection is performed based on an input carrier suppression modulation signal and the output signal of the costas loop circuit. CONSTITUTION:An input carrier suppression waveform, from which an image component being eliminated by a reverse VSB filter 2 via an AGC circuit, is inputted to multipliers 31a and 31b in the costas loop circuit 3a. The output of the multiplier 31a passes an LPF32a, and is changed to a sine waveform, and is compared with a reference voltage at the comparator 36, then, is outputted as a rectangular waveform. As a result, the rectangular waveform output of the comparator 36 is multiplied by the sine waveform output of the LPF32a at a multiplier 31c, and the waveform of an outputting phase error varies almost linearly. Therefore, it is possible to synchronize the costas loop circuit comparatively in a short time.

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はＧ２ファクシミリ装置等における復調回路に関
し、特にコスタスループ回路を持つものに関するもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a demodulation circuit in a G2 facsimile machine, etc., and particularly to one having a Costas loop circuit.

（従来の技術） この種のコスタスループを持つ復調回路としては、例え
ば、矢幅、他「ファクシミリ変復調部のディジタル化」
電子通信学会技術報告Ｃ３７７−８８（昭５２−９）に
開示されるものがある。第２図に従来の６２フアクシミ
リ装置の復調回路の構成例を示す。同図の復調回路は、
自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）１、高域通過フィルタ
（ＩＩＰＦ）である逆ＶＳＢフィルタ２、コスタスルー
プ回路３、同期検波器４、位相器５、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）６、及びコンパレータ７から構成される。復
調回路に入力される変調信号はへＭ−ＰＭ−ＶＳＢ方式
（即ち八ＭとＰＭとを併用した変調波を残留側波帯伝送
で送る方式）であるのでキャリア抑圧変調波形となって
いる。従って、復調回路でベースバンド信号を再生する
には、同期検波を使用する必要があるが、同期検波する
為にキャリア抑圧変調波形（信号）からそれと同じ周波
数及び同じ位相のキャリアのみを抽出しなければならな
い。このための回路がコスタスループ回路（ＰＬＬ回路
）３である。このコスタスループ回路３は、同図に示す
ように３個の乗算器３１ａ、３１ｂ、：）ｌｃ、２個の
ＬＰＦ：１２ａ、３２ｂ、　ＬＰＦであるループフィル
タ３３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）　３４及び９０°位
相器３５から構成される。(Prior art) Examples of demodulation circuits with this type of Costas loop include Yahaba, et al.
There is something disclosed in the Institute of Electronics and Communication Engineers technical report C377-88 (September 1982). FIG. 2 shows an example of the configuration of a demodulation circuit for a conventional 62 facsimile machine. The demodulation circuit in the same figure is
Automatic gain control circuit (AGC circuit) 1, inverse VSB filter 2 which is a high pass filter (IIPF), Costas loop circuit 3, synchronous detector 4, phase shifter 5, low pass filter (LPF) 6, and comparator 7 It consists of Since the modulation signal input to the demodulation circuit is of the M-PM-VSB method (that is, a method of transmitting a modulated wave using both 8M and PM by vestigial sideband transmission), it has a carrier-suppressed modulation waveform. Therefore, in order to reproduce the baseband signal in the demodulation circuit, it is necessary to use synchronous detection, but in order to perform synchronous detection, only carriers with the same frequency and phase must be extracted from the carrier suppression modulation waveform (signal). Must be. A circuit for this purpose is a Costas loop circuit (PLL circuit) 3. As shown in the figure, this Costas loop circuit 3 includes three multipliers 31a, 31b, :) lc, two LPFs: 12a, 32b, a loop filter 33 which is an LPF, a voltage controlled oscillator (VCO) 34, and It is composed of a 90° phase shifter 35.

次に復調動作を説明する。Next, the demodulation operation will be explained.

復調回路に入力されたキャリア抑圧変調波形はまず、Ａ
ＧＣ回路１によってレベル的に安定化される。安定化さ
れた変調波形は逆ＶＳＢフィルタ２によって２１００１
１ｚでカットオフされたキャリア成分が抽出される。The carrier suppression modulation waveform input to the demodulation circuit is first
The level is stabilized by the GC circuit 1. The stabilized modulation waveform is converted to 21001 by inverse VSB filter 2.
The carrier component cut off at 1z is extracted.

いまコスタスループ回路３の入力が、 ｘ　（ｔ、）　＝ｆｋ　（Ｌ）　ｃｏｓ　（ω、　を十
〇）、Ｖ（：０３４の出力が、 ｙ　（＋、）　＝ｆｆｃｏｓωｇ１ とすると、乗算器３＋ａ、乗算器３１ｂの出力ｅ。Now, if the input of Costas loop circuit 3 is x (t,) = fk (L) cos (ω, is 10) and the output of V(:034 is y (+,) = ffcosωg1, then multiplier 3 + a, Output e of multiplier 31b.

（１，）　、　ｅｚ（Ｌ）は次式となる。(1,), ez(L) is the following formula.

ｅｌｕ）＝ｘｕ）ｎ璽　ｃｏｓω　Ｊ ＝ｋ　（Ｌ）（ｃｏｓ　（２ω　ｓＬ十　〇）÷　ｃｏ
ｓθ　）　　　　・・　　（１）ｅｚ（し）＝−ｉ＜（
ｔ）　（ｓｉｎ（２ＣＬ）　、ｔ、十　〇）＋　　ｓｉ
ｎθ）−（２）となる。ｌ、ＰＦ：］２ａ、ＬＰＦ：Ｊ
２ｂは高周波成分を除去するので第２図におけるｂ点、
０点の波形ｅｚ（ｔ）ｅｚ　１　（Ｌ）は ｅ、　、　（ｔ）　−ｋ　（Ｌ）　ｃｏｓθ　　　　　
　　　　　　　−−−−（：ｌ）ｅ　２．（ｔ）−−ｋ
（ｔ）　　ｓｉｎ　θ　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　−−−−（４）となる。これらのｅｌ　ｌ　
（ｔ）　、ｅ２１　（Ｌ）を入力とする乗算器３１ｃの
出力であるａ点の波形ｇ（ｔ）は、ｇ（ｔ、）−ｅｚ（
ｔ）−ｅ２＋（ｔ）となる。従って、ループフィルタ３
３の出力は５ｉｎ２θに比例し、Ｖ（：０３４はそれに
よって制御される。すなわち位相誤差θが０となればＶ
ＣＯ３４は、自走発振する事になりθ≠０のときθが０
となる方向へＶＣＯ：）４の出力は変化する。ＶＣＯ：
１４の出力信号は乗算器３１ａに戻されると共に、９０
°位相器３５を介して乗算器３１ｂに戻され、乗算器３
１ｃの出力の位相誤差がＯとなるようにコスタスループ
回路３が動作する。この結果、位相誤差が０となると入
力変調信号とキャリア信号とが同一の周波数及び位相と
なる。elu) = xu) n cosω J = k (L) (cos (2ω sL 〇) ÷ co
sθ ) ... (1) ez (shi) = -i < (
t) (sin(2CL), t, 10) + si
nθ)−(2). l, PF: ] 2a, LPF: J
2b removes high frequency components, so point b in Figure 2,
The waveform at point 0 ez(t)ez 1 (L) is e, , (t) −k (L) cosθ
-----(:l)e 2. (t)--k
(t) sin θ
-----(4). These el l
(t) , e21 (L) The waveform g(t) at point a, which is the output of the multiplier 31c as input, is g(t,) - ez(
t)-e2+(t). Therefore, loop filter 3
The output of
CO34 will self-run oscillate, and when θ≠0, θ is 0.
The output of VCO:)4 changes in the direction of . VCO:
The output signal of 14 is returned to the multiplier 31a, and the output signal of 90
° It is returned to the multiplier 31b via the phase shifter 35, and the multiplier 3
The Costas loop circuit 3 operates so that the phase error of the output of 1c becomes O. As a result, when the phase error becomes 0, the input modulation signal and the carrier signal have the same frequency and phase.

この同期したキャリア信号は位相器５で位相か補正され
た後、同期検波器゛４で変調信号とキャリアイ、を号を
乗算する同期検波が行われて画信号成分が抽出される。After the synchronized carrier signal is phase-corrected by a phase shifter 5, a synchronous detector 4 performs synchronous detection in which the modulation signal and the carrier signal are multiplied by a signal to extract an image signal component.

その後、抽出された画信号成分はＬＰ１１６を介してコ
ンパレータ７で２値化されてファクシミリの画信号とし
て出力される。Thereafter, the extracted image signal component is passed through the LP 116, binarized by the comparator 7, and output as a facsimile image signal.

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、前記構成の復調回路では、次のような問
題点がある。(Problems to be Solved by the Invention) However, the demodulation circuit having the above configuration has the following problems.

第３図（ａ）に第１図のａ点、ｂ点、０点の波形図を示
す。同図（ａ）に示すように、乗算器３１ｃの出力（ａ
点）の波形は、位相誤差による誤差成分がサインカーブ
を描＜′罫になる。すなわち、位相誤差が０となって系
が同期状態となる為にはθ＝０、π、２π、・・・、ｎ
πとならなければならない。FIG. 3(a) shows a waveform diagram of points a, b, and 0 in FIG. 1. As shown in FIG. 3(a), the output (a
In the waveform at point), the error component due to the phase error draws a sine curve. That is, in order for the phase error to become 0 and the system to be in a synchronous state, θ=0, π, 2π, ..., n
It must be π.

のとき位相誤差成分であるサインカーブでＶＣＯ３４で
足しこまれる量（制御電圧）が小さいため、ファクシミ
リの画信号で黒か続いたとき、同期期間が長くなる。す
なわちへＭ−ＰＭ−ＶＳＢ方式では黒の色のときはキャ
リアがなくなるのでコスタスループ回路３は自走状態に
あるが、急に白の色がきたとき、コスタスループ回路３
が同期状態になるまで時間がかかるのである。Since the amount (control voltage) added by the VCO 34 in the sine curve which is the phase error component is small, the synchronization period becomes longer when the facsimile image signal continues to be black. In other words, in the M-PM-VSB method, when the color is black, there are no carriers, so the Costas loop circuit 3 is in a free-running state, but when the color suddenly appears, the Costas loop circuit 3
It takes time for the two to become synchronized.

本発明は以上述べた問題点を解決し、同期外れの状態を
短くすることが可能な復調回路を提供することを目的と
する。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a demodulation circuit capable of solving the above-mentioned problems and shortening the out-of-synchronization state.

（課題を解決するための手段） 本発明は前記問題点を解決するために、入力キャリア抑
圧変調信号からキャリア信号を抽出する高域通過フィル
タと、該フィルタで抽出されたキャリア信号を当該入力
キャリア抑圧変調信号と同一の周波数及び位相にするコ
スタスループ回路とを備え、前記入力キャリア抑圧変調
信号と前記コスタスループ回路の出力信号とに基づいて
同期検波を行うことによりベースバンド信号を再生する
復調回路において、前記コスタスループ回路が、（ａ）
制御電圧に対応した周波数の信号を発生する電圧制御発
振器、（ｂ）前記高域通過フィルタ及び電圧制御発振器
の出力信号の乗算を行う第１の乗算器、（ｃ）前記電圧
制御発振器の出力信号に９０度の位相差を付けた信号を
出力する位相器、（ｄ）前記高域通過フィルタ及び位相
器の出力信号の乗算を行う第２の乗算器、（ｅ）前記第
１の乗算器の出力に接続される第１の低域通過フィルタ
、（ｆ）前記第２の乗算器の出力に接続される第２の低
域通過フィルタ、（ｇ）前記第１及び第２の低域通過フ
ィルタの出力のうちいずれか一方の出力に接続され、当
該出力と基準電位とを比較するコンパレータ、（ｈ）前
記コンパレータの出力信号と前記第１及び第２の低域通
過フィルタのうちの他方の出力信号の乗算を行う第３の
乗算器、及び（ｉ）前記第３の乗算器の出力から前記制
御電圧を発生するループフィルタから構成されるもので
ある。(Means for Solving the Problems) In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a high-pass filter that extracts a carrier signal from an input carrier suppression modulation signal, and a high-pass filter that extracts a carrier signal from an input carrier suppression modulation signal, and a high-pass filter that extracts a carrier signal from an input carrier suppression modulation signal. A demodulation circuit comprising a Costas loop circuit that makes the same frequency and phase as the suppression modulation signal, and regenerating a baseband signal by performing synchronous detection based on the input carrier suppression modulation signal and the output signal of the Costas loop circuit. In the above, the Costas loop circuit is (a)
a voltage controlled oscillator that generates a signal with a frequency corresponding to the control voltage; (b) a first multiplier that multiplies output signals of the high-pass filter and the voltage controlled oscillator; (c) an output signal of the voltage controlled oscillator. (d) a second multiplier that multiplies the output signals of the high-pass filter and the phase shifter; (e) the first multiplier; (f) a second low-pass filter connected to the output of the second multiplier; (g) the first and second low-pass filters; (h) a comparator connected to one of the outputs of the output and comparing the output with a reference potential; (h) an output signal of the comparator and the output of the other of the first and second low-pass filters; The multiplier includes a third multiplier that multiplies signals, and (i) a loop filter that generates the control voltage from the output of the third multiplier.

（作用） 本発明の技術的手段は次のように作用する。例えばコン
パレータが第１の乗算器の出力に接続されるとすると、
コンパレータは第１の乗算器の出力信号（サイン波形）
を基準電位（０）と比較して０を中心とする矩形波を出
力するように慟〈。(Operation) The technical means of the present invention operates as follows. For example, if a comparator is connected to the output of the first multiplier,
The comparator is the output signal of the first multiplier (sine waveform)
is compared with the reference potential (0) and a square wave centered at 0 is output.

この結果、コンパレータの出力信号と第２の乗算器の出
力信号（サイン波形）とが第３の乗算器で乗算された位
相誤差の波形はほぼ直線的に変化する。即ち、位相誤差
が大きければ大きいほどレベルの大きい波形が得られる
。このため、一番大きく同期が外れた状態の場合にもル
ープフィルタを介して得られる制御電圧を充分大きくで
き、短時間でコスタスループ回路を同期状態にすること
が可能となる。従って前記従来技術の問題点を解決でき
るのである。As a result, the waveform of the phase error obtained by multiplying the output signal of the comparator and the output signal (sine waveform) of the second multiplier by the third multiplier changes almost linearly. That is, the larger the phase error, the higher the level of the waveform obtained. For this reason, even in the case of the largest out-of-synchronization state, the control voltage obtained through the loop filter can be made sufficiently large, making it possible to bring the Costas loop circuit into a synchronized state in a short time. Therefore, the problems of the prior art described above can be solved.

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す復調回路の構成図であ
る。同図において、第２図と同一の参照符号は同一性の
ある構成要素を示す。同図に示すように、本実施例の復
調回路のコスタスループ回路３ａは１、ＰＦ３２ａの出
力と乗算器３１ｃの入力との間にコンパレータ３６を設
けた点が、第２図のコスタスループ回路３と異なる。(Embodiment) FIG. 1 is a configuration diagram of a demodulation circuit showing an embodiment of the present invention. In this figure, the same reference numerals as in FIG. 2 indicate the same components. As shown in the figure, the Costas loop circuit 3a of the demodulation circuit of this embodiment is different from the Costas loop circuit 3a of FIG. different from.

次に本実施例の動作を説明する。Next, the operation of this embodiment will be explained.

入力されたキャリア抑圧変調波形はへＧＣ回路１によっ
てレベル的に安定化される。安定化されたキャリア抑圧
変調波形は画信号成分である周波数帯域を含んでいるの
で逆ＶＳＢフィルタ２によってそれが除去される。逆Ｖ
ＳＢフィルタ２から出力されたキャリア信号はコスタス
ループ回路３ａの乗算器３１ａ、３１ｂに入力される。The input carrier suppression modulation waveform is stabilized in level by the GC circuit 1. Since the stabilized carrier suppression modulation waveform includes a frequency band that is an image signal component, it is removed by the inverse VSB filter 2. Inverted V
The carrier signal output from the SB filter 2 is input to multipliers 31a and 31b of the Costas loop circuit 3a.

今、このキャリア信号を ｘ　（ｔ）−Ｊ７ｉｋ（ｔ）　ＣＯ３（ω、１＋θ）。Now, this carrier signal x (t) - J7ik (t) CO3 (ω, 1+θ).

ＶＣ０３４の出力信号 ｙ　（ｔ）　−５ｃｏｓ　（ＩＪ　、　ｔとすると、乗
算器１．２の出力ｅ＋　（ｊ）　、ｅ２　（ｔ）はそれ
ぞれ ｅ　、　（Ｌ）　＝ｘ　（ｔ、）［ｃｏｓ　（ａ）　、
　ｔ＝ｋ　（ｔ）　（ｃｏｓ　（２ｃａ＞　、ｔ＋ｃｏ
ｓθ））　　　　　−（１）ｅ２（Ｌ）−ｋ（ｔ、）　
（ｓｉｎ（２ω、ｔ＋θ）＋　ｓｉｎθ）　　−（２）
となる。ＬＰＦ３２ａ、ＬＰＦ３２ｂはＪ　（ｔ）　、
ｅ２　（ｔ）の２次高調波である第１項目を除去する。If the output signal of VC034 is y (t) −5cos (IJ, t, then the outputs e+ (j) and e2 (t) of multiplier 1.2 are e, (L) = x (t,) [cos (a ),
t=k (t) (cos (2ca> , t+co
sθ)) −(1)e2(L)−k(t,)
(sin(2ω, t+θ)+sinθ) −(2)
becomes. LPF32a and LPF32b are J(t),
Remove the first term, which is the second harmonic of e2 (t).

ＬＰＦ３２ａ、ＬＰＦ３２ｂによって高調波を除去され
た位相誤差成分ｅｌｌ（ｔ）　、ｅ２１　（ｔ）はそれ
ぞれ ｅ、、（ｔ）−ｋ（ｔ）ｃｏｓθ　　　　　　　　　　
−−−−（３）ｅ２．（ｔ）−−ｋ（ｔ）　　ｓｉｎθ
　　　　　　　　　　−−−−（４）となる。The phase error components ell(t) and e21 (t) whose harmonics have been removed by the LPF32a and LPF32b are e, , (t)-k(t)cosθ, respectively.
-----(3) e2. (t)−−k(t) sinθ
-----(4).

ところが、ｅ＋＋（ｔ）はコンパレータ３６によって、
正の時は＋１．負の時は−１に比較され、第１図のｂ点
であるコンパレータ３６の出力ｅｉ□（１）は次式％式
％（６） 従って、乗算器３１Ｃで得られるａ点の位相誤差成分ｅ
　（ｔ）は となる。第１図のａ点、ｂ点、０点の波形図を第３図（
ｂ）に示す。この位相誤差ｅ　（ｔ）は伝達関数Ｆ（ｚ
）＝（１−ｂｚ−’）　／　（１−ａｚ−’）で示され
るループフィルタ３３へ入力される。ループフィルタ３
３の出力はＶに０：１４に入力されるが、波形図のａ点
で位相誤差かほぼ直線的に表せるため、ＶＣＯ：１４の
出力はキャリア信号に対して最小時間で同期する方向に
出力される。However, e++(t) is determined by the comparator 36 as
+1 when positive. When it is negative, it is compared to -1, and the output ei□(1) of the comparator 36, which is the point b in FIG. e
(t) becomes. Figure 3 shows the waveform diagram of points a, b, and 0 in Figure 1 (
Shown in b). This phase error e (t) is the transfer function F(z
)=(1-bz-')/(1-az-') is input to the loop filter 33. Loop filter 3
The output of VCO: 3 is input to V at 0:14, but since the phase error can be expressed almost linearly at point a in the waveform diagram, the output of VCO: 14 is output in the direction of synchronizing with the carrier signal in the minimum time. be done.

その信号は新たに乗算器１へ入力され又、９０°の位相
器３５を通って乗算器３１ｂへ入力される。この様にし
てコスタスループ回路３ａは、常にキャリア抑圧変調波
形に同期する様に動作する。The signal is newly input to the multiplier 1, passes through a 90° phase shifter 35, and is input to the multiplier 31b. In this way, the Costas loop circuit 3a always operates in synchronization with the carrier suppression modulation waveform.

この同期されたサイン波形は、キャリア抑圧変調波形と
正負ともにロックする様に位相器５によって補正される
。This synchronized sine waveform is corrected by the phase shifter 5 so that it locks both positive and negative with the carrier suppression modulation waveform.

その補正されたサイン波形とキャリア抑圧変調波形が同
期検波器４によってかけ算され、画信号成分が抽出され
る。抽出された画信号成分には高調波成分が含まれてい
るため、ＬＰＦ６によってその成分が除去される。高調
波成分が除去された信号はコンパレータ７によって“１
”、“０”に変換され、ファクシミリの画信号として出
力される。The corrected sine waveform and the carrier suppression modulation waveform are multiplied by the synchronous detector 4, and the image signal component is extracted. Since the extracted image signal component includes a harmonic component, the LPF 6 removes the harmonic component. The signal from which the harmonic components have been removed is set to “1” by the comparator 7.
", "0" and output as a facsimile image signal.

以上のように本実施例によればコンパレータ３６によっ
て位相誤差波形をほぼ直線的に変化するようにしたので
、相手側のファクシミリ装置が充分長い黒色の画を送信
してきても復調回路は忠実にその画信号を再現すること
ができ、また充分長い黒色でなくても、復調回路におい
て同期がはずれている時間を非常に短かくすることがで
きるため、良好な画質を得る事ができる。As described above, according to this embodiment, the phase error waveform is changed almost linearly by the comparator 36, so even if the other party's facsimile machine transmits a sufficiently long black image, the demodulation circuit faithfully changes the phase error waveform. The image signal can be reproduced, and even if the black color is not long enough, the time during which synchronization is lost in the demodulation circuit can be extremely shortened, so good image quality can be obtained.

以上の実施例ではコンパレータ３６をＬＰＦ：１２ａの
出力と乗算３３１ｃの入力の間に挿入したが、これをＬ
ＰＦ３２ｂの出力と乗算器３１ｃの入力の間に挿入して
も、同様の効果が得られることは明らかである。In the above embodiment, the comparator 36 was inserted between the output of the LPF 12a and the input of the multiplier 331c.
It is clear that the same effect can be obtained even if it is inserted between the output of the PF 32b and the input of the multiplier 31c.

また、以上の説明ではファクシミリ装置の復調回路で説
明したが、同様なキャリア抑圧変調信号から同期検波に
よりベースバンド信号を再生する復調回路にも本発明を
適用できるのは明らかである。Furthermore, although the above description has been made with reference to a demodulation circuit of a facsimile machine, it is obvious that the present invention can also be applied to a demodulation circuit that reproduces a baseband signal from a similar carrier-suppressed modulation signal by synchronous detection.

（発明の効果） 以上詳細に説明したように本発明によれば、第１又は第
２の低域通過フィルタの出力と第３の乗算器の入力との
間にコンパレータを挿入することにより第３の乗算器の
出力の位相誤差波形をほぼ直線的に変化するようにした
ので、コスタスループ回路を比較的短時間に同期される
ことが可能となる。このため、入力キャリア抑圧変調信
号から常に良好なベースバンド信号を再生することが可
能となる。(Effects of the Invention) As explained in detail above, according to the present invention, by inserting a comparator between the output of the first or second low-pass filter and the input of the third multiplier, Since the phase error waveform of the output of the multiplier is changed almost linearly, it is possible to synchronize the Costas loop circuit in a relatively short time. Therefore, it is possible to always reproduce a good baseband signal from the input carrier suppression modulation signal.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施例を示す復調回路の構成図、第
２図は従来の復調回路の構成図、第３図（ａ）　、　（
ｂ）は本実施例の効果の説明図である。 １・−自動利得制御（ＡＧＣ）回路、 ２・・・逆ＶＳロフィルタ、 ３ａ・・・コスタスループ回路、 ４・−・同期検波器、　　　５．３５−・・位相器、６
．３２ａ、：１２ｂ・・・低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
、７　、：１６−・・コンパレータ、 ：］ｌａ　〜３１ｃ＝乗算器、 ３３−・・ループフィルタ、 ３４−・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）FIG. 1 is a block diagram of a demodulation circuit showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of a conventional demodulation circuit, and FIGS.
b) is an explanatory diagram of the effect of this embodiment. 1.-Automatic gain control (AGC) circuit, 2.. Inverse VS filter, 3a.. Costas loop circuit, 4.--Synchronized detector, 5.35-.. Phase shifter, 6.
．． 32a, :12b...Low pass filter (LPF)
, 7 , :16--Comparator, :]la~31c=Multiplier, 33--Loop filter, 34--Voltage controlled oscillator (VCO)

Claims (1)

【特許請求の範囲】 入力キャリア抑圧変調信号からキャリア信号を抽出する
高域通過フィルタと、該フィルタで抽出されたキャリア
信号を当該入力キャリア抑圧変調信号と同一の周波数及
び位相にするコスタスループ回路とを備え、前記入力キ
ャリア抑圧変調信号と前記コスタスループ回路の出力信
号とに基づいて同期検波を行うことによりベースバンド
信号を再生する復調回路において、 前記コスタスループ回路が、 （ａ）制御電圧に対応した周波数の信号を発生する電圧
制御発振器、 （ｂ）前記高域通過フィルタ及び電圧制御発振器の出力
信号の乗算を行う第１の乗算器、（ｃ）前記電圧制御発
振器の出力信号に９０度の位相差を付けた信号を出力す
る位相器、（ｄ）前記高域通過フィルタ及び位相器の出
力信号の乗算を行う第２の乗算器、 （ｅ）前記第１の乗算器の出力に接続される第１の低域
通過フィルタ、 （ｆ）前記第２の乗算器の出力に接続される第２の低域
通過フィルタ、 （ｇ）前記第１及び第２の低域通過フィルタの出力のう
ちいずれか一方の出力に接続され、当該出力と基準電位
とを比較するコンパレータ、 （ｈ）前記コンパレータの出力信号と前記第１及び第２
の低域通過フィルタのうちの他方の出力信号との乗算を
行う第３の乗算器、 （ｉ）前記第３の乗算器の出力から前記制御電圧を発生
するループフィルタ、 とから構成されることを特徴とする復調回路。[Claims] A high-pass filter that extracts a carrier signal from an input carrier suppression modulation signal, and a Costas loop circuit that makes the carrier signal extracted by the filter have the same frequency and phase as the input carrier suppression modulation signal. a demodulation circuit that regenerates a baseband signal by performing synchronous detection based on the input carrier suppression modulation signal and the output signal of the Costas loop circuit, wherein the Costas loop circuit (a) corresponds to a control voltage; (b) a first multiplier that multiplies the output signals of the high-pass filter and the voltage-controlled oscillator; (c) a 90-degree angle for the output signal of the voltage-controlled oscillator; a phase shifter that outputs a signal with a phase difference; (d) a second multiplier that multiplies the output signals of the high-pass filter and the phase shifter; (e) connected to the output of the first multiplier; (f) a second low-pass filter connected to the output of the second multiplier; (g) among the outputs of the first and second low-pass filters; a comparator connected to one of the outputs and comparing the output with a reference potential; (h) the output signal of the comparator and the first and second
(i) a loop filter that generates the control voltage from the output of the third multiplier; A demodulation circuit featuring: