JPH06232926A - 搬送波信号再生回路 - Google Patents
搬送波信号再生回路Info
- Publication number
- JPH06232926A JPH06232926A JP5014754A JP1475493A JPH06232926A JP H06232926 A JPH06232926 A JP H06232926A JP 5014754 A JP5014754 A JP 5014754A JP 1475493 A JP1475493 A JP 1475493A JP H06232926 A JPH06232926 A JP H06232926A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- multiplier
- vco
- pass filter
- low
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、周波数の引き込みが早く、同期時
にノイズの影響を受けにくい搬送波信号再生回路を提供
することを目的とする。 【構成】 本発明によれば、入力端子２０から入力され
た信号とＶＣＯ２１からの発振信号とを第１乗算器２３
にて乗算すると共に、９０度移相された発振信号と入力
信号とを第２乗算器２４にて乗算し、さらに両乗算器の
出力を第３乗算器２７にて乗算する。そして、第３乗算
器２７の出力を第３ローパスフィルタを介してＶＣＯ２
１へ供給する。その際、ＶＣＯ２１へ供給される制御信
号のレベルに基づき同期はずれを検出し、同期が外れて
いる場合には、第３ローパスフィルタに配置されたスイ
ッチをオフしてループ定数を大きくする。
にノイズの影響を受けにくい搬送波信号再生回路を提供
することを目的とする。 【構成】 本発明によれば、入力端子２０から入力され
た信号とＶＣＯ２１からの発振信号とを第１乗算器２３
にて乗算すると共に、９０度移相された発振信号と入力
信号とを第２乗算器２４にて乗算し、さらに両乗算器の
出力を第３乗算器２７にて乗算する。そして、第３乗算
器２７の出力を第３ローパスフィルタを介してＶＣＯ２
１へ供給する。その際、ＶＣＯ２１へ供給される制御信
号のレベルに基づき同期はずれを検出し、同期が外れて
いる場合には、第３ローパスフィルタに配置されたスイ
ッチをオフしてループ定数を大きくする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル変調信号を復調
する際に用いられる搬送波信号を再生する回路に関す
る。
する際に用いられる搬送波信号を再生する回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等のデジタル
変調を復調する方法の１つとして、受信信号に含まれる
搬送波信号に同期した搬送波信号を再生し、この再生さ
れた搬送波信号を用いて信号を復調する方法がある。
変調を復調する方法の１つとして、受信信号に含まれる
搬送波信号に同期した搬送波信号を再生し、この再生さ
れた搬送波信号を用いて信号を復調する方法がある。
【０００３】この種復調方法の１例として、コスタスル
ープを用いた復調回路について図２を参照して説明す
る。
ープを用いた復調回路について図２を参照して説明す
る。
【０００４】図２において、１はデジタル変調信号（例
えば、ＢＰＳＫ信号）が入力される入力端子、２は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、３は入力端子１からの入力信号
とＶＣＯ２からの発振信号を乗算する第１乗算器、４は
入力端子１からの入力信号と９０度移相器５にて９０度
移相された信号とを乗算する第２乗算器、６は第１乗算
器３からの乗算出力の帯域を制限する第１ローパスフィ
ルタ、７は第２乗算器４からの乗算出力の帯域を制限す
る第２ローパスフィルタ、８は第１ローパスフィルタ６
を通過した信号と第２ローパスフィルタ７を通過した信
号とを乗算する第３乗算器、９は第３乗算器８からの乗
算出力の帯域を制限し、ＶＣＯ２へ制御電圧（制御信
号）を供給する第３ローパスフィルタ、１０は復調信号
を導出する出力端子である。
えば、ＢＰＳＫ信号）が入力される入力端子、２は電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、３は入力端子１からの入力信号
とＶＣＯ２からの発振信号を乗算する第１乗算器、４は
入力端子１からの入力信号と９０度移相器５にて９０度
移相された信号とを乗算する第２乗算器、６は第１乗算
器３からの乗算出力の帯域を制限する第１ローパスフィ
ルタ、７は第２乗算器４からの乗算出力の帯域を制限す
る第２ローパスフィルタ、８は第１ローパスフィルタ６
を通過した信号と第２ローパスフィルタ７を通過した信
号とを乗算する第３乗算器、９は第３乗算器８からの乗
算出力の帯域を制限し、ＶＣＯ２へ制御電圧（制御信
号）を供給する第３ローパスフィルタ、１０は復調信号
を導出する出力端子である。
【０００５】次に、この回路の動作について説明する。
【０００６】さて、ＢＰＳＫ信号は、一般に、±Ａｃｏ
ｓ（ωｔ＋φ）と表すことができる。ここで、±Ａは情
報信号成分、φはＶＣＯの発振周波数と入力信号の位相
誤差である。
ｓ（ωｔ＋φ）と表すことができる。ここで、±Ａは情
報信号成分、φはＶＣＯの発振周波数と入力信号の位相
誤差である。
【０００７】今、ＶＣＯ２の出力をｃｏｓωｔとする
と、第１乗算器３の出力は、±Ａ｛ｃｏｓφ＋ｃｏｓ
（２ωｔ＋φ）｝／２となり、第２乗算器４の出力は、
±Ａ｛ｓｉｎφ＋ｓｉｎ（２ωｔ＋φ）｝／２となる。
と、第１乗算器３の出力は、±Ａ｛ｃｏｓφ＋ｃｏｓ
（２ωｔ＋φ）｝／２となり、第２乗算器４の出力は、
±Ａ｛ｓｉｎφ＋ｓｉｎ（２ωｔ＋φ）｝／２となる。
【０００８】そして、各出力の高周波成分を各々ローパ
スフィルタにて除去すると、各出力は、±Ａ（ｃｏｓ
φ）／２、及び±Ａ（ｓｉｎφ）／２となる。ＶＣＯ２
の制御が理想的に行われていると仮定すると、第１ロー
パスフィルタ６の出力は、振幅分のみとなり、情報信号
を再生することができる。
スフィルタにて除去すると、各出力は、±Ａ（ｃｏｓ
φ）／２、及び±Ａ（ｓｉｎφ）／２となる。ＶＣＯ２
の制御が理想的に行われていると仮定すると、第１ロー
パスフィルタ６の出力は、振幅分のみとなり、情報信号
を再生することができる。
【０００９】また、第３乗算器８の出力は、Ａ2（ｓｉ
ｎ２φ）／４となるので、第３ローパスフィルタ（ルー
プフィルタ）の時定数を適宜設定することにより、φが
０になるように制御することが可能となる。
ｎ２φ）／４となるので、第３ローパスフィルタ（ルー
プフィルタ）の時定数を適宜設定することにより、φが
０になるように制御することが可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述した様に、搬送波
信号を再生するためには、閉ループでＶＣＯを制御する
必要があるが、このループの定数を大きく設定すると、
ノイズの影響を受け易くなり、一方、小さく設定する
と、周波数の引き込み範囲が狭くなり、追随性が悪くな
るという問題を有していた。
信号を再生するためには、閉ループでＶＣＯを制御する
必要があるが、このループの定数を大きく設定すると、
ノイズの影響を受け易くなり、一方、小さく設定する
と、周波数の引き込み範囲が狭くなり、追随性が悪くな
るという問題を有していた。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の点に鑑
み、電圧制御発振手段と、この電圧制御手段に制御信号
を供給する制御信号供給手段と、この制御信号供給手段
と前記電圧制御発振手段との間に配置され、前記電圧制
御発振手段の制御ループにおけるループ定数を決定する
ループフィルタ手段と、前記制御信号に基づき同期外れ
を検出する同期外れ検出手段と、この同期外れ検出手段
からの検出信号に基づき前記ループフィルタの定数を切
り換える切り換え手段とを具備することを特徴とする。
み、電圧制御発振手段と、この電圧制御手段に制御信号
を供給する制御信号供給手段と、この制御信号供給手段
と前記電圧制御発振手段との間に配置され、前記電圧制
御発振手段の制御ループにおけるループ定数を決定する
ループフィルタ手段と、前記制御信号に基づき同期外れ
を検出する同期外れ検出手段と、この同期外れ検出手段
からの検出信号に基づき前記ループフィルタの定数を切
り換える切り換え手段とを具備することを特徴とする。
【００１２】
【作用】本発明によれば、同期が外れている場合は、電
圧制御発振手段の周波数が入力信号に含まれている搬送
波信号成分の周波数と大きくずれている可能性が高いの
で、ループフィルタ手段の定数を大きくして周波数の引
き込みを大きくし、同期している場合には、ループフィ
ルタ手段の時定数を小さくしてループ制御の安定化を計
る。
圧制御発振手段の周波数が入力信号に含まれている搬送
波信号成分の周波数と大きくずれている可能性が高いの
で、ループフィルタ手段の定数を大きくして周波数の引
き込みを大きくし、同期している場合には、ループフィ
ルタ手段の時定数を小さくしてループ制御の安定化を計
る。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明
する。
する。
【００１４】図１は本発明の搬送波信号再生回路を示す
図である。図１において、２０はデジタル変調信号（例
えば、ＢＰＳＫ信号）が入力される入力端子、２１は電
圧制御発振器（ＶＣＯ）、２２は入力端子２０からの入
力信号とＶＣＯ２１からの発振信号を乗算する第１乗算
器、２３は入力端子２０からの入力信号と９０度移相器
２４にて９０度移相された信号とを乗算する第２乗算
器、２５は第１乗算器２２からの乗算出力の帯域を制限
する第１ローパスフィルタ、２６は第２乗算器２３から
の乗算出力の帯域を制限する第２ローパスフィルタ、２
７は第１ローパスフィルタ２５を通過した信号と第２ロ
ーパスフィルタ２６を通過した信号とを乗算する第３乗
算器、２８は第３乗算器２７からの乗算出力の帯域を制
限し、ＶＣＯ２１へ制御電圧（制御信号）を供給する第
３ローパスフィルタで、アンプ２９、抵抗３０、３１、
３２及びコンデンサ３３より構成されている。３４は同
期外れ検出回路であり、第３ローパスフィルタの出力信
号（ＶＣＯへの制御信号）と第１の基準値とを比較する
第１比較器３５と、第２の基準値（但し、第１の基準値
よりも小さい値）とを比較する第２比較器３６と，ＮＯ
Ｒゲート３７とより構成されている。３８は第３ローパ
スフィルタ（ループフィルタ）の定数を切り換えるため
のスイッチ、３９は出力端子である。尚、第１〜第３乗
算器、第１ローパスフィルタ及び第２ローパスフィルタ
にて制御信号供給手段を構成している。
図である。図１において、２０はデジタル変調信号（例
えば、ＢＰＳＫ信号）が入力される入力端子、２１は電
圧制御発振器（ＶＣＯ）、２２は入力端子２０からの入
力信号とＶＣＯ２１からの発振信号を乗算する第１乗算
器、２３は入力端子２０からの入力信号と９０度移相器
２４にて９０度移相された信号とを乗算する第２乗算
器、２５は第１乗算器２２からの乗算出力の帯域を制限
する第１ローパスフィルタ、２６は第２乗算器２３から
の乗算出力の帯域を制限する第２ローパスフィルタ、２
７は第１ローパスフィルタ２５を通過した信号と第２ロ
ーパスフィルタ２６を通過した信号とを乗算する第３乗
算器、２８は第３乗算器２７からの乗算出力の帯域を制
限し、ＶＣＯ２１へ制御電圧（制御信号）を供給する第
３ローパスフィルタで、アンプ２９、抵抗３０、３１、
３２及びコンデンサ３３より構成されている。３４は同
期外れ検出回路であり、第３ローパスフィルタの出力信
号（ＶＣＯへの制御信号）と第１の基準値とを比較する
第１比較器３５と、第２の基準値（但し、第１の基準値
よりも小さい値）とを比較する第２比較器３６と，ＮＯ
Ｒゲート３７とより構成されている。３８は第３ローパ
スフィルタ（ループフィルタ）の定数を切り換えるため
のスイッチ、３９は出力端子である。尚、第１〜第３乗
算器、第１ローパスフィルタ及び第２ローパスフィルタ
にて制御信号供給手段を構成している。
【００１５】次に、動作について説明する。
【００１６】入力端子２０から入力されたデジタル変調
信号は、第１乗算器２２においてＶＣＯ２１からの発振
信号と乗算されるとともに第２乗算器２３において９０
度移相器２４にて移相された発振信号と乗算される。そ
して、各乗算器出力は、ローパスフィルタにて高域成分
が除去された後、第３乗算器２７に供給される。第３乗
算器２７では各ローパスフィルタ出力を乗算し、その出
力を第３ローパスフィルタに供給する。第３ローパスフ
ィルタは、第３乗算器２７出力の低域成分を通過させ、
この低域成分をＶＣＯ２１へ制御信号として供給する。
信号は、第１乗算器２２においてＶＣＯ２１からの発振
信号と乗算されるとともに第２乗算器２３において９０
度移相器２４にて移相された発振信号と乗算される。そ
して、各乗算器出力は、ローパスフィルタにて高域成分
が除去された後、第３乗算器２７に供給される。第３乗
算器２７では各ローパスフィルタ出力を乗算し、その出
力を第３ローパスフィルタに供給する。第３ローパスフ
ィルタは、第３乗算器２７出力の低域成分を通過させ、
この低域成分をＶＣＯ２１へ制御信号として供給する。
【００１７】かくして、ＶＣＯ２１の発振周波数が受信
信号に含まれる搬送波信号の周波数に同期するように、
ＶＣ０２１が制御される。
信号に含まれる搬送波信号の周波数に同期するように、
ＶＣ０２１が制御される。
【００１８】さて、通常ＶＣ０の制御電圧の変化範囲
は、必要とする周波数変化範囲を呈する電圧範囲よりも
大きく設定してある。例えば、要求される周波数の変化
範囲が１０ＭＨＺから２０ＭＨＺである時、ＶＣＯの周
波数変化範囲としては、５ＭＨＺから２５ＭＨＺの周波
数変化範囲を選択する。そして、この時のＶＣＯへ供給
される制御電圧の範囲を０ボルトから５ボルトとする
と、１ボルトが１０ＭＨＺに、４ボルトが２０ＭＨＺに
対応することになり、０〜１ボルトの範囲と４〜５ボル
トの範囲は、実際の周波数制御には用いられない。一
方、同期外れが生じると、ループ定数が小さければ、制
御不能となり、ＶＣＯへの制御電圧は、０ボルトまたは
５ボルトになる。従って、ＶＣＯへの供給電圧を検出す
ることにより、同期はずれを検出することが可能とな
る。
は、必要とする周波数変化範囲を呈する電圧範囲よりも
大きく設定してある。例えば、要求される周波数の変化
範囲が１０ＭＨＺから２０ＭＨＺである時、ＶＣＯの周
波数変化範囲としては、５ＭＨＺから２５ＭＨＺの周波
数変化範囲を選択する。そして、この時のＶＣＯへ供給
される制御電圧の範囲を０ボルトから５ボルトとする
と、１ボルトが１０ＭＨＺに、４ボルトが２０ＭＨＺに
対応することになり、０〜１ボルトの範囲と４〜５ボル
トの範囲は、実際の周波数制御には用いられない。一
方、同期外れが生じると、ループ定数が小さければ、制
御不能となり、ＶＣＯへの制御電圧は、０ボルトまたは
５ボルトになる。従って、ＶＣＯへの供給電圧を検出す
ることにより、同期はずれを検出することが可能とな
る。
【００１９】図１の実施例では、第３ローパスフィルタ
からＶＣＯ２１へ供給される制御電圧を第１比較器３５
にて第１の基準値（Ｖ１：前述の場合では、４ボルト）
と比較すると共に、第２比較器３６にて第２の基準値
（Ｖ２：前述の場合では、１ボルト）と比較する。そし
て、各比較出力をＮＯＲゲートに供給するように構成し
ている。
からＶＣＯ２１へ供給される制御電圧を第１比較器３５
にて第１の基準値（Ｖ１：前述の場合では、４ボルト）
と比較すると共に、第２比較器３６にて第２の基準値
（Ｖ２：前述の場合では、１ボルト）と比較する。そし
て、各比較出力をＮＯＲゲートに供給するように構成し
ている。
【００２０】従って、今、第３ローパスフィルタ２８か
らＶＣＯ２１に供給される制御電圧が第１の基準値Ｖ１
を越えるか、もしくは第２の基準値Ｖ２を下回ると、何
れかの比較器の出力がＨレベルとなり、ＮＯＲゲート３
７を介してスイッチ３８に切り換え信号が供給される。
スイッチ３８は、この切り換え信号に応答してオフとな
り、第３ローパスフィルタの時定数は大きくなる。
らＶＣＯ２１に供給される制御電圧が第１の基準値Ｖ１
を越えるか、もしくは第２の基準値Ｖ２を下回ると、何
れかの比較器の出力がＨレベルとなり、ＮＯＲゲート３
７を介してスイッチ３８に切り換え信号が供給される。
スイッチ３８は、この切り換え信号に応答してオフとな
り、第３ローパスフィルタの時定数は大きくなる。
【００２１】一方、第３ローパスフィルタ２８からＶＣ
Ｏ２１に供給される制御電圧がＶ１からＶ２の範囲に有
る場合には、各比較器の出力が共にＬレベルとなるため
ＮＯＲゲート３７の出力がＨレベルとなる。従って、ス
イッチ３８は、この信号に応答してオンとなり、第３ロ
ーパスフィルタの時定数は小さくなる。
Ｏ２１に供給される制御電圧がＶ１からＶ２の範囲に有
る場合には、各比較器の出力が共にＬレベルとなるため
ＮＯＲゲート３７の出力がＨレベルとなる。従って、ス
イッチ３８は、この信号に応答してオンとなり、第３ロ
ーパスフィルタの時定数は小さくなる。
【００２２】尚、実施例では、本発明をコスタスループ
に適用した場合について説明したが、他の回路にも適用
できることは云うまでもない。
に適用した場合について説明したが、他の回路にも適用
できることは云うまでもない。
【００２３】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、電圧制御発振手段へ供給される制御信号に基づき同
期外れを検出し、この検出結果に基づきループフィルタ
の時定数を切り換えるようにしたので、同期はずれ時に
は、時定数を大きくして周波数の引き込みを早くし、同
期時には、時定数を小さくしてノイズ等による影響を軽
減することができる。
ば、電圧制御発振手段へ供給される制御信号に基づき同
期外れを検出し、この検出結果に基づきループフィルタ
の時定数を切り換えるようにしたので、同期はずれ時に
は、時定数を大きくして周波数の引き込みを早くし、同
期時には、時定数を小さくしてノイズ等による影響を軽
減することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す図である。
【図２】従来例を示す図である。
２０ 入力端子 ２１ 電圧制御発振器 ２２ 第１乗算器 ２３ 第２乗算器 ２５ 第１ローパスフィルタ ２６ 第２ローパスフィルタ ２７ 第３乗算器 ２８ 第３ローパスフィルタ ３４ 同期外れ検出回路 ３８ スイッチ
Claims (2)
- 【請求項１】 電圧制御発振手段と、この電圧制御発振
手段に制御信号を供給する制御信号供給手段と、この制
御信号供給手段と前記電圧制御発振手段との間に配置さ
れ、前記電圧制御発振手段の制御ループにおけるループ
定数を決定するループフィルタ手段と、前記制御信号に
基づき同期外れを検出する同期外れ検出手段と、この同
期外れ検出手段からの検出信号に基づき前記ループフィ
ルタの定数を切り換える切り換え手段とを具備する搬送
波信号再生回路。 - 【請求項２】 前記同期外れ検出手段が、前記制御信号
が第１の基準値よりも大きいとき、及び第１の基準値よ
りも小さい第２の基準値より小さいときに、同期外れ検
出信号を出力することを特徴とする請求項１記載の搬送
波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5014754A JPH06232926A (ja) | 1993-02-01 | 1993-02-01 | 搬送波信号再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5014754A JPH06232926A (ja) | 1993-02-01 | 1993-02-01 | 搬送波信号再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232926A true JPH06232926A (ja) | 1994-08-19 |
Family
ID=11869890
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5014754A Pending JPH06232926A (ja) | 1993-02-01 | 1993-02-01 | 搬送波信号再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06232926A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001005110A1 (fr) * | 1999-07-07 | 2001-01-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif et procede d'estimation d'erreur de frequence |
| WO2005112381A1 (ja) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 無線通信装置及び復調方法及び周波数偏差補正回路 |
-
1993
- 1993-02-01 JP JP5014754A patent/JPH06232926A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001005110A1 (fr) * | 1999-07-07 | 2001-01-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif et procede d'estimation d'erreur de frequence |
| AU756256B2 (en) * | 1999-07-07 | 2003-01-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating device and frequency error estimating method |
| US6674814B2 (en) | 1999-07-07 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating apparatus and a frequency error estimating method |
| WO2005112381A1 (ja) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 無線通信装置及び復調方法及び周波数偏差補正回路 |
| US8018914B2 (en) | 2004-05-17 | 2011-09-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Radio communication device, demodulation method, and frequency deflection correction circuit |
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