JPH06153567A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH06153567A JPH06153567A JP4299400A JP29940092A JPH06153567A JP H06153567 A JPH06153567 A JP H06153567A JP 4299400 A JP4299400 A JP 4299400A JP 29940092 A JP29940092 A JP 29940092A JP H06153567 A JPH06153567 A JP H06153567A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流制御系を有する誘導電動機のベクトル制
御において、電流指令値変化時の制御の安定性を向上す
る。 【構成】 トルク電流指令ＩTSと励磁電流指令ＩOSにつ
いて夫々の検出値ＩTFB，ＩOFBとの偏差を比例積分演算
手段６ａ，６ｃで演出し、これら演算結果に干渉項補償
手段６ｂ，６ｄで求めた干渉分を加減算するのに加え
て、誘導電動機の一次巻線抵抗Ｒ１を電流指令に乗じた
電圧を夫々加算する比例項補正手段６ｅ，６ｆを設け、
電流指令値変化時の制御上の座標軸と実際の座標軸との
ずれを小さくして安定化を図る。
御において、電流指令値変化時の制御の安定性を向上す
る。 【構成】 トルク電流指令ＩTSと励磁電流指令ＩOSにつ
いて夫々の検出値ＩTFB，ＩOFBとの偏差を比例積分演算
手段６ａ，６ｃで演出し、これら演算結果に干渉項補償
手段６ｂ，６ｄで求めた干渉分を加減算するのに加え
て、誘導電動機の一次巻線抵抗Ｒ１を電流指令に乗じた
電圧を夫々加算する比例項補正手段６ｅ，６ｆを設け、
電流指令値変化時の制御上の座標軸と実際の座標軸との
ずれを小さくして安定化を図る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御装置に係り、特に電流制御系を有するベクトル制御
装置に関する。
制御装置に係り、特に電流制御系を有するベクトル制御
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に従来例のベクトル制御装置を示
す。誘導電動機１の速度制御部２は、速度指令ω＊と速
度検出部３からの速度検出値ωFBの偏差から比例積分演
算によってトルク電流指令ＩTSを得る。
す。誘導電動機１の速度制御部２は、速度指令ω＊と速
度検出部３からの速度検出値ωFBの偏差から比例積分演
算によってトルク電流指令ＩTSを得る。
【０００３】トルク電流指令ＩTSとこれに直交させる励
磁電流指令ＩOSと誘導電動機１の二次時定数（τ2）か
らすべり周波数演算部４にすべり周波数ωSを求める。
磁電流指令ＩOSと誘導電動機１の二次時定数（τ2）か
らすべり周波数演算部４にすべり周波数ωSを求める。
【０００４】すべり周波数ωSは、誘導電動機１の速度
検出値ωFBと加算されて一次角速度ωOに変換され、こ
の角速度ωOは積分演算部５によって積分されて位相角
θOとして求められる。
検出値ωFBと加算されて一次角速度ωOに変換され、こ
の角速度ωOは積分演算部５によって積分されて位相角
θOとして求められる。
【０００５】電流制御部６はトルク電流指令ＩTS及び励
磁電流指令ＩOSに対して夫々のトルク電流検出値ＩTFB
及び励磁電流検出値ＩOFBとの偏差から比例積分演算に
よる演算を行い、さらに両演算結果に対して誘導電動機
内の干渉分を加減算して回転座標のトルク軸電圧ＶTと
励磁軸電圧ＶOを得る。
磁電流指令ＩOSに対して夫々のトルク電流検出値ＩTFB
及び励磁電流検出値ＩOFBとの偏差から比例積分演算に
よる演算を行い、さらに両演算結果に対して誘導電動機
内の干渉分を加減算して回転座標のトルク軸電圧ＶTと
励磁軸電圧ＶOを得る。
【０００６】この電流制御部６の構成は図４に示す演算
ブロックになる。同図中、６ａはトルク電流の比例積分
制御手段になり、６ｂは第１の干渉項補償手段になり、
６ｃは励磁電流の比例積分制御手段になり、６ｄは第２
の干渉項補償手段になる。
ブロックになる。同図中、６ａはトルク電流の比例積分
制御手段になり、６ｂは第１の干渉項補償手段になり、
６ｃは励磁電流の比例積分制御手段になり、６ｄは第２
の干渉項補償手段になる。
【０００７】図３に戻って、トルク電流検出値ＩTFB及
び励磁電流検出値ＩOFBは誘導電動機１の二相電流検出
値から演算される。この演算は二相電流ＩU，ＩWをＡ／
Ｄ変換部７で夫々ディジタル値に変換し、両者の加算に
よってＶ相の電流検出値ＩVも求め、各電流値ＩU，
ＩV，ＩWから三相／二相変換部８で固定座標の二相交流
電流に変換し、これを座標変換部９で回転座標のトルク
電流ＩTFBと励磁電流ＩOFBに変換する。
び励磁電流検出値ＩOFBは誘導電動機１の二相電流検出
値から演算される。この演算は二相電流ＩU，ＩWをＡ／
Ｄ変換部７で夫々ディジタル値に変換し、両者の加算に
よってＶ相の電流検出値ＩVも求め、各電流値ＩU，
ＩV，ＩWから三相／二相変換部８で固定座標の二相交流
電流に変換し、これを座標変換部９で回転座標のトルク
電流ＩTFBと励磁電流ＩOFBに変換する。
【０００８】電流制御部６からの非干渉化した電圧制御
信号ＶO，ＶTは座標変換部１０によって極座標の電圧Ｖ
1と位相角φに変換され、さらに極座標／三相変換部１
１によって固定座標の三相電圧ＶU，ＶV，ＶWに変換さ
れ、ＰＷＭインバータの出力電圧制御信号にされる。
信号ＶO，ＶTは座標変換部１０によって極座標の電圧Ｖ
1と位相角φに変換され、さらに極座標／三相変換部１
１によって固定座標の三相電圧ＶU，ＶV，ＶWに変換さ
れ、ＰＷＭインバータの出力電圧制御信号にされる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来のベクトル制御装
置において、ベクトル制御が成立した状態を示す図４の
電流制御のフィードバック系で、電流指令値ＩOS，ＩTS
が変化したとき，電流が定常状態となるまでの過渡状態
に電動機の一次電流Ｉ1が励磁軸となす角φが制御上で
設定する角φとの間にずれ、制御の不安定を生ずる。こ
れを以下に詳細に説明する。
置において、ベクトル制御が成立した状態を示す図４の
電流制御のフィードバック系で、電流指令値ＩOS，ＩTS
が変化したとき，電流が定常状態となるまでの過渡状態
に電動機の一次電流Ｉ1が励磁軸となす角φが制御上で
設定する角φとの間にずれ、制御の不安定を生ずる。こ
れを以下に詳細に説明する。
【００１０】例えば、トルク電流指令ＩTSがステップ状
に変化したとき、これに対して実際に流れるトルク電流
ＩTFBは図５に示すように遅れを持って指令値に一致す
る。
に変化したとき、これに対して実際に流れるトルク電流
ＩTFBは図５に示すように遅れを持って指令値に一致す
る。
【００１１】このとき、すべり演算部４で求めるすべり
角周波数ωSと実際のすべり角周波数ωSRは次式
角周波数ωSと実際のすべり角周波数ωSRは次式
【００１２】
【数１】
【００１３】で表され、図５に示す過渡領域ＷではＩTS
≠ＩTFBであるため（１），（２）式にずれが生じる。
また、電動機１の一次電流の角周波数（電源角周波数）
ωOは次式
≠ＩTFBであるため（１），（２）式にずれが生じる。
また、電動機１の一次電流の角周波数（電源角周波数）
ωOは次式
【００１４】
【数２】
【００１５】で表されることから電源角周波数ωOもず
れることになる。これは、電源角周波数ωOから次式
れることになる。これは、電源角周波数ωOから次式
【００１６】
【数３】
【００１７】により求まる位相角θ基準とする制御上の
座標軸（同期回転座標系の座標軸）と実際の座標軸（電
動機の固定子に対する回転子の角度θ）がずれることを
意味する。
座標軸（同期回転座標系の座標軸）と実際の座標軸（電
動機の固定子に対する回転子の角度θ）がずれることを
意味する。
【００１８】これらの関係は図６に示すように、制御上
で求める電流ＩOS，ＩTSの座標軸と実際の電動機に流れ
る電流ＩOFB，ＩTFBの座標軸が
で求める電流ＩOS，ＩTSの座標軸と実際の電動機に流れ
る電流ＩOFB，ＩTFBの座標軸が
【００１９】
【数４】
【００２０】だけずれる。
【００２１】このような過渡状態のずれはあるトルクを
得るために発生するすべり指令値が実際に発生させるト
ルクを得るためのすべりとは異なり、制御の不安定を生
じる。
得るために発生するすべり指令値が実際に発生させるト
ルクを得るためのすべりとは異なり、制御の不安定を生
じる。
【００２２】次に、誘導電動機のベクトル制御を行う場
合、図７に示す電動機内の干渉項を補償した電流制御系
の演算によって電動機内に存在する干渉項（図４参照）
を打消すつものであるが、補償項への入力がフィードバ
ック電流ＩＯＦＢ，ＩTFBにされる。このとき、例えば
図４のトルク軸出力ＶTはトルク軸の比例積分演算出力
ＶT′と補償項出力ＶT″との和になるが、ＶT′につい
ては電流制御がなされて補償されるが、ＶT″について
はＩOFBが変動するとそれを抑制する部分がないためト
ルク軸出力ＶTを不安定にする。
合、図７に示す電動機内の干渉項を補償した電流制御系
の演算によって電動機内に存在する干渉項（図４参照）
を打消すつものであるが、補償項への入力がフィードバ
ック電流ＩＯＦＢ，ＩTFBにされる。このとき、例えば
図４のトルク軸出力ＶTはトルク軸の比例積分演算出力
ＶT′と補償項出力ＶT″との和になるが、ＶT′につい
ては電流制御がなされて補償されるが、ＶT″について
はＩOFBが変動するとそれを抑制する部分がないためト
ルク軸出力ＶTを不安定にする。
【００２３】本発明の目的は、電流指令値変化時の制御
の安定性を向上したベクトル制御装置を提供することに
ある。
の安定性を向上したベクトル制御装置を提供することに
ある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、誘導電動機のトルク電流指令ＩTSと励磁
電流指令ＩOSから電流制御系を有して該誘導電動機をベ
クトル制御し、前記電流制御系は、トルク電流指令ＩTS
と誘導電動機のトルク電流検出値ＩTFBの偏差を比例積
分演算するトルク電流制御手段と、この演算結果に誘導
電動機の電源角速度ωOと一次インダクタンスＬ1を励磁
電流検出値ＩOFBに乗算した値を加算する第１の干渉項
補償手段と、励磁電流指令ＩOSと励磁電流検出値ＩOFB
の偏差を比例積分演算する励磁電流制御手段と、誘導電
動機の電源角周波数ωOと等価漏れインダクタンスＬ
（σ）をトルク電流検出値ＩTFBに乗算した値を前記励
磁電流制御手段の演算結果から減算する第２の干渉項補
償手段とを備えたベクトル制御装置において、前記トル
ク電流指令ＩTSに誘導電動機の一次巻線抵抗Ｒ1を乗じ
た値を前記トルク電流制御手段の演算結果に加算する比
例項補償手段と、前記励磁電流指令ＩOSに前記抵抗Ｒ1
を乗じた値を前記励磁電流制御手段の演算結果に加算す
る比例項補正手段とを備えたことを特徴とする。
決を図るため、誘導電動機のトルク電流指令ＩTSと励磁
電流指令ＩOSから電流制御系を有して該誘導電動機をベ
クトル制御し、前記電流制御系は、トルク電流指令ＩTS
と誘導電動機のトルク電流検出値ＩTFBの偏差を比例積
分演算するトルク電流制御手段と、この演算結果に誘導
電動機の電源角速度ωOと一次インダクタンスＬ1を励磁
電流検出値ＩOFBに乗算した値を加算する第１の干渉項
補償手段と、励磁電流指令ＩOSと励磁電流検出値ＩOFB
の偏差を比例積分演算する励磁電流制御手段と、誘導電
動機の電源角周波数ωOと等価漏れインダクタンスＬ
（σ）をトルク電流検出値ＩTFBに乗算した値を前記励
磁電流制御手段の演算結果から減算する第２の干渉項補
償手段とを備えたベクトル制御装置において、前記トル
ク電流指令ＩTSに誘導電動機の一次巻線抵抗Ｒ1を乗じ
た値を前記トルク電流制御手段の演算結果に加算する比
例項補償手段と、前記励磁電流指令ＩOSに前記抵抗Ｒ1
を乗じた値を前記励磁電流制御手段の演算結果に加算す
る比例項補正手段とを備えたことを特徴とする。
【００２５】また、本発明は干渉項補償手段の入力を電
流検出値ＩTFB，ＩOFBに代えて電流指令ＩTSＩOSとする
ことを特徴とする。
流検出値ＩTFB，ＩOFBに代えて電流指令ＩTSＩOSとする
ことを特徴とする。
【００２６】
【作用】比例項補正手段を設けることにより，電流指令
値の変化により生ずる制御上の座標軸と実際の座標軸と
のずれを小さくし、かつずれの時間を短縮して制御の安
定性を高める。
値の変化により生ずる制御上の座標軸と実際の座標軸と
のずれを小さくし、かつずれの時間を短縮して制御の安
定性を高める。
【００２７】また、干渉項には電流指令値から求めるこ
とにより、検出値の変化による制御の不安定を取除く。
とにより、検出値の変化による制御の不安定を取除く。
【００２８】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す電流制御部６
の演算ブロック図である。同図が図４と異なる部分は、
電動機１の一次巻線抵抗Ｒ1にトルク電流指令ＩTSを乗
算した電圧Ｒ1・ＩTSを出力電圧ＶTに加算する比例項６
ｅと、励磁電流指令ＩOSを乗算した電圧Ｒ1・ＩOSを出
力電圧ＶOに加算する比例項６ｆを設けたことにある。
本実施例によれば、電流抑制部６の出力電圧ＶT，ＶO
には比例項６ｅ，６ｆによって常時Ｒ1・ＩOS，Ｒ1・Ｉ
TSという電圧が加算されている。これにより、実際に比
例積分演算で抑制するのは電圧Ｒ1・ＩOS，Ｒ1・ＩTSか
ら電圧ＶO，ＶTのずれ分だけになり、応答速度を高める
と共に、電流指令値の変化時に生ずる制御上の座標軸と
実際の座標軸とのずれを小さくし、しかもずれが発生し
ている時間を短縮して制御の安定性を向上することがで
きる。
の演算ブロック図である。同図が図４と異なる部分は、
電動機１の一次巻線抵抗Ｒ1にトルク電流指令ＩTSを乗
算した電圧Ｒ1・ＩTSを出力電圧ＶTに加算する比例項６
ｅと、励磁電流指令ＩOSを乗算した電圧Ｒ1・ＩOSを出
力電圧ＶOに加算する比例項６ｆを設けたことにある。
本実施例によれば、電流抑制部６の出力電圧ＶT，ＶO
には比例項６ｅ，６ｆによって常時Ｒ1・ＩOS，Ｒ1・Ｉ
TSという電圧が加算されている。これにより、実際に比
例積分演算で抑制するのは電圧Ｒ1・ＩOS，Ｒ1・ＩTSか
ら電圧ＶO，ＶTのずれ分だけになり、応答速度を高める
と共に、電流指令値の変化時に生ずる制御上の座標軸と
実際の座標軸とのずれを小さくし、しかもずれが発生し
ている時間を短縮して制御の安定性を向上することがで
きる。
【００２９】図２は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。同図が図１と異なる部分は、干渉項６ｂ，６
ｄへの入力をフィードバック値ＩOFB，ＩTFBに代えて電
流指令値ＩOS，ＩTSとした点にある。
図である。同図が図１と異なる部分は、干渉項６ｂ，６
ｄへの入力をフィードバック値ＩOFB，ＩTFBに代えて電
流指令値ＩOS，ＩTSとした点にある。
【００３０】本実施例によれば、干渉項の補正に電流指
令値ＩOS，ＩTSを入力することにより検出値ＩOFB，Ｉ
TFBの変動による不安定制御を解消できる。
令値ＩOS，ＩTSを入力することにより検出値ＩOFB，Ｉ
TFBの変動による不安定制御を解消できる。
【００３１】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電流制
御部には干渉項による補償手段に加えて、誘導電動機の
一次抵抗に電流指令値を乗じた電圧を比例項として制御
電圧に加算するようにしたため、電流制御系での補正分
はＲ1・ＩOS，Ｒ1・ＩTSと出力ＶO，ＶTとのずれ分のみ
になり、指令値変化時の制御上の座標軸と実際の座標軸
とのずれによる制御の不安定化を少なくし、また応答速
度も高めることができる。
御部には干渉項による補償手段に加えて、誘導電動機の
一次抵抗に電流指令値を乗じた電圧を比例項として制御
電圧に加算するようにしたため、電流制御系での補正分
はＲ1・ＩOS，Ｒ1・ＩTSと出力ＶO，ＶTとのずれ分のみ
になり、指令値変化時の制御上の座標軸と実際の座標軸
とのずれによる制御の不安定化を少なくし、また応答速
度も高めることができる。
【００３２】また、本発明は、干渉項補償手段への入力
電流を検出値に代えて指令値とするため、検出値の変動
による不安定制御を無くすことができる。
電流を検出値に代えて指令値とするため、検出値の変動
による不安定制御を無くすことができる。
【図１】本発明の一実施例を示す電流制御部ブロック
図。
図。
【図２】本発明の他の実施例を示す。
【図３】ベクトル制御装置の制御系構成図。
【図４】従来の電流制御部ブロック図。
【図５】フィードバック電流の遅れを示す図。
【図６】座標軸のずれを示す図。
【図７】誘導変動機の連続系表示のブロック図。
１…誘導電動機 ２…速度制御部 ６…電流制御部 ６ａ，６ｃ…比例積分制御手段 ６ｂ，６ｄ…干渉項補償手段 ６ｅ，６ｆ…比例項補正手段
Claims (2)
- 【請求項１】 誘導電動機のトルク電流指令ＩTSと励磁
電流指令ＩOSから電流制御系を有して該誘導電動機をベ
クトル制御し、前記電流制御系は、トルク電流指令ＩTS
と誘導電動機のトルク電流検出値ＩTFBの偏差を比例積
分演算するトルク電流制御手段と、この演算結果に誘導
電動機の電源角速度ωOと一次インダクタンスＬ1を励磁
電流検出値ＩOFBに乗算した値を加算する第１の干渉項
補償手段と、励磁電流指令ＩOSと励磁電流検出値ＩOFB
の偏差を比例積分演算する励磁電流制御手段と、誘導電
動機の電源角周波数ωOと等価漏れインダクタンスＬ
（σ）をトルク電流検出値ＩTFBに乗算した値を前記励
磁電流制御手段の演算結果から減算する第２の干渉項補
償手段とを備えたベクトル制御装置において、 前記トルク電流指令ＩTSに誘導電動機の一次巻線抵抗Ｒ
1を乗じた値を前記トルク電流制御手段の演算結果に加
算する比例項補償手段と、前記励磁電流指令ＩOSに前記
抵抗Ｒ1を乗じた値を前記励磁電流制御手段の演算結果
に加算する比例項補正手段とを備えたことを特徴とする
誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項２】 誘導電動機のトルク電流指令ＩTSと励磁
電流指令ＩOSから電流制御系を有して該誘導電動機をベ
クトル制御するベクトル制御装置において、 前記電流制御系は、トルク電流指令ＩTSと誘導電動機の
トルク電流検出値ＩTFBの偏差を比例積分演算するトル
ク電流制御手段都、この演算結果に誘導電動機の電源角
速度ωoと一次インダクタンスＬ1を励磁電流指令ＩOSに
乗算した値を加算する第１の干渉項補償手段と、励磁電
流指令ＩOSと励磁電流検出値ｉOFBの偏差を比例積分演
算する励磁電流制御手段と、誘導電動機の電源角周波数
ωOと等価漏れインダクタンスＬ（σ）をトルク電流指
令ＩTSに乗算した値を前記励磁電流制御手段の演算結果
から減算する第２の干渉項補償手段と、前記トルク電流
指令ＩTSに誘導電動機の一次巻線抵抗Ｒ1を乗じた値を
前記トルク電流制御手段の演算結果に加算する比例項補
正手段と、前記励磁電流指令ＩOSに前記抵抗Ｒ1を乗じ
た値を前記励磁電流制御手段の演算結果に加算する比例
項補正手段とを備えたことを特徴とする誘導電動機のベ
クトル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4299400A JPH06153567A (ja) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4299400A JPH06153567A (ja) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153567A true JPH06153567A (ja) | 1994-05-31 |
Family
ID=17872071
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4299400A Pending JPH06153567A (ja) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06153567A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014230311A (ja) * | 2013-05-20 | 2014-12-08 | カルソニックカンセイ株式会社 | モータの駆動制御装置 |
-
1992
- 1992-11-10 JP JP4299400A patent/JPH06153567A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014230311A (ja) * | 2013-05-20 | 2014-12-08 | カルソニックカンセイ株式会社 | モータの駆動制御装置 |
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