JPH0613188A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0613188A JPH0613188A JP16792292A JP16792292A JPH0613188A JP H0613188 A JPH0613188 A JP H0613188A JP 16792292 A JP16792292 A JP 16792292A JP 16792292 A JP16792292 A JP 16792292A JP H0613188 A JPH0613188 A JP H0613188A
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- Japan
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- discharge lamp
- switching element
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】交流電源ACを整流平滑した直流電圧Vdcを
スイッチング素子Q1 により高周波電源に変換して放電
灯Hに印加し、スイッチング素子Q1 をバラストとして
用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置において、
放電灯Hを調光制御した場合に、調光度合が小さくなる
につれて、スイッチング素子Q1 の両端電圧Vceが増
加し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止す
る。 【構成】調光度合いに応じて変化するランプ電圧Vhと
略等しくなる方向に直流電圧Vdcのレベルを変化させ
る制御回路S0 を備えている。 【効果】放電灯Hの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Q1 のオン電圧Vceを低減させることができ、
それにより、スイッチング素子Q1 のストレスや電力損
失を低減させることができるという効果がある。
スイッチング素子Q1 により高周波電源に変換して放電
灯Hに印加し、スイッチング素子Q1 をバラストとして
用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置において、
放電灯Hを調光制御した場合に、調光度合が小さくなる
につれて、スイッチング素子Q1 の両端電圧Vceが増
加し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止す
る。 【構成】調光度合いに応じて変化するランプ電圧Vhと
略等しくなる方向に直流電圧Vdcのレベルを変化させ
る制御回路S0 を備えている。 【効果】放電灯Hの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Q1 のオン電圧Vceを低減させることができ、
それにより、スイッチング素子Q1 のストレスや電力損
失を低減させることができるという効果がある。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯の点灯出力を変
化させて調光可能とした放電灯点灯装置に関するもので
ある。
化させて調光可能とした放電灯点灯装置に関するもので
ある。
【0002】
【従来の技術】図12は銅鉄バラスト型の放電灯点灯装
置の回路図である。放電灯Hはアーク放電状態では負性
抵抗を呈するので、交流電源ACにより放電灯Hを点灯
させるには、限流要素としてインダクタLを交流電源A
Cと放電灯Hの間に挿入するものである。放電灯点灯時
には、電源周波数をfとすると、インダクタLによるイ
ンピーダンスZは、Z=j2πfLとなり、このインピ
ーダンスZを通して放電灯Hに電流が流れる。この従来
例は、インダクタLが大型で重くなり、また、銅損や鉄
損があるので、電力損失が大きいという欠点がある。
置の回路図である。放電灯Hはアーク放電状態では負性
抵抗を呈するので、交流電源ACにより放電灯Hを点灯
させるには、限流要素としてインダクタLを交流電源A
Cと放電灯Hの間に挿入するものである。放電灯点灯時
には、電源周波数をfとすると、インダクタLによるイ
ンピーダンスZは、Z=j2πfLとなり、このインピ
ーダンスZを通して放電灯Hに電流が流れる。この従来
例は、インダクタLが大型で重くなり、また、銅損や鉄
損があるので、電力損失が大きいという欠点がある。
【0003】そこで、近年、点灯装置の小型化、軽量
化、損失低減、ちらつき低減等の観点から、交流電源を
直流電圧に整流平滑し、スイッチング素子を用いて高周
波電源に変更し、その高周波電源を用いて放電灯を点灯
させる電子バラストが数多く用いられるようになった。
しかし、上述のように、放電灯は負性抵抗を呈するの
で、如何なる点灯方式を用いる場合でも、安定点灯させ
るためのバラスト成分が必要である。
化、損失低減、ちらつき低減等の観点から、交流電源を
直流電圧に整流平滑し、スイッチング素子を用いて高周
波電源に変更し、その高周波電源を用いて放電灯を点灯
させる電子バラストが数多く用いられるようになった。
しかし、上述のように、放電灯は負性抵抗を呈するの
で、如何なる点灯方式を用いる場合でも、安定点灯させ
るためのバラスト成分が必要である。
【0004】(a)インダクタLによるバラスト 例えば、図13に示すようなハーフブリッジ型の放電灯
点灯装置においては、交流電源ACをダイオードブリッ
ジDBと平滑コンデンサC1 を用いて整流平滑して直流
電源に変換し、その直流電源をスイッチング素子Q1 、
Q2 を交互にオン/オフさせることにより、高周波電源
へと変換して、放電灯Hに高周波電力を印加している。
このような回路の場合、スイッチング素子Q1 、Q2 の
動作周波数が、インダクタLとコンデンサC2 及び放電
灯のインピーダンス成分による共振周波数よりも高い場
合、インダクタLをバラスト成分(限流要素)として、
放電灯Hの点灯状態の安定化が達成される。
点灯装置においては、交流電源ACをダイオードブリッ
ジDBと平滑コンデンサC1 を用いて整流平滑して直流
電源に変換し、その直流電源をスイッチング素子Q1 、
Q2 を交互にオン/オフさせることにより、高周波電源
へと変換して、放電灯Hに高周波電力を印加している。
このような回路の場合、スイッチング素子Q1 、Q2 の
動作周波数が、インダクタLとコンデンサC2 及び放電
灯のインピーダンス成分による共振周波数よりも高い場
合、インダクタLをバラスト成分(限流要素)として、
放電灯Hの点灯状態の安定化が達成される。
【0005】また、図14に示すように、直流平滑電源
を1石のスイッチング素子Q1 のオン/オフにより高周
波電源に変換し、放電灯Hに印加する方式においても、
インダクタLの持つインピーダンスをバラスト成分と
し、放電灯Hの点灯状態の安定化が達成されている。こ
のように、インダクタLをバラストに用いる方式は従来
から広く用いられている。
を1石のスイッチング素子Q1 のオン/オフにより高周
波電源に変換し、放電灯Hに印加する方式においても、
インダクタLの持つインピーダンスをバラスト成分と
し、放電灯Hの点灯状態の安定化が達成されている。こ
のように、インダクタLをバラストに用いる方式は従来
から広く用いられている。
【0006】(b)リーケージトランスによるバラスト また、図15に示すようにプッシュプル型のインバータ
を用いた放電灯点灯装置では、高周波トランスTの2次
側に放電灯Hを直結し、上述のようなバラストとなる素
子を付加していない回路が多く用いられている。このよ
うな場合、高周波トランスTには、リーケージトランス
が使用されている。リーケージトランスとは、巻線と直
列に現れる寄生インダクタンスを積極的に用いるトラン
スであり、その等価回路を示すと、図16のようにな
る。つまり、漏れのインダクタンス(リーケージインダ
クタンス)Lt2 が巻線と直列に生じるので、このイン
ダクタンスLt2 が実質上のバラスト成分となり、放電
灯Hの点灯状態の安定化を達成することができるもので
ある。
を用いた放電灯点灯装置では、高周波トランスTの2次
側に放電灯Hを直結し、上述のようなバラストとなる素
子を付加していない回路が多く用いられている。このよ
うな場合、高周波トランスTには、リーケージトランス
が使用されている。リーケージトランスとは、巻線と直
列に現れる寄生インダクタンスを積極的に用いるトラン
スであり、その等価回路を示すと、図16のようにな
る。つまり、漏れのインダクタンス(リーケージインダ
クタンス)Lt2 が巻線と直列に生じるので、このイン
ダクタンスLt2 が実質上のバラスト成分となり、放電
灯Hの点灯状態の安定化を達成することができるもので
ある。
【0007】(c)キャパシタンスCによるバラスト 上記の(a),(b)で説明したように、インダクタン
スをバラスト成分(限流要素)として用いる方式の他
に、インダクタンスの代わりにキャパシタンスCをバラ
ストとして用いる方式も従来から知られている。この方
式では、放電灯に流れる電流を限流するインピーダンス
Zは、Z=1/j2πfC(fは高周波電源周波数)と
なる。
スをバラスト成分(限流要素)として用いる方式の他
に、インダクタンスの代わりにキャパシタンスCをバラ
ストとして用いる方式も従来から知られている。この方
式では、放電灯に流れる電流を限流するインピーダンス
Zは、Z=1/j2πfC(fは高周波電源周波数)と
なる。
【0008】(d)半導体素子によるバラスト 上述のように、バラスト成分としてインダクタンスLや
キャパシタンスCによるインピーダンスを用いる方式の
他に、米国特許第4,663,570号に示されるよう
な方式がある。これは、図17に示すように、交流電源
ACを整流平滑した直流電源を高周波電源へ変換する際
に用いる半導体スイッチング素子Q1 をバラストとして
用いるものである。交流電源ACをダイオードブリッジ
DBにより整流し、コンデンサC1 により平滑して得ら
れた直流電源電圧Vdcは、トランスTの1次側及びス
イッチング素子Q1 に印加されている。放電灯Hの両端
電圧をVhとし、トランスTの1次側の巻数をn1 、2
次側の巻数をn2 とすると、トランスTの1次側に(n
1 /n2 )×Vhの電圧を発生させて、直流電源電圧V
dcから(n1 /n2 )×Vhを差し引いた電圧をスイ
ッチング素子Q1 の両端電圧Vceとして発生させて、
放電灯Hの出力を安定化させている。このように、イン
ダクタンスLやキャパシタンスCなどのインピーダンス
を用いずに、半導体スイッチング素子Q1 のオン電圧V
ceをバラスト成分として積極的に利用し、放電灯Hの
出力を安定化させる方式もある。
キャパシタンスCによるインピーダンスを用いる方式の
他に、米国特許第4,663,570号に示されるよう
な方式がある。これは、図17に示すように、交流電源
ACを整流平滑した直流電源を高周波電源へ変換する際
に用いる半導体スイッチング素子Q1 をバラストとして
用いるものである。交流電源ACをダイオードブリッジ
DBにより整流し、コンデンサC1 により平滑して得ら
れた直流電源電圧Vdcは、トランスTの1次側及びス
イッチング素子Q1 に印加されている。放電灯Hの両端
電圧をVhとし、トランスTの1次側の巻数をn1 、2
次側の巻数をn2 とすると、トランスTの1次側に(n
1 /n2 )×Vhの電圧を発生させて、直流電源電圧V
dcから(n1 /n2 )×Vhを差し引いた電圧をスイ
ッチング素子Q1 の両端電圧Vceとして発生させて、
放電灯Hの出力を安定化させている。このように、イン
ダクタンスLやキャパシタンスCなどのインピーダンス
を用いずに、半導体スイッチング素子Q1 のオン電圧V
ceをバラスト成分として積極的に利用し、放電灯Hの
出力を安定化させる方式もある。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】上述の(d)の方式に
おいては、トランスTの1次側に生じさせる電圧(n1
/n2 )×Vhと直流電源電圧Vdcが同じ値に近づけ
ば近づく程、スイッチング素子Q1 に生じさせるオン電
圧Vceが少なくて済み、スイッチング素子Q1のオン
時のストレスや電力損失が減ることになる。また、放電
灯Hのランプ電流Ihを変化させたときのランプ電流I
hとランプ電圧Vhの特性は、図18のようになり、ラ
ンプ電流Ihを減少させれば、ランプ電圧Vhは大きく
なる。従って、図17の回路で調光を行う場合において
は、調光度の最も深いとき(つまり、ランプ電流Ihが
最も少ないIh1 のとき)のランプ電圧をVh1 とし、
スイッチング素子Q1 のオン電圧をVce1 とすれば、 Vdc=(n1 /n2 )×Vh1 +Vce1 となる。ここで、スイッチング素子Q1 に印加される電
圧Vce1 が小さくなるように、トランスTの1次側の
巻数n1 と2次側の巻数n2 を決定すれば、深い調光を
行うことができ、また調光度が深いときのスイッチング
素子Q1 のストレスや電力損失は少なくなる。ところ
が、ランプ電流Ihを増加させて出力を大きくすると、
ランプ電圧Vhは小さくなる。例えば、図18に示すよ
うに、ランプ電流IhがIh2 まで増加すると、ランプ
電圧VhはVh2 まで低下し、このとき、 Vdc=(n1 /n2 )×Vh2 +Vce2 となる。直流電源電圧Vdcは交流電源ACを整流平滑
した直流電圧で一定であるので、スイッチング素子Q1
に印加される電圧Vce2 は、調光度の深いときにスイ
ッチング素子Q1 に印加される電圧Vce1 に比べて、
(n1 /n2 )×(Vh1 −Vh2 )だけ大きくなる。
故に、出力が大きい場合には、スイッチング素子Q1 に
印加される電圧が増加するために、図17の回路で放電
灯Hの調光を行う場合には、スイッチング素子Q1 のス
トレスや電力損失が大きなものとなるという問題があ
る。
おいては、トランスTの1次側に生じさせる電圧(n1
/n2 )×Vhと直流電源電圧Vdcが同じ値に近づけ
ば近づく程、スイッチング素子Q1 に生じさせるオン電
圧Vceが少なくて済み、スイッチング素子Q1のオン
時のストレスや電力損失が減ることになる。また、放電
灯Hのランプ電流Ihを変化させたときのランプ電流I
hとランプ電圧Vhの特性は、図18のようになり、ラ
ンプ電流Ihを減少させれば、ランプ電圧Vhは大きく
なる。従って、図17の回路で調光を行う場合において
は、調光度の最も深いとき(つまり、ランプ電流Ihが
最も少ないIh1 のとき)のランプ電圧をVh1 とし、
スイッチング素子Q1 のオン電圧をVce1 とすれば、 Vdc=(n1 /n2 )×Vh1 +Vce1 となる。ここで、スイッチング素子Q1 に印加される電
圧Vce1 が小さくなるように、トランスTの1次側の
巻数n1 と2次側の巻数n2 を決定すれば、深い調光を
行うことができ、また調光度が深いときのスイッチング
素子Q1 のストレスや電力損失は少なくなる。ところ
が、ランプ電流Ihを増加させて出力を大きくすると、
ランプ電圧Vhは小さくなる。例えば、図18に示すよ
うに、ランプ電流IhがIh2 まで増加すると、ランプ
電圧VhはVh2 まで低下し、このとき、 Vdc=(n1 /n2 )×Vh2 +Vce2 となる。直流電源電圧Vdcは交流電源ACを整流平滑
した直流電圧で一定であるので、スイッチング素子Q1
に印加される電圧Vce2 は、調光度の深いときにスイ
ッチング素子Q1 に印加される電圧Vce1 に比べて、
(n1 /n2 )×(Vh1 −Vh2 )だけ大きくなる。
故に、出力が大きい場合には、スイッチング素子Q1 に
印加される電圧が増加するために、図17の回路で放電
灯Hの調光を行う場合には、スイッチング素子Q1 のス
トレスや電力損失が大きなものとなるという問題があ
る。
【0010】本発明は、上述のような点に鑑みてなされ
たものであり、その目的とするところは、交流電源を整
流平滑した直流電源をスイッチング素子により高周波電
源に変換して放電灯に印加し、スイッチング素子をバラ
ストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置
において、放電灯を調光制御した場合に、調光度合が小
さくなるにつれて、スイッチング素子の両端電圧が増加
し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止するこ
とにある。
たものであり、その目的とするところは、交流電源を整
流平滑した直流電源をスイッチング素子により高周波電
源に変換して放電灯に印加し、スイッチング素子をバラ
ストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置
において、放電灯を調光制御した場合に、調光度合が小
さくなるにつれて、スイッチング素子の両端電圧が増加
し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止するこ
とにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図1に示すように、交流電源
ACを整流平滑して直流電圧に変換する電源回路Pw
と、前記直流電圧を高周波電源に変換するスイッチング
回路と、前記高周波電源により給電される放電灯Hを含
む負荷回路とを備え、放電灯Hを安定点灯させるための
バラストとして前記スイッチング回路のスイッチング素
子Q1 にオン電圧を分担させた放電灯点灯装置におい
て、前記スイッチング回路は調光度合いを可変とする第
1の制御回路S1 を備えており、前記電源回路Pwは調
光度合いに応じて変化するランプ電圧Vhと略等しくな
る方向に直流電圧Vdcのレベルを図2に示すように変
化させる第2の制御回路S0 を備えていることを特徴と
するものである。
の課題を解決するために、図1に示すように、交流電源
ACを整流平滑して直流電圧に変換する電源回路Pw
と、前記直流電圧を高周波電源に変換するスイッチング
回路と、前記高周波電源により給電される放電灯Hを含
む負荷回路とを備え、放電灯Hを安定点灯させるための
バラストとして前記スイッチング回路のスイッチング素
子Q1 にオン電圧を分担させた放電灯点灯装置におい
て、前記スイッチング回路は調光度合いを可変とする第
1の制御回路S1 を備えており、前記電源回路Pwは調
光度合いに応じて変化するランプ電圧Vhと略等しくな
る方向に直流電圧Vdcのレベルを図2に示すように変
化させる第2の制御回路S0 を備えていることを特徴と
するものである。
【0012】
【作用】以下、本発明の作用について図3〜図6に基づ
いて説明する。図中、Vhは放電灯Hのランプ電圧であ
り、Vceはスイッチング素子Q1 の両端電圧、Ice
はスイッチング素子Q1 に流れる電流、Vdcは電源回
路Pwから出力される直流電源電圧である。仮に、直流
電源電圧Vdcを放電灯Hの点灯出力の大小にかかわら
ず、常に一定であるとした場合には、放電灯Hの点灯出
力が大きいときのスイッチング波形は図3に示すように
なり、放電灯Hの点灯出力が小さいときのスイッチング
波形は図4に示すようになる。この場合には、直流電源
電圧Vdcを一定とするために、放電灯Hの点灯出力が
大きいときのスイッチング素子Q1のオン電圧Vonが
大きくなり、スイッチング素子Q1 に流れる電流Ice
とオン電圧Vonの積に応じた電力を消費するので、ス
イッチング素子Q1 のストレスや電力損失は大きなもの
となっていた。これに対して、本発明では、図2に示す
ように、調光時のランプ電圧Vhに応じて、直流電源電
圧Vdcを変化させており、この場合には、放電灯Hの
点灯出力が大きいときのスイッチング波形は図5に示す
ようになり、放電灯Hの点灯出力が小さいときのスイッ
チング波形は図6に示すようになる。このように、本発
明では、放電灯Hの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Q1 のオン電圧Vceを小さくできるので、スイ
ッチング素子Q1 のストレスや電力損失を低減できると
いう作用がある。
いて説明する。図中、Vhは放電灯Hのランプ電圧であ
り、Vceはスイッチング素子Q1 の両端電圧、Ice
はスイッチング素子Q1 に流れる電流、Vdcは電源回
路Pwから出力される直流電源電圧である。仮に、直流
電源電圧Vdcを放電灯Hの点灯出力の大小にかかわら
ず、常に一定であるとした場合には、放電灯Hの点灯出
力が大きいときのスイッチング波形は図3に示すように
なり、放電灯Hの点灯出力が小さいときのスイッチング
波形は図4に示すようになる。この場合には、直流電源
電圧Vdcを一定とするために、放電灯Hの点灯出力が
大きいときのスイッチング素子Q1のオン電圧Vonが
大きくなり、スイッチング素子Q1 に流れる電流Ice
とオン電圧Vonの積に応じた電力を消費するので、ス
イッチング素子Q1 のストレスや電力損失は大きなもの
となっていた。これに対して、本発明では、図2に示す
ように、調光時のランプ電圧Vhに応じて、直流電源電
圧Vdcを変化させており、この場合には、放電灯Hの
点灯出力が大きいときのスイッチング波形は図5に示す
ようになり、放電灯Hの点灯出力が小さいときのスイッ
チング波形は図6に示すようになる。このように、本発
明では、放電灯Hの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Q1 のオン電圧Vceを小さくできるので、スイ
ッチング素子Q1 のストレスや電力損失を低減できると
いう作用がある。
【0013】
【実施例】図7は本発明の第1実施例の回路図である。
本実施例では、電源回路Pwとして、昇降圧チョッパー
回路を用いており、ランプ電圧Vhを検出して、放電灯
Hの調光度合に応じて直流電源電圧Vdcが図2に示す
ような変化を呈するように制御を行うことにより、スイ
ッチング素子Q1 のストレスや電力損失は低減される。
検出部Kは、放電灯Hの両端に印加されたランプ電圧V
hを分圧して平滑し直流電圧レベルに変換して、フォト
カプラなどを用いて、その電圧レベルを制御回路S0 へ
伝達し、チョッパー回路のスイッチング素子Q0 を制御
して、直流電源電圧Vdcを変化させるものである。
本実施例では、電源回路Pwとして、昇降圧チョッパー
回路を用いており、ランプ電圧Vhを検出して、放電灯
Hの調光度合に応じて直流電源電圧Vdcが図2に示す
ような変化を呈するように制御を行うことにより、スイ
ッチング素子Q1 のストレスや電力損失は低減される。
検出部Kは、放電灯Hの両端に印加されたランプ電圧V
hを分圧して平滑し直流電圧レベルに変換して、フォト
カプラなどを用いて、その電圧レベルを制御回路S0 へ
伝達し、チョッパー回路のスイッチング素子Q0 を制御
して、直流電源電圧Vdcを変化させるものである。
【0014】また、交流電源ACを整流した電圧が、チ
ョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Vdc
よりも小さい場合には、図8の実施例のように、電源回
路Pwとして、昇圧チョッパー回路を用いれば良く、こ
の場合にも、図2のように制御してやれば、同様の効果
を得ることができる。ここで、昇圧チョッパー回路の構
成及び動作について簡単に説明すると、交流電源ACを
ダイオードブリッジDBにより全波整流した電圧は、イ
ンダクタL0 とスイッチング素子Q0 の直列回路に印加
されており、このスイッチング素子Q0 の両端には、ダ
イオードD0 を介して平滑用のコンデンサC0 が接続さ
れている。スイッチング素子Q0 がオンしたときには、
交流電源ACをダイオードブリッジDBにより全波整流
した電圧により、インダクタL0 に電流が流れて、イン
ダクタL0 にエネルギーが蓄積される。スイッチング素
子Q0 がオフすると、インダクタL0 の両端に誘起電圧
が発生し、ダイオードブリッジDBの整流出力電圧にイ
ンダクタL0 の誘起電圧を重畳した電圧がダイオードD
0 を介して平滑用のコンデンサC0 に充電される。これ
により、コンデンサC0 には、ダイオードブリッジDB
の整流出力電圧よりも昇圧された直流電圧Vdcが充電
される。スイッチング素子Q0 のオン/オフデューティ
を制御回路S0 により制御することにより、コンデンサ
C0 に得られる直流電圧Vdcを制御することができ
る。その他の構成及び動作については、図7の実施例と
同様である。
ョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Vdc
よりも小さい場合には、図8の実施例のように、電源回
路Pwとして、昇圧チョッパー回路を用いれば良く、こ
の場合にも、図2のように制御してやれば、同様の効果
を得ることができる。ここで、昇圧チョッパー回路の構
成及び動作について簡単に説明すると、交流電源ACを
ダイオードブリッジDBにより全波整流した電圧は、イ
ンダクタL0 とスイッチング素子Q0 の直列回路に印加
されており、このスイッチング素子Q0 の両端には、ダ
イオードD0 を介して平滑用のコンデンサC0 が接続さ
れている。スイッチング素子Q0 がオンしたときには、
交流電源ACをダイオードブリッジDBにより全波整流
した電圧により、インダクタL0 に電流が流れて、イン
ダクタL0 にエネルギーが蓄積される。スイッチング素
子Q0 がオフすると、インダクタL0 の両端に誘起電圧
が発生し、ダイオードブリッジDBの整流出力電圧にイ
ンダクタL0 の誘起電圧を重畳した電圧がダイオードD
0 を介して平滑用のコンデンサC0 に充電される。これ
により、コンデンサC0 には、ダイオードブリッジDB
の整流出力電圧よりも昇圧された直流電圧Vdcが充電
される。スイッチング素子Q0 のオン/オフデューティ
を制御回路S0 により制御することにより、コンデンサ
C0 に得られる直流電圧Vdcを制御することができ
る。その他の構成及び動作については、図7の実施例と
同様である。
【0015】さらに、交流電源ACを整流した電圧が、
チョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Vd
cよりも大きい場合には、図9の実施例のように、降圧
チョッパー回路を用いれば良く、この場合にも、図2の
ように制御してやれば、同様の効果を得ることができ
る。ここで、降圧チョッパー回路の構成及び動作につい
て簡単に説明すると、交流電源ACをダイオードブリッ
ジDBにより全波整流した電圧は、スイッチング素子Q
0 とインダクタL0 を介して平滑用のコンデンサC0 に
印加されており、インダクタL0 とコンデンサC0 の直
列回路には、ダイオードD0 が図示された極性で接続さ
れている。スイッチング素子Q0 がオンしたときには、
交流電源ACをダイオードブリッジDBにより全波整流
した電圧がインダクタL0 により降圧されて、平滑用の
コンデンサC0 に充電される。このとき、インダクタL
0 にはエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q0
がオフすると、インダクタL0 の両端に誘起電圧が発生
し、ダイオードD0 を介して平滑用のコンデンサC0 に
インダクタL0 の蓄積エネルギーが放出される。これに
より、平滑用のコンデンサC0 には、ダイオードブリッ
ジDBの整流出力電圧よりも降圧された直流電圧Vdc
が充電される。スイッチング素子Q0 のオン/オフデュ
ーティを制御回路S0 により制御することにより、コン
デンサC0 に得られる直流電圧Vdcを制御することが
できる。その他の構成及び動作については、図7の実施
例と同様である。
チョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Vd
cよりも大きい場合には、図9の実施例のように、降圧
チョッパー回路を用いれば良く、この場合にも、図2の
ように制御してやれば、同様の効果を得ることができ
る。ここで、降圧チョッパー回路の構成及び動作につい
て簡単に説明すると、交流電源ACをダイオードブリッ
ジDBにより全波整流した電圧は、スイッチング素子Q
0 とインダクタL0 を介して平滑用のコンデンサC0 に
印加されており、インダクタL0 とコンデンサC0 の直
列回路には、ダイオードD0 が図示された極性で接続さ
れている。スイッチング素子Q0 がオンしたときには、
交流電源ACをダイオードブリッジDBにより全波整流
した電圧がインダクタL0 により降圧されて、平滑用の
コンデンサC0 に充電される。このとき、インダクタL
0 にはエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q0
がオフすると、インダクタL0 の両端に誘起電圧が発生
し、ダイオードD0 を介して平滑用のコンデンサC0 に
インダクタL0 の蓄積エネルギーが放出される。これに
より、平滑用のコンデンサC0 には、ダイオードブリッ
ジDBの整流出力電圧よりも降圧された直流電圧Vdc
が充電される。スイッチング素子Q0 のオン/オフデュ
ーティを制御回路S0 により制御することにより、コン
デンサC0 に得られる直流電圧Vdcを制御することが
できる。その他の構成及び動作については、図7の実施
例と同様である。
【0016】次に、図10の実施例では、スイッチング
素子Q1 のオン時間に、その両端に発生するオン電圧を
検出する検出回路を設け、その検出されるオン電圧がで
きるだけ小さくなるように、放電灯Hの調光度合に応じ
てチョッパーから出力される直流電源電圧Vdcを制御
するものである。本実施例では、スイッチング素子Q 1
の両端に抵抗R3 ,R4 の直列回路を並列接続し、抵抗
R4 の両端にトランジスタQ3 を並列接続している。ト
ランジスタQ3 のベースには、スイッチング素子Q1 の
ベース駆動信号を反転回路G1 により反転した電圧が抵
抗R2 を介して入力されている。スイッチング素子Q1
がオンすると、反転回路G1 の出力がLowレベルとな
りトランジスタQ3 がオフ状態となり、スイッチング素
子Q1 の両端電圧Vceが抵抗R3 ,R4 に印加され
る。抵抗R4 の両端に生じる電圧がダイオードD3 を介
してコンデンサC5 に充電されて平滑される。抵抗R5
はコンデンサC5 を所定の時定数で放電させるために並
列接続されている。このような回路を用いることによ
り、図2に示したような制御を行うことができ、スイッ
チング素子Q1 のストレスや電力損失を放電灯Hの調光
度合によらず、低減することができる。なお、本実施例
では、電源回路として、昇降圧チョッパー回路を用いて
いるが、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を電
源回路に用いた場合にも、本実施例と同様に、スイッチ
ング素子Q1 のオン電圧を検出してチョッパーから出力
される直流電源電圧Vdcを減らす方向に制御すれば、
同様の効果を得ることができる。
素子Q1 のオン時間に、その両端に発生するオン電圧を
検出する検出回路を設け、その検出されるオン電圧がで
きるだけ小さくなるように、放電灯Hの調光度合に応じ
てチョッパーから出力される直流電源電圧Vdcを制御
するものである。本実施例では、スイッチング素子Q 1
の両端に抵抗R3 ,R4 の直列回路を並列接続し、抵抗
R4 の両端にトランジスタQ3 を並列接続している。ト
ランジスタQ3 のベースには、スイッチング素子Q1 の
ベース駆動信号を反転回路G1 により反転した電圧が抵
抗R2 を介して入力されている。スイッチング素子Q1
がオンすると、反転回路G1 の出力がLowレベルとな
りトランジスタQ3 がオフ状態となり、スイッチング素
子Q1 の両端電圧Vceが抵抗R3 ,R4 に印加され
る。抵抗R4 の両端に生じる電圧がダイオードD3 を介
してコンデンサC5 に充電されて平滑される。抵抗R5
はコンデンサC5 を所定の時定数で放電させるために並
列接続されている。このような回路を用いることによ
り、図2に示したような制御を行うことができ、スイッ
チング素子Q1 のストレスや電力損失を放電灯Hの調光
度合によらず、低減することができる。なお、本実施例
では、電源回路として、昇降圧チョッパー回路を用いて
いるが、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を電
源回路に用いた場合にも、本実施例と同様に、スイッチ
ング素子Q1 のオン電圧を検出してチョッパーから出力
される直流電源電圧Vdcを減らす方向に制御すれば、
同様の効果を得ることができる。
【0017】さらに、図11の実施例では、正特性サー
ミスタPTCのような熱反応抵抗素子を用いてスイッチ
ング素子Q1 の温度を検出している。スイッチング素子
Q1の温度が上昇すると、チョッパー回路から出力され
る直流電源電圧Vdcが低下するように制御を行うこと
により、調光によるスイッチング素子Q1 のストレスや
電力損失を低減することが可能となる。正特性サーミス
タPTCは抵抗R6 を介してダイオードブリッジDBの
整流出力端子に接続されており、スイッチング素子Q1
の温度を検出できるような位置に配置されている。スイ
ッチング素子Q 1 の温度が上昇すると、正特性サーミス
タPTCの抵抗値が上昇するので、正特性サーミスタP
TCの両端電圧が上昇する。この電圧をコンデンサC6
により安定化して、その電圧レベルを検出部Kにより検
出することにより、スイッチング素子Q1 の温度に応じ
て増減する電圧信号が得られる。この電圧信号に基づい
て、制御回路S0 により昇降圧チョッパー回路のスイッ
チング素子Q0 を制御して、インバータ回路のスイッチ
ング素子Q1 の温度が上昇したときには、チョッパー回
路から出力される直流電源電圧Vdcを低下させること
により、スイッチング素子Q1 に加わるストレスや電力
損失を低減することができる。なお、本実施例において
も、電源回路として、昇降圧チョッパー回路の代わり
に、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を用いて
も良いことは上記各実施例と同様である。
ミスタPTCのような熱反応抵抗素子を用いてスイッチ
ング素子Q1 の温度を検出している。スイッチング素子
Q1の温度が上昇すると、チョッパー回路から出力され
る直流電源電圧Vdcが低下するように制御を行うこと
により、調光によるスイッチング素子Q1 のストレスや
電力損失を低減することが可能となる。正特性サーミス
タPTCは抵抗R6 を介してダイオードブリッジDBの
整流出力端子に接続されており、スイッチング素子Q1
の温度を検出できるような位置に配置されている。スイ
ッチング素子Q 1 の温度が上昇すると、正特性サーミス
タPTCの抵抗値が上昇するので、正特性サーミスタP
TCの両端電圧が上昇する。この電圧をコンデンサC6
により安定化して、その電圧レベルを検出部Kにより検
出することにより、スイッチング素子Q1 の温度に応じ
て増減する電圧信号が得られる。この電圧信号に基づい
て、制御回路S0 により昇降圧チョッパー回路のスイッ
チング素子Q0 を制御して、インバータ回路のスイッチ
ング素子Q1 の温度が上昇したときには、チョッパー回
路から出力される直流電源電圧Vdcを低下させること
により、スイッチング素子Q1 に加わるストレスや電力
損失を低減することができる。なお、本実施例において
も、電源回路として、昇降圧チョッパー回路の代わり
に、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を用いて
も良いことは上記各実施例と同様である。
【0018】
【発明の効果】本発明によれば、商用電源を整流平滑し
た直流電圧をスイッチング素子により高周波電源に変換
して放電灯に印加し、前記スイッチング素子を放電灯の
バラストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯
装置において、調光制御を行う場合に、調光度合に応じ
たランプ電圧の変化にあわせて、高周波電源に変換され
る直流電源電圧のレベルを変化させることにより、スイ
ッチング素子のオン電圧を低減させることができ、それ
により、スイッチング素子のストレスや電力損失を低減
させることができるという効果がある。
た直流電圧をスイッチング素子により高周波電源に変換
して放電灯に印加し、前記スイッチング素子を放電灯の
バラストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯
装置において、調光制御を行う場合に、調光度合に応じ
たランプ電圧の変化にあわせて、高周波電源に変換され
る直流電源電圧のレベルを変化させることにより、スイ
ッチング素子のオン電圧を低減させることができ、それ
により、スイッチング素子のストレスや電力損失を低減
させることができるという効果がある。
【図1】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図2】本発明の動作説明図である。
【図3】従来例における全点灯時の動作波形図である。
【図4】従来例における調光点灯時の動作波形図であ
る。
る。
【図5】本発明における全点灯時の動作波形図である。
【図6】本発明における調光点灯時の動作波形図であ
る。
る。
【図7】本発明の第1実施例の回路図である。
【図8】本発明の第2実施例の回路図である。
【図9】本発明の第3実施例の回路図である。
【図10】本発明の第4実施例の回路図である。
【図11】本発明の第5実施例の回路図である。
【図12】第1の従来例の回路図である。
【図13】第2の従来例の回路図である。
【図14】第3の従来例の回路図である。
【図15】第4の従来例の回路図である。
【図16】第4の従来例に用いるリーケージトランスの
等価回路図である。
等価回路図である。
【図17】第5の従来例の回路図である。
【図18】第5の従来例の動作説明図である。
AC 交流電源 Pw 電源回路 Q1 スイッチング素子 S1 第1の制御回路 S0 第2の制御回路 H 放電灯 T リーケージトランス
Claims (1)
- 【請求項1】 交流電源を整流平滑して直流電圧に変
換する電源回路と、前記直流電圧を高周波電源に変換す
るスイッチング回路と、前記高周波電源により給電され
る放電灯を含む負荷回路とを備え、放電灯を安定点灯さ
せるためのバラストとして前記スイッチング回路のスイ
ッチング素子にオン電圧を分担させた放電灯点灯装置に
おいて、前記スイッチング回路は調光度合いを可変とす
る第1の制御回路を備えており、前記電源回路は調光度
合いに応じて変化するランプ電圧と略等しくなる方向に
直流電圧レベルを変化させる第2の制御回路を備えてい
ることを特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16792292A JPH0613188A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16792292A JPH0613188A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0613188A true JPH0613188A (ja) | 1994-01-21 |
Family
ID=15858549
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16792292A Pending JPH0613188A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0613188A (ja) |
-
1992
- 1992-06-25 JP JP16792292A patent/JPH0613188A/ja active Pending
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