JPH0619379B2 - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
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- JPH0619379B2 JPH0619379B2 JP59039956A JP3995684A JPH0619379B2 JP H0619379 B2 JPH0619379 B2 JP H0619379B2 JP 59039956 A JP59039956 A JP 59039956A JP 3995684 A JP3995684 A JP 3995684A JP H0619379 B2 JPH0619379 B2 JP H0619379B2
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- current
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、負荷や電力線などの漏電を検出する電流検出
装置に関する。
装置に関する。
背景技術 先行技術において、検出されるべき被検出電流の流れる
ラインに関連して設けられると共に被検出電流を検出す
る可飽和リアクトルを含む磁気マルチバイブレータ回路
は、被検出電流の流れるラインに漏れ電流が無くても、
そのラインの平衡電流が大きくなれば発振周波数が高く
なる。このように発振周波数が高くなると、磁気マルチ
バイブレータ回路の後段に接続される各回路が誤動作を
起し、正常に漏れ電流を検出しにくかつた。
ラインに関連して設けられると共に被検出電流を検出す
る可飽和リアクトルを含む磁気マルチバイブレータ回路
は、被検出電流の流れるラインに漏れ電流が無くても、
そのラインの平衡電流が大きくなれば発振周波数が高く
なる。このように発振周波数が高くなると、磁気マルチ
バイブレータ回路の後段に接続される各回路が誤動作を
起し、正常に漏れ電流を検出しにくかつた。
第1図は、先行技術の磁気マルチバイブレータ回路に含
まれる可飽和リアクトルの斜視図である。コアKには、
コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアKの中
心付近には、被検出電流の流れるラインl1およびライ
ンl2が貫通される。この可飽和リアクトルは、第2図
に示すようなB−H特性を有する。この可飽和リアクト
ルが回路的に励磁力Haまで励磁される能力を有するも
のとすると、一般的に磁気マルチバイブレータ回路の発
振周波数は次の第1式に示すようになる。
まれる可飽和リアクトルの斜視図である。コアKには、
コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアKの中
心付近には、被検出電流の流れるラインl1およびライ
ンl2が貫通される。この可飽和リアクトルは、第2図
に示すようなB−H特性を有する。この可飽和リアクト
ルが回路的に励磁力Haまで励磁される能力を有するも
のとすると、一般的に磁気マルチバイブレータ回路の発
振周波数は次の第1式に示すようになる。
ただしEは印加電圧、8はコアKの断面積、NはコアK
に巻回されるコイルの巻線回数である。
に巻回されるコイルの巻線回数である。
ここでラインl1,l2に平衡大電流が流れると、第3
図(1)に示すようにコアKの領域K1,K2の磁束密度
が高くなり飽和状態となる。また第3図(2)に示すよう
に磁力線3DはコアKの中心付近で密となり、コアKの
上下付近の磁力線3C,3Eは粗となる。したがつて可
飽和リアクトル全体のB−H特性が第4図に示すように
変化するため、発振周波数は次の第2式のようになる。
図(1)に示すようにコアKの領域K1,K2の磁束密度
が高くなり飽和状態となる。また第3図(2)に示すよう
に磁力線3DはコアKの中心付近で密となり、コアKの
上下付近の磁力線3C,3Eは粗となる。したがつて可
飽和リアクトル全体のB−H特性が第4図に示すように
変化するため、発振周波数は次の第2式のようになる。
さらにラインl1,l2の平衡電流が大きくなると、発
振周波数は次の第3式のようになる。
振周波数は次の第3式のようになる。
ここで第1式〜第3式においてBm>Bm′>Bm″の
関係により、各発振周波数,′,″は次の第4式
の関係になる。
関係により、各発振周波数,′,″は次の第4式
の関係になる。
<′<″ …(4) この第4式に示すようにラインl1,l2の平衡電流が
大きくなつていくと、磁気マルチバイブレータ回路の発
振周波数は高くなつていく。したがつて、磁気マルチバ
イブレータ回路の発振周波数はラインl1,l2に流れ
る電流が平衡していても変動し、本来の動作目的を達成
することができなくなる。本来の動作目的とは、ライン
l1,l2に流れる電流が不平衡であるときのみ、磁気
マルチバイブレータ回路の出力パルスのデユーテイを変
動させ、後段の回路によつて漏れ電流を検出することで
ある。
大きくなつていくと、磁気マルチバイブレータ回路の発
振周波数は高くなつていく。したがつて、磁気マルチバ
イブレータ回路の発振周波数はラインl1,l2に流れ
る電流が平衡していても変動し、本来の動作目的を達成
することができなくなる。本来の動作目的とは、ライン
l1,l2に流れる電流が不平衡であるときのみ、磁気
マルチバイブレータ回路の出力パルスのデユーテイを変
動させ、後段の回路によつて漏れ電流を検出することで
ある。
目 的 本発明の目的は、上述の技術的課題を解決し、被検出ラ
インの平衡電流による誤動作を防止し、正確に漏れ電流
を検出することができる電流検出装置を提供することで
ある。
インの平衡電流による誤動作を防止し、正確に漏れ電流
を検出することができる電流検出装置を提供することで
ある。
発明の構成 本発明は、検出されるべき被検出電流の流れる2本のラ
インに関連して設けられるとともに、被検出電流を検知
するための第1のコイルと第2のコイルとを有する可飽
和リアクトルと、第1のコイルと第2のコイルとに流れ
る電流を制御する抵抗とを備え、被検出電流に応じて予
め定める周期のデユーテイを変えて発振し、互いに反転
した出力信号を送出する磁気マルチバイブレータ回路
と、 磁気マルチバイブレータ回路の各出力信号のデユーテイ
を検出する一対のデユーテイ検出回路と、 各デユーテイ検出回路からの信号のデユーテイに対応し
た出力信号が入力され、その出力信号のレベル差を整流
し、その整流電流に対応する電圧レベルをコンデンサC
7から導出する電圧/電流変換回路と、 前記可飽和リアクトルを備える磁気マルチバイブレータ
回路が高周波発振したことを検出して前記コンデンサC
7を充電する高周波検知回路と、 前記コンデンサC7の出力電圧が予め定めた値以上にな
つたことを検出する検出回路と、 磁気マルチバイブレータ回路とデユーテイ検出回路と電
圧/電流変換回路と高周波検知回路と出力回路とに電力
を供給する電源回路と、 電源回路の出力が予め定めた値に達するまで、磁気マル
チバイブレータ回路の発振を停止させる制御回路とを含
み、 前記磁気マルチバイブレータ回路に備えられる可飽和リ
アクトルは、環状磁心に第1および第2のコイルが巻回
されて形成され、 前記被検出電流の流れる2本のラインは、より合わせた
状態で前記環状磁心を貫通することを特徴とする電流検
出装置である。
インに関連して設けられるとともに、被検出電流を検知
するための第1のコイルと第2のコイルとを有する可飽
和リアクトルと、第1のコイルと第2のコイルとに流れ
る電流を制御する抵抗とを備え、被検出電流に応じて予
め定める周期のデユーテイを変えて発振し、互いに反転
した出力信号を送出する磁気マルチバイブレータ回路
と、 磁気マルチバイブレータ回路の各出力信号のデユーテイ
を検出する一対のデユーテイ検出回路と、 各デユーテイ検出回路からの信号のデユーテイに対応し
た出力信号が入力され、その出力信号のレベル差を整流
し、その整流電流に対応する電圧レベルをコンデンサC
7から導出する電圧/電流変換回路と、 前記可飽和リアクトルを備える磁気マルチバイブレータ
回路が高周波発振したことを検出して前記コンデンサC
7を充電する高周波検知回路と、 前記コンデンサC7の出力電圧が予め定めた値以上にな
つたことを検出する検出回路と、 磁気マルチバイブレータ回路とデユーテイ検出回路と電
圧/電流変換回路と高周波検知回路と出力回路とに電力
を供給する電源回路と、 電源回路の出力が予め定めた値に達するまで、磁気マル
チバイブレータ回路の発振を停止させる制御回路とを含
み、 前記磁気マルチバイブレータ回路に備えられる可飽和リ
アクトルは、環状磁心に第1および第2のコイルが巻回
されて形成され、 前記被検出電流の流れる2本のラインは、より合わせた
状態で前記環状磁心を貫通することを特徴とする電流検
出装置である。
実施例 第5図は、本発明の一実施例の可飽和リアクトルが接続
される電流検出装置の電気回路図である。
される電流検出装置の電気回路図である。
電気回路Aの動作を説明する。スイツチS1,S2がオ
ンされ、交流電源E0からの電力がラインl1,l2に
与えられる。ラインl1,l2に与えられた交流電圧
は、ダイオードD1,D2,D3,4,コイルL、抵抗
R1およびコンデンサC1から成る回路により整流さ
れ、直接電圧になる。交流電源E0からの電力が投入さ
れると同時にラインl3に流れる直流電流によりトラン
ジスタTr1がオンし、コンデンサC2が充電される。
トランジスタTr1がオンすると、次にトランジスタT
r2がオンし、そのエミツタのラインl4はリツプル分
を含まない定電圧を得る。トランジスタTr2のコレク
タ電位が予め定めた電位を越えると、比較器1が動作
し、トランジスタTr3にベース電流が流れる。これに
よつてトランジスタTr3がオンしてトランジスタTr
1のベース電流を引き込み、トランジスタTr1をオフ
させる。一方、これと同時に比較器1の出力によつてト
ランジスタTr12がオンし、比較器1の非反転入力端
子に与えられるしきい値電圧を下げる。電源回路Aに接
続される負荷回路がエネルギを消費し、コンデンサC2
の電位が下がり、比較器1の反転入力端子の電位が下が
り、比較器1の出力が反転する。これによつて、トラン
ジスタTr3,Tr12がオフし、トランジスタTr1
がオンしてコンデンサC2を充電していく。
ンされ、交流電源E0からの電力がラインl1,l2に
与えられる。ラインl1,l2に与えられた交流電圧
は、ダイオードD1,D2,D3,4,コイルL、抵抗
R1およびコンデンサC1から成る回路により整流さ
れ、直接電圧になる。交流電源E0からの電力が投入さ
れると同時にラインl3に流れる直流電流によりトラン
ジスタTr1がオンし、コンデンサC2が充電される。
トランジスタTr1がオンすると、次にトランジスタT
r2がオンし、そのエミツタのラインl4はリツプル分
を含まない定電圧を得る。トランジスタTr2のコレク
タ電位が予め定めた電位を越えると、比較器1が動作
し、トランジスタTr3にベース電流が流れる。これに
よつてトランジスタTr3がオンしてトランジスタTr
1のベース電流を引き込み、トランジスタTr1をオフ
させる。一方、これと同時に比較器1の出力によつてト
ランジスタTr12がオンし、比較器1の非反転入力端
子に与えられるしきい値電圧を下げる。電源回路Aに接
続される負荷回路がエネルギを消費し、コンデンサC2
の電位が下がり、比較器1の反転入力端子の電位が下が
り、比較器1の出力が反転する。これによつて、トラン
ジスタTr3,Tr12がオフし、トランジスタTr1
がオンしてコンデンサC2を充電していく。
次に制御回路Bの動作を説明する。電源回路Aのトラン
ジスタTr1のエミツタのラインl4の電位が予め定め
た値に達するまで、制御回路は、後段の回路の誤動作を
防ぐため磁気マルチバイブレータ回路Cの発振を停止さ
せておくものである。ラインl4の電位が予め定めた値
に達すると、比較器2が動作し、磁気マルチバイブレー
タ回路CのスイツチS3,S4をオンさせる。
ジスタTr1のエミツタのラインl4の電位が予め定め
た値に達するまで、制御回路は、後段の回路の誤動作を
防ぐため磁気マルチバイブレータ回路Cの発振を停止さ
せておくものである。ラインl4の電位が予め定めた値
に達すると、比較器2が動作し、磁気マルチバイブレー
タ回路CのスイツチS3,S4をオンさせる。
次に磁気マルチバイブレータ回路Cの動作を説明する。
磁気マルチバイブレータ回路Cは、スイツチS3,S4
がオンするに従い発振動作が開始される。負荷L0に接
続されるラインl1,l2に関連して設けられると共
に、ラインl1,l2に流れる電流を検出するためのコ
イルL1およびコイルL2を有する可飽和リアクトルが
設けられる。その可飽和リアクトルのコイルL1および
コイルL2の一端は抵抗Rを介してラインl4に接続さ
れる。コイルL1の他端はトランジスタTr4のコレク
タに接続され、コイルL2の他端はトランジスタTr5
のコレクタに接続される。コイルL1,L2およびトラ
ンジスタTr4,Tr5を含む回路により、トランジス
タTr4がオンしたときトランジスタTr5がオフし、
また逆にトランジスタTr5がオンしたときトランジス
タTr4がオフし、発振が行なわれる。ラインl1また
はラインl2に漏れ電流がない場合、コイル1およびコ
イルL2のリアクタンスは変化しないのでトランジスタ
Tr4およびTr5のオン/オフのデユーテイ比は1:
1のままである。ラインl1またはラインl2に漏れ電
流が生じると、コイルL1およびL2のリアクタンスは
変化するのでトランジスタTr4およびTr5のオン/
オフのデユーテイ比は1:1から変化する。磁気マルチ
バイブレータ回路Cは、トランジスタTr4のコレクタ
およびトランジスタTr5のコレクタから互に位相反転
したパルス信号を送出する。
磁気マルチバイブレータ回路Cは、スイツチS3,S4
がオンするに従い発振動作が開始される。負荷L0に接
続されるラインl1,l2に関連して設けられると共
に、ラインl1,l2に流れる電流を検出するためのコ
イルL1およびコイルL2を有する可飽和リアクトルが
設けられる。その可飽和リアクトルのコイルL1および
コイルL2の一端は抵抗Rを介してラインl4に接続さ
れる。コイルL1の他端はトランジスタTr4のコレク
タに接続され、コイルL2の他端はトランジスタTr5
のコレクタに接続される。コイルL1,L2およびトラ
ンジスタTr4,Tr5を含む回路により、トランジス
タTr4がオンしたときトランジスタTr5がオフし、
また逆にトランジスタTr5がオンしたときトランジス
タTr4がオフし、発振が行なわれる。ラインl1また
はラインl2に漏れ電流がない場合、コイル1およびコ
イルL2のリアクタンスは変化しないのでトランジスタ
Tr4およびTr5のオン/オフのデユーテイ比は1:
1のままである。ラインl1またはラインl2に漏れ電
流が生じると、コイルL1およびL2のリアクタンスは
変化するのでトランジスタTr4およびTr5のオン/
オフのデユーテイ比は1:1から変化する。磁気マルチ
バイブレータ回路Cは、トランジスタTr4のコレクタ
およびトランジスタTr5のコレクタから互に位相反転
したパルス信号を送出する。
次にデユーテイ検出回路Dの動作を説明する。前記磁気
マルチバイブレータ回路CのトランジスタTr4および
トランジスタTr5のオン/オフに同期し、スイツチS
5〜S8がオン/オフする。スイツチS5,S8は、ト
ランジスタTr5がオンのとき、オンする。スイツチS
6,S7は、トランジスタTr4がオンのとき、オンす
る。
マルチバイブレータ回路CのトランジスタTr4および
トランジスタTr5のオン/オフに同期し、スイツチS
5〜S8がオン/オフする。スイツチS5,S8は、ト
ランジスタTr5がオンのとき、オンする。スイツチS
6,S7は、トランジスタTr4がオンのとき、オンす
る。
ここで磁気マルチバイブレータ回路Cが通常の発振動作
を行なつていると想定して、以下第6図の波形図を参照
して動作を説明する。デユーテイ検出回路Dにおいて、
スイツチS5とスイツチS6と抵抗R11との接続点
a′には第6図(2)に示すようなパルス信号が与えられ
る。またスイツチS7とスイツチS(8)と抵抗13との
接続点b′には、第6図(3)に示すようなパルス信号が
与えられる。これによつて、抵抗R11と抵抗R12と
コンデンサC3との接続点aからは第6図(1)に示すよ
うな直流電圧の信号P1が送出される。抵抗R13と抵
抗R12とコンデンサC4との接続点bからは、第6図
(1)に示すような直流電圧の信号P2が送出される。
を行なつていると想定して、以下第6図の波形図を参照
して動作を説明する。デユーテイ検出回路Dにおいて、
スイツチS5とスイツチS6と抵抗R11との接続点
a′には第6図(2)に示すようなパルス信号が与えられ
る。またスイツチS7とスイツチS(8)と抵抗13との
接続点b′には、第6図(3)に示すようなパルス信号が
与えられる。これによつて、抵抗R11と抵抗R12と
コンデンサC3との接続点aからは第6図(1)に示すよ
うな直流電圧の信号P1が送出される。抵抗R13と抵
抗R12とコンデンサC4との接続点bからは、第6図
(1)に示すような直流電圧の信号P2が送出される。
ここで、漏れ電流が発生すると第6図(1)の信号P
1,P2の平均値に差が生じる。この信号P1,P2
は、電圧/電流変換回路Fの入力となる。
1,P2の平均値に差が生じる。この信号P1,P2
は、電圧/電流変換回路Fの入力となる。
次に高周波検知回路Eの動作を説明する。比較器8の反
転入力端子には前記デユーテイ検出回路Dの接続点a′
からの信号が与えられ、比較器8の非反転入力端子には
前記デイーテイ検出回路Dの接続点b′からの信号が与
えられる。これにより比較器8は動作し、トランジスタ
Tr6を能動化する。トランジスタTr6のコレクタ・
エミツタ間にはコンデンサC5が接続され、トランジス
タTr6のコレクタには第6図(4)に示す信号P4が送
出される。この信号P4は比較器3の非反転入力端子に
与えられ、比較器3の反転入力端子には第6図(4)に示
すラインA4のレベルのしきい値電圧が与えられる。こ
れにより比較器3は動作し、トランジスタTr7を能動
化する。トランジスタTr7のコレクタ・エミツタ間に
はコンデンサC6が接続され、トランジスタTr7のコ
レクタには第6図(5)に示す信号P5が送出される。こ
の信号P5は比較器4の非反転入力端子に与えられ、比
較器4の反転入力端子には第6図(5)に示すラインA5
のレベルのしきい値電圧が与えられる。このように信号
P5のレベルは、比較器3によりラインA5で示すレベ
ルのしきい値電圧より低くなるように設定される。この
状態では、比較器4の出力によりスイツチS9はオンさ
れない。
転入力端子には前記デユーテイ検出回路Dの接続点a′
からの信号が与えられ、比較器8の非反転入力端子には
前記デイーテイ検出回路Dの接続点b′からの信号が与
えられる。これにより比較器8は動作し、トランジスタ
Tr6を能動化する。トランジスタTr6のコレクタ・
エミツタ間にはコンデンサC5が接続され、トランジス
タTr6のコレクタには第6図(4)に示す信号P4が送
出される。この信号P4は比較器3の非反転入力端子に
与えられ、比較器3の反転入力端子には第6図(4)に示
すラインA4のレベルのしきい値電圧が与えられる。こ
れにより比較器3は動作し、トランジスタTr7を能動
化する。トランジスタTr7のコレクタ・エミツタ間に
はコンデンサC6が接続され、トランジスタTr7のコ
レクタには第6図(5)に示す信号P5が送出される。こ
の信号P5は比較器4の非反転入力端子に与えられ、比
較器4の反転入力端子には第6図(5)に示すラインA5
のレベルのしきい値電圧が与えられる。このように信号
P5のレベルは、比較器3によりラインA5で示すレベ
ルのしきい値電圧より低くなるように設定される。この
状態では、比較器4の出力によりスイツチS9はオンさ
れない。
ここでたとえばラインl1に大きな漏れ電流が生じて、
磁気マルチバイブレータ回路Cの出力パルスが高い周波
数になつたときの動作を説明する。このときデユーテイ
検出回路Dの接続点a′には、第7図(2)に示すような
パルス信号が与えられ、接続点b′には第7図(3)に示
すようなパルス信号が与えられる。したがつてデユーテ
イ検出回路Dの接続点aから第7図(1)に示すような信
号P11が送出され、接続点bから第7図(1)に示すよ
うな信号P12が送出される。比較器8は、第7図(2)
に示すパルス信号と第7図(3)に示すパルス信号とによ
り動作し、トランジスタTr6を能動化する。トランジ
スタTr6のコレクタからは第7図(4)に示す信号P1
4が送出される。この信号P14のレベルは、比較器3
の反転入力端子に与えられるラインA4で示すレベルの
しきい値電圧より低い。したがつて比較器3の出力は、
トランジスタTr7をオフさせ、コンデンサC6を定電
流源E6の電流により充電させる。これによりトランジ
スタTr7のコレクタ電圧は、第7図(5)に示すライン
A6のように上昇し、比較器4の反転入力端子に与えら
れるラインA5で示すレベルのしきい値電圧より高くな
り、比較器4はスイツチS9をオンさせる。
磁気マルチバイブレータ回路Cの出力パルスが高い周波
数になつたときの動作を説明する。このときデユーテイ
検出回路Dの接続点a′には、第7図(2)に示すような
パルス信号が与えられ、接続点b′には第7図(3)に示
すようなパルス信号が与えられる。したがつてデユーテ
イ検出回路Dの接続点aから第7図(1)に示すような信
号P11が送出され、接続点bから第7図(1)に示すよ
うな信号P12が送出される。比較器8は、第7図(2)
に示すパルス信号と第7図(3)に示すパルス信号とによ
り動作し、トランジスタTr6を能動化する。トランジ
スタTr6のコレクタからは第7図(4)に示す信号P1
4が送出される。この信号P14のレベルは、比較器3
の反転入力端子に与えられるラインA4で示すレベルの
しきい値電圧より低い。したがつて比較器3の出力は、
トランジスタTr7をオフさせ、コンデンサC6を定電
流源E6の電流により充電させる。これによりトランジ
スタTr7のコレクタ電圧は、第7図(5)に示すライン
A6のように上昇し、比較器4の反転入力端子に与えら
れるラインA5で示すレベルのしきい値電圧より高くな
り、比較器4はスイツチS9をオンさせる。
次に電圧/電流変換回路Fの動作を説明する。前記高周
波検知回路EのスイツチS9がオンされることによつて
定電流源E8の電流は、コンデンサC7に流れ込み、コ
ンデンサC7を充電する。比較器6とダイオードD13
とトランジスタTr9と、比較器5とダイオードD14
とトランジスタTr8とによりバツフアを構成し、比較
器6の非反転入力端子に与えられた信号と比較器5の非
反転入力端子に与えられた信号との電位差を抵抗R14
の抵抗値で割つた電流値に変換し、トランジスタTr9
およびTr8のコレクタからの電流でコンデンサC7を
充電していく。なお比較器6の非反転入力端子はデユー
テイ検出回路Dの接続点aに接続され、比較器5の非反
転入力端子はデユーテイ検出回路Dの接続点bに接続さ
れる。一方、抵抗R15とトランジスタTr10とトラ
ンジスタTr11とから成る定電流引き出し回路によ
り、予め設定された電流値まではコンデンサC7の電位
を上昇させない。したがつて前述の設定電流値以上の漏
れ電流時には、コンデンサC7を充電し、このコンデン
サC7の出力電圧が予め定めた値以上になつたことが出
力回路Gで検出されることになる。
波検知回路EのスイツチS9がオンされることによつて
定電流源E8の電流は、コンデンサC7に流れ込み、コ
ンデンサC7を充電する。比較器6とダイオードD13
とトランジスタTr9と、比較器5とダイオードD14
とトランジスタTr8とによりバツフアを構成し、比較
器6の非反転入力端子に与えられた信号と比較器5の非
反転入力端子に与えられた信号との電位差を抵抗R14
の抵抗値で割つた電流値に変換し、トランジスタTr9
およびTr8のコレクタからの電流でコンデンサC7を
充電していく。なお比較器6の非反転入力端子はデユー
テイ検出回路Dの接続点aに接続され、比較器5の非反
転入力端子はデユーテイ検出回路Dの接続点bに接続さ
れる。一方、抵抗R15とトランジスタTr10とトラ
ンジスタTr11とから成る定電流引き出し回路によ
り、予め設定された電流値まではコンデンサC7の電位
を上昇させない。したがつて前述の設定電流値以上の漏
れ電流時には、コンデンサC7を充電し、このコンデン
サC7の出力電圧が予め定めた値以上になつたことが出
力回路Gで検出されることになる。
出力回路Gは、コンデンサC7の電位が予め定めた値以
上になると、比較器7からスイツチS1,S2をオフさ
せる信号を送出する。これによつて、負荷L0は交流電
源E0から遮断される。
上になると、比較器7からスイツチS1,S2をオフさ
せる信号を送出する。これによつて、負荷L0は交流電
源E0から遮断される。
以上のようにラインl1およびラインl2の被検出電流
が小さいときは、磁気マルチバイブレータ回路Cの出力
パルスのデユーテイ比を電圧/電流変換回路Fで検出す
る。また被検出電流が大きいときは、磁気マルチバイブ
レータ回路Cの出力パルスの周波数が高くなり、高周波
検知回路Eでその周波数を検出する。したがつて高周波
検知回路Eおよび電圧/電流変換回路Fによつて、被検
出電流を確実に検出することができる。
が小さいときは、磁気マルチバイブレータ回路Cの出力
パルスのデユーテイ比を電圧/電流変換回路Fで検出す
る。また被検出電流が大きいときは、磁気マルチバイブ
レータ回路Cの出力パルスの周波数が高くなり、高周波
検知回路Eでその周波数を検出する。したがつて高周波
検知回路Eおよび電圧/電流変換回路Fによつて、被検
出電流を確実に検出することができる。
第8図は、負荷L0の漏れ電流である被検出電流Ig
と、電圧/電流変換回路LのトランジスタTr9および
Tr8のコレクタから送出される平均出力電流I0との
関係を示すグラフである。破線で示す従来の電圧/電流
変換回路の特性に対して、本発明の一実施例の電圧/電
流変換回路Fの特性は実線で示す。この実線で示す特性
はデユーテイ検出回路Dの出力信号にリツプルが含まれ
ている場合であり、このような特性により第9図(1)〜
第9図(3)に示すような被検出電流であつても第9図(4)
に示すような交流電流を検出したのと同じ検出動作状態
に十分近づけることができる。従来の高周波検出回路の
入力としてデユーテイ検出回路Dの接続点a,b間の電
圧をローパスフイルタに与え、微分してリツプル分だけ
検出していたが、ノイズにより接続点a,b間の電圧が
変化し、リツプル分に急峻な電圧変化が生じ、高周波検
出回路が誤動作しやすく、耐ノイズ性が悪かつた。とこ
ろが本件実施例の電圧/電流変換回路Fは、デユーテイ
検出回路Dの接続点a,b間の電圧変化に関係なく動作
するので、耐ノイズ性を向上させることができる。
と、電圧/電流変換回路LのトランジスタTr9および
Tr8のコレクタから送出される平均出力電流I0との
関係を示すグラフである。破線で示す従来の電圧/電流
変換回路の特性に対して、本発明の一実施例の電圧/電
流変換回路Fの特性は実線で示す。この実線で示す特性
はデユーテイ検出回路Dの出力信号にリツプルが含まれ
ている場合であり、このような特性により第9図(1)〜
第9図(3)に示すような被検出電流であつても第9図(4)
に示すような交流電流を検出したのと同じ検出動作状態
に十分近づけることができる。従来の高周波検出回路の
入力としてデユーテイ検出回路Dの接続点a,b間の電
圧をローパスフイルタに与え、微分してリツプル分だけ
検出していたが、ノイズにより接続点a,b間の電圧が
変化し、リツプル分に急峻な電圧変化が生じ、高周波検
出回路が誤動作しやすく、耐ノイズ性が悪かつた。とこ
ろが本件実施例の電圧/電流変換回路Fは、デユーテイ
検出回路Dの接続点a,b間の電圧変化に関係なく動作
するので、耐ノイズ性を向上させることができる。
第10図は、本発明の一実施例の可飽和リアクトルの斜
視図である。第10図において、前記第1図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。第11図に示すよ
うにラインl1を流れる電流Iは、コアKに磁束a1,
a2を発生させ、ライl2を流れる電流IはコアKに磁
束b1,b2を発生させる。しかし、磁束a1と時速b
2とは互いに打ち消し合い、磁束a2と磁束b1とは互
いに打ち消し合う。したがつてコアKの磁束密度は小さ
くなり、飽和しないようになる。これによつて前記第4
式に示すような関係の発振周波数の変化を防止すること
ができ、ラインl1,l2に流れる平衡電流が大きくな
つても、第5図に示す磁気マルチバイブレータ回路Cの
発振周波数の変化を小さくすることができる。
視図である。第10図において、前記第1図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。第11図に示すよ
うにラインl1を流れる電流Iは、コアKに磁束a1,
a2を発生させ、ライl2を流れる電流IはコアKに磁
束b1,b2を発生させる。しかし、磁束a1と時速b
2とは互いに打ち消し合い、磁束a2と磁束b1とは互
いに打ち消し合う。したがつてコアKの磁束密度は小さ
くなり、飽和しないようになる。これによつて前記第4
式に示すような関係の発振周波数の変化を防止すること
ができ、ラインl1,l2に流れる平衡電流が大きくな
つても、第5図に示す磁気マルチバイブレータ回路Cの
発振周波数の変化を小さくすることができる。
第12図は、本発明の他の実施例の可飽和リアクトルの
斜視図である。第12図において、第10図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコイルL
1,L2を含む両側面には、磁気遮へい板H1,H2が
それぞれ設けられる。第13図を参照して磁束について
説明する。磁束a1,b1,a2,b2については、前
記第11図で説明したので省略する。ラインl1に流れ
る電流により発生する磁束e1,g1およびラインl2
に流れる電流により発生する磁束e2,g2は、遮へい
板H1,H2によつて吸収され、コアKに磁界の影響を
なくする。これによつて前記第10図で説明したような
効果を得ることができる。
斜視図である。第12図において、第10図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコイルL
1,L2を含む両側面には、磁気遮へい板H1,H2が
それぞれ設けられる。第13図を参照して磁束について
説明する。磁束a1,b1,a2,b2については、前
記第11図で説明したので省略する。ラインl1に流れ
る電流により発生する磁束e1,g1およびラインl2
に流れる電流により発生する磁束e2,g2は、遮へい
板H1,H2によつて吸収され、コアKに磁界の影響を
なくする。これによつて前記第10図で説明したような
効果を得ることができる。
第14図は、本発明のさらに他の実施例の可飽和リアク
トルの斜視図である。第14図において、第10図に示
す構成要素に対応するものには同一の参照符を符す。コ
アKには、コイルL1およびコイルL2が巻回される。
コアKの中心付近は、被検出電流の流れるラインl1と
ラインl2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコ
イルL1,L2を含む内周面には、磁気遮へい板H3が
設けられる。このように構成することによつて、ライン
l1,l2に流れる平衡電流によるコアKに与える磁束
の影響を小さくすることができる。
トルの斜視図である。第14図において、第10図に示
す構成要素に対応するものには同一の参照符を符す。コ
アKには、コイルL1およびコイルL2が巻回される。
コアKの中心付近は、被検出電流の流れるラインl1と
ラインl2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコ
イルL1,L2を含む内周面には、磁気遮へい板H3が
設けられる。このように構成することによつて、ライン
l1,l2に流れる平衡電流によるコアKに与える磁束
の影響を小さくすることができる。
第15図は、本発明の他の実施例の可飽和リアクトルの
斜視図である。第15図において、第14図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコイルL
1,L2を含む外周面には、磁気遮へい板H4が設けら
れる。このように構成することによつて、ラインl1,
l2に流れる平衡電流によるコアKに与える磁束の影響
を小さくすることができる。
斜視図である。第15図において、第14図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコイルL
1,L2を含む外周面には、磁気遮へい板H4が設けら
れる。このように構成することによつて、ラインl1,
l2に流れる平衡電流によるコアKに与える磁束の影響
を小さくすることができる。
第16図は、本発明の他の実施例の可飽和リアクトルの
斜視図である。第16図において、第10図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコイルL
1,L2を含む外周面と両側面と内側面とには、磁気遮
へい板H5が設けられる。このように構成することによ
つて、ラインl1,l2に流れる平衡電流によるコアに
与える磁束の影響を小さくし、また磁気遮へい板H5は
コアKの外ケースも兼ねる。
斜視図である。第16図において、第10図に示す構成
要素に対応するものには同一の参照符を符す。コアKに
は、コイルL1およびコイルL2が巻回される。コアK
の中心付近は、被検出電流の流れるラインl1とライン
l2とがねじられた状態で貫通する。コアKのコイルL
1,L2を含む外周面と両側面と内側面とには、磁気遮
へい板H5が設けられる。このように構成することによ
つて、ラインl1,l2に流れる平衡電流によるコアに
与える磁束の影響を小さくし、また磁気遮へい板H5は
コアKの外ケースも兼ねる。
効 果 以上のように本発明によれば、ラインの少なくとも検出
に関連する区間をねじ合せることによつて、ラインに流
れる平衡電流の通電時の磁気マルチバイブレータ回路の
発振周波数の増大を軽減し、平衡大電流による誤動作可
能性の軽減、および被検出電流の感度電流の増加を軽減
することができ、正確に漏れ電流を検出することができ
る。
に関連する区間をねじ合せることによつて、ラインに流
れる平衡電流の通電時の磁気マルチバイブレータ回路の
発振周波数の増大を軽減し、平衡大電流による誤動作可
能性の軽減、および被検出電流の感度電流の増加を軽減
することができ、正確に漏れ電流を検出することができ
る。
特に本発明によれば、電流/電圧変換回路では、デユー
テイ検出回路の出力に応じてコンデンサC7を充電す
る。出力回路はこのコンデンサC7の出力電圧が予め定
める値以上になつたことを検出する。このため、高周波
検知回路が誤動作しても、そのことによつて直ちに出力
回路から検出出力が導出されることはないので、耐ノイ
ズ性の向上が図られるという優れた効果が達成される。
テイ検出回路の出力に応じてコンデンサC7を充電す
る。出力回路はこのコンデンサC7の出力電圧が予め定
める値以上になつたことを検出する。このため、高周波
検知回路が誤動作しても、そのことによつて直ちに出力
回路から検出出力が導出されることはないので、耐ノイ
ズ性の向上が図られるという優れた効果が達成される。
さらに本発明によれば、電源回路によつて磁気マルチバ
イブレータ回路とデユーテイ検出回路と電圧/電流変換
回路と高周波検知回路と出力回路とに電力を供給する。
この電源回路の出力が予め定めた値に達するまでは、磁
気マルチバイブレータ回路の発振動作を制御回路によつ
て停止させる。これによつて、たとえば電源投入直後な
どにおいて磁気マルチバイブレータ回路の誤動作を防ぐ
ことが可能となり、漏れ電流の正確な検出が可能にな
る。
イブレータ回路とデユーテイ検出回路と電圧/電流変換
回路と高周波検知回路と出力回路とに電力を供給する。
この電源回路の出力が予め定めた値に達するまでは、磁
気マルチバイブレータ回路の発振動作を制御回路によつ
て停止させる。これによつて、たとえば電源投入直後な
どにおいて磁気マルチバイブレータ回路の誤動作を防ぐ
ことが可能となり、漏れ電流の正確な検出が可能にな
る。
第1図は先行技術における可飽和リアクトルの斜視図、
第2図は第1図に示す可飽和リアクトルの平衡電流の零
時のB−H特性曲線、第3図は第1図に示す可飽和リア
クトルに大平衡電流が流れたときの磁束を説明するため
の図、第4図は第1図に示す可飽和リアクトルに大平衡
電流が流れたときのB−H特性曲線、第5図は本発明の
一実施例の可飽和リアクトルが接続される電流検出装置
の電気回路図、第6図は磁気マルチバイブレータ回路C
の通常発振時における回路の動作を説明するための波形
図、第7図は磁気マルチバイブレータ回路Cの高周波発
振時における回路の動作を説明するための波形図、第8
図は電圧/電流変換回路Fの動作を説明するためのグラ
フ、第9図は電圧/電流変換回路Fの動作を説明するた
めの波形図、第10図は本発明の一実施例の可飽和リア
クトルの斜視図、第11図は第10図の可飽和リアクト
ルの磁束を説明するための図、第12図は本発明の他の
実施例の可飽和リアクトルの斜視図、第13図は第12
図の可飽和リアクトルの磁束を説明するための図、第1
4図は本発明のさらに他の実施例の可飽和リアクトルの
斜視図、第15図および第16図は本発明の他の各実施
例の可飽和リアクトルの斜視図である。 l1,l2……ライン、L1,L2……コイル、C……
磁気マルチバイブレータ回路、D……デユーテイ電圧変
換回路、E……高周波検知回路、K……コア、H1,H
2,H3,H4,H5……磁気遮へい板
第2図は第1図に示す可飽和リアクトルの平衡電流の零
時のB−H特性曲線、第3図は第1図に示す可飽和リア
クトルに大平衡電流が流れたときの磁束を説明するため
の図、第4図は第1図に示す可飽和リアクトルに大平衡
電流が流れたときのB−H特性曲線、第5図は本発明の
一実施例の可飽和リアクトルが接続される電流検出装置
の電気回路図、第6図は磁気マルチバイブレータ回路C
の通常発振時における回路の動作を説明するための波形
図、第7図は磁気マルチバイブレータ回路Cの高周波発
振時における回路の動作を説明するための波形図、第8
図は電圧/電流変換回路Fの動作を説明するためのグラ
フ、第9図は電圧/電流変換回路Fの動作を説明するた
めの波形図、第10図は本発明の一実施例の可飽和リア
クトルの斜視図、第11図は第10図の可飽和リアクト
ルの磁束を説明するための図、第12図は本発明の他の
実施例の可飽和リアクトルの斜視図、第13図は第12
図の可飽和リアクトルの磁束を説明するための図、第1
4図は本発明のさらに他の実施例の可飽和リアクトルの
斜視図、第15図および第16図は本発明の他の各実施
例の可飽和リアクトルの斜視図である。 l1,l2……ライン、L1,L2……コイル、C……
磁気マルチバイブレータ回路、D……デユーテイ電圧変
換回路、E……高周波検知回路、K……コア、H1,H
2,H3,H4,H5……磁気遮へい板
Claims (1)
- 【請求項1】検出されるべき被検出電流の流れる2本の
ラインに関連して設けられるとともに、被検出電流を検
知するための第1のコイルと第2のコイルとを有する可
飽和リアクトルと、第1のコイルと第2のコイルとに流
れる電流を制御する抵抗とを備え、被検出電流に応じて
予め定める周期のデユーテイを変えて発振し、互いに反
転した出力信号を送出する磁気マルチバイブレータ回路
と、 磁気マルチバイブレータ回路の各出力信号のデユーテイ
を検出する一対のデユーテイ検出回路と、 各デユーテイ検出回路からの信号のデユーテイに対応し
た出力信号が入力され、その出力信号のレベル差を整流
し、その整流電流に対応する電圧レベルをコンデンサC
7から導出する電圧/電流交換回路と、 前記可飽和リアクトルを備える磁気マルチバイブレータ
回路が高周波発振したことを検出して前記コンデンサC
7を充電する高周波検知回路と、 前記コンデンサC7の出力電圧が予め定めた値以上にな
つたことを検出する検出回路と、 磁気マルチバイブレータ回路とデユーテイ検出回路と電
圧/電流変換回路と高周波検知回路と出力回路とに電力
を供給する電源回路と、 電源回路の出力が予め定めた値に達するまで、磁気マル
チバイブレータ回路の発振を停止させる制御回路とを含
み、 前記磁気マルチバイブレータ回路に備えられる可飽和リ
アクトルは、環状磁心に第1および第2のコイルが巻回
されて形成され、 前記被検出電流の流れる2本のラインは、より合わせた
状態で前記環状磁心を貫通することを特徴とする電流検
出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59039956A JPH0619379B2 (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59039956A JPH0619379B2 (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | 電流検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60183923A JPS60183923A (ja) | 1985-09-19 |
JPH0619379B2 true JPH0619379B2 (ja) | 1994-03-16 |
Family
ID=12567404
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59039956A Expired - Lifetime JPH0619379B2 (ja) | 1984-03-01 | 1984-03-01 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0619379B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09127158A (ja) * | 1995-10-26 | 1997-05-16 | Kansai Electric Power Co Inc:The | 直流電流センサー |
EP2284549A1 (en) * | 2009-08-11 | 2011-02-16 | Liaisons Electroniques-Mècaniques LEM S.A. | Mixed mode fluxgate current transducer |
JP2019164082A (ja) * | 2018-03-20 | 2019-09-26 | Ntn株式会社 | Ct方式電流センサ |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4947120U (ja) * | 1972-07-31 | 1974-04-25 | ||
JPS60198467A (ja) * | 1984-02-10 | 1985-10-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 電流検出装置 |
-
1984
- 1984-03-01 JP JP59039956A patent/JPH0619379B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS60183923A (ja) | 1985-09-19 |
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