JPH0613188A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0613188A JPH0613188A JP16792292A JP16792292A JPH0613188A JP H0613188 A JPH0613188 A JP H0613188A JP 16792292 A JP16792292 A JP 16792292A JP 16792292 A JP16792292 A JP 16792292A JP H0613188 A JPH0613188 A JP H0613188A
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- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】交流電源ＡＣを整流平滑した直流電圧Ｖｄｃを
スイッチング素子Ｑ1 により高周波電源に変換して放電
灯Ｈに印加し、スイッチング素子Ｑ1 をバラストとして
用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置において、
放電灯Ｈを調光制御した場合に、調光度合が小さくなる
につれて、スイッチング素子Ｑ1 の両端電圧Ｖｃｅが増
加し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止す
る。 【構成】調光度合いに応じて変化するランプ電圧Ｖｈと
略等しくなる方向に直流電圧Ｖｄｃのレベルを変化させ
る制御回路Ｓ0 を備えている。 【効果】放電灯Ｈの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Ｑ1 のオン電圧Ｖｃｅを低減させることができ、
それにより、スイッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損
失を低減させることができるという効果がある。
スイッチング素子Ｑ1 により高周波電源に変換して放電
灯Ｈに印加し、スイッチング素子Ｑ1 をバラストとして
用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置において、
放電灯Ｈを調光制御した場合に、調光度合が小さくなる
につれて、スイッチング素子Ｑ1 の両端電圧Ｖｃｅが増
加し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止す
る。 【構成】調光度合いに応じて変化するランプ電圧Ｖｈと
略等しくなる方向に直流電圧Ｖｄｃのレベルを変化させ
る制御回路Ｓ0 を備えている。 【効果】放電灯Ｈの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Ｑ1 のオン電圧Ｖｃｅを低減させることができ、
それにより、スイッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損
失を低減させることができるという効果がある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯の点灯出力を変
化させて調光可能とした放電灯点灯装置に関するもので
ある。
化させて調光可能とした放電灯点灯装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】図１２は銅鉄バラスト型の放電灯点灯装
置の回路図である。放電灯Ｈはアーク放電状態では負性
抵抗を呈するので、交流電源ＡＣにより放電灯Ｈを点灯
させるには、限流要素としてインダクタＬを交流電源Ａ
Ｃと放電灯Ｈの間に挿入するものである。放電灯点灯時
には、電源周波数をｆとすると、インダクタＬによるイ
ンピーダンスＺは、Ｚ＝ｊ２πｆＬとなり、このインピ
ーダンスＺを通して放電灯Ｈに電流が流れる。この従来
例は、インダクタＬが大型で重くなり、また、銅損や鉄
損があるので、電力損失が大きいという欠点がある。
置の回路図である。放電灯Ｈはアーク放電状態では負性
抵抗を呈するので、交流電源ＡＣにより放電灯Ｈを点灯
させるには、限流要素としてインダクタＬを交流電源Ａ
Ｃと放電灯Ｈの間に挿入するものである。放電灯点灯時
には、電源周波数をｆとすると、インダクタＬによるイ
ンピーダンスＺは、Ｚ＝ｊ２πｆＬとなり、このインピ
ーダンスＺを通して放電灯Ｈに電流が流れる。この従来
例は、インダクタＬが大型で重くなり、また、銅損や鉄
損があるので、電力損失が大きいという欠点がある。
【０００３】そこで、近年、点灯装置の小型化、軽量
化、損失低減、ちらつき低減等の観点から、交流電源を
直流電圧に整流平滑し、スイッチング素子を用いて高周
波電源に変更し、その高周波電源を用いて放電灯を点灯
させる電子バラストが数多く用いられるようになった。
しかし、上述のように、放電灯は負性抵抗を呈するの
で、如何なる点灯方式を用いる場合でも、安定点灯させ
るためのバラスト成分が必要である。
化、損失低減、ちらつき低減等の観点から、交流電源を
直流電圧に整流平滑し、スイッチング素子を用いて高周
波電源に変更し、その高周波電源を用いて放電灯を点灯
させる電子バラストが数多く用いられるようになった。
しかし、上述のように、放電灯は負性抵抗を呈するの
で、如何なる点灯方式を用いる場合でも、安定点灯させ
るためのバラスト成分が必要である。
【０００４】（ａ）インダクタＬによるバラスト 例えば、図１３に示すようなハーフブリッジ型の放電灯
点灯装置においては、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジＤＢと平滑コンデンサＣ1 を用いて整流平滑して直流
電源に変換し、その直流電源をスイッチング素子Ｑ1 、
Ｑ2 を交互にオン／オフさせることにより、高周波電源
へと変換して、放電灯Ｈに高周波電力を印加している。
このような回路の場合、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
動作周波数が、インダクタＬとコンデンサＣ2 及び放電
灯のインピーダンス成分による共振周波数よりも高い場
合、インダクタＬをバラスト成分（限流要素）として、
放電灯Ｈの点灯状態の安定化が達成される。
点灯装置においては、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジＤＢと平滑コンデンサＣ1 を用いて整流平滑して直流
電源に変換し、その直流電源をスイッチング素子Ｑ1 、
Ｑ2 を交互にオン／オフさせることにより、高周波電源
へと変換して、放電灯Ｈに高周波電力を印加している。
このような回路の場合、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
動作周波数が、インダクタＬとコンデンサＣ2 及び放電
灯のインピーダンス成分による共振周波数よりも高い場
合、インダクタＬをバラスト成分（限流要素）として、
放電灯Ｈの点灯状態の安定化が達成される。
【０００５】また、図１４に示すように、直流平滑電源
を１石のスイッチング素子Ｑ1 のオン／オフにより高周
波電源に変換し、放電灯Ｈに印加する方式においても、
インダクタＬの持つインピーダンスをバラスト成分と
し、放電灯Ｈの点灯状態の安定化が達成されている。こ
のように、インダクタＬをバラストに用いる方式は従来
から広く用いられている。
を１石のスイッチング素子Ｑ1 のオン／オフにより高周
波電源に変換し、放電灯Ｈに印加する方式においても、
インダクタＬの持つインピーダンスをバラスト成分と
し、放電灯Ｈの点灯状態の安定化が達成されている。こ
のように、インダクタＬをバラストに用いる方式は従来
から広く用いられている。
【０００６】（ｂ）リーケージトランスによるバラスト また、図１５に示すようにプッシュプル型のインバータ
を用いた放電灯点灯装置では、高周波トランスＴの２次
側に放電灯Ｈを直結し、上述のようなバラストとなる素
子を付加していない回路が多く用いられている。このよ
うな場合、高周波トランスＴには、リーケージトランス
が使用されている。リーケージトランスとは、巻線と直
列に現れる寄生インダクタンスを積極的に用いるトラン
スであり、その等価回路を示すと、図１６のようにな
る。つまり、漏れのインダクタンス（リーケージインダ
クタンス）Ｌｔ2 が巻線と直列に生じるので、このイン
ダクタンスＬｔ2 が実質上のバラスト成分となり、放電
灯Ｈの点灯状態の安定化を達成することができるもので
ある。
を用いた放電灯点灯装置では、高周波トランスＴの２次
側に放電灯Ｈを直結し、上述のようなバラストとなる素
子を付加していない回路が多く用いられている。このよ
うな場合、高周波トランスＴには、リーケージトランス
が使用されている。リーケージトランスとは、巻線と直
列に現れる寄生インダクタンスを積極的に用いるトラン
スであり、その等価回路を示すと、図１６のようにな
る。つまり、漏れのインダクタンス（リーケージインダ
クタンス）Ｌｔ2 が巻線と直列に生じるので、このイン
ダクタンスＬｔ2 が実質上のバラスト成分となり、放電
灯Ｈの点灯状態の安定化を達成することができるもので
ある。
【０００７】（ｃ）キャパシタンスＣによるバラスト 上記の（ａ），（ｂ）で説明したように、インダクタン
スをバラスト成分（限流要素）として用いる方式の他
に、インダクタンスの代わりにキャパシタンスＣをバラ
ストとして用いる方式も従来から知られている。この方
式では、放電灯に流れる電流を限流するインピーダンス
Ｚは、Ｚ＝１／ｊ２πｆＣ（ｆは高周波電源周波数）と
なる。
スをバラスト成分（限流要素）として用いる方式の他
に、インダクタンスの代わりにキャパシタンスＣをバラ
ストとして用いる方式も従来から知られている。この方
式では、放電灯に流れる電流を限流するインピーダンス
Ｚは、Ｚ＝１／ｊ２πｆＣ（ｆは高周波電源周波数）と
なる。
【０００８】（ｄ）半導体素子によるバラスト 上述のように、バラスト成分としてインダクタンスＬや
キャパシタンスＣによるインピーダンスを用いる方式の
他に、米国特許第４，６６３，５７０号に示されるよう
な方式がある。これは、図１７に示すように、交流電源
ＡＣを整流平滑した直流電源を高周波電源へ変換する際
に用いる半導体スイッチング素子Ｑ1 をバラストとして
用いるものである。交流電源ＡＣをダイオードブリッジ
ＤＢにより整流し、コンデンサＣ1 により平滑して得ら
れた直流電源電圧Ｖｄｃは、トランスＴの１次側及びス
イッチング素子Ｑ1 に印加されている。放電灯Ｈの両端
電圧をＶｈとし、トランスＴの１次側の巻数をｎ1 、２
次側の巻数をｎ2 とすると、トランスＴの１次側に（ｎ
1 ／ｎ2 ）×Ｖｈの電圧を発生させて、直流電源電圧Ｖ
ｄｃから（ｎ1 ／ｎ2 ）×Ｖｈを差し引いた電圧をスイ
ッチング素子Ｑ1 の両端電圧Ｖｃｅとして発生させて、
放電灯Ｈの出力を安定化させている。このように、イン
ダクタンスＬやキャパシタンスＣなどのインピーダンス
を用いずに、半導体スイッチング素子Ｑ1 のオン電圧Ｖ
ｃｅをバラスト成分として積極的に利用し、放電灯Ｈの
出力を安定化させる方式もある。
キャパシタンスＣによるインピーダンスを用いる方式の
他に、米国特許第４，６６３，５７０号に示されるよう
な方式がある。これは、図１７に示すように、交流電源
ＡＣを整流平滑した直流電源を高周波電源へ変換する際
に用いる半導体スイッチング素子Ｑ1 をバラストとして
用いるものである。交流電源ＡＣをダイオードブリッジ
ＤＢにより整流し、コンデンサＣ1 により平滑して得ら
れた直流電源電圧Ｖｄｃは、トランスＴの１次側及びス
イッチング素子Ｑ1 に印加されている。放電灯Ｈの両端
電圧をＶｈとし、トランスＴの１次側の巻数をｎ1 、２
次側の巻数をｎ2 とすると、トランスＴの１次側に（ｎ
1 ／ｎ2 ）×Ｖｈの電圧を発生させて、直流電源電圧Ｖ
ｄｃから（ｎ1 ／ｎ2 ）×Ｖｈを差し引いた電圧をスイ
ッチング素子Ｑ1 の両端電圧Ｖｃｅとして発生させて、
放電灯Ｈの出力を安定化させている。このように、イン
ダクタンスＬやキャパシタンスＣなどのインピーダンス
を用いずに、半導体スイッチング素子Ｑ1 のオン電圧Ｖ
ｃｅをバラスト成分として積極的に利用し、放電灯Ｈの
出力を安定化させる方式もある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述の（ｄ）の方式に
おいては、トランスＴの１次側に生じさせる電圧（ｎ1
／ｎ2 ）×Ｖｈと直流電源電圧Ｖｄｃが同じ値に近づけ
ば近づく程、スイッチング素子Ｑ1 に生じさせるオン電
圧Ｖｃｅが少なくて済み、スイッチング素子Ｑ1のオン
時のストレスや電力損失が減ることになる。また、放電
灯Ｈのランプ電流Ｉｈを変化させたときのランプ電流Ｉ
ｈとランプ電圧Ｖｈの特性は、図１８のようになり、ラ
ンプ電流Ｉｈを減少させれば、ランプ電圧Ｖｈは大きく
なる。従って、図１７の回路で調光を行う場合において
は、調光度の最も深いとき（つまり、ランプ電流Ｉｈが
最も少ないＩｈ1 のとき）のランプ電圧をＶｈ1 とし、
スイッチング素子Ｑ1 のオン電圧をＶｃｅ1 とすれば、 Ｖｄｃ＝（ｎ1 ／ｎ2 ）×Ｖｈ1 ＋Ｖｃｅ1 となる。ここで、スイッチング素子Ｑ1 に印加される電
圧Ｖｃｅ1 が小さくなるように、トランスＴの１次側の
巻数ｎ1 と２次側の巻数ｎ2 を決定すれば、深い調光を
行うことができ、また調光度が深いときのスイッチング
素子Ｑ1 のストレスや電力損失は少なくなる。ところ
が、ランプ電流Ｉｈを増加させて出力を大きくすると、
ランプ電圧Ｖｈは小さくなる。例えば、図１８に示すよ
うに、ランプ電流ＩｈがＩｈ2 まで増加すると、ランプ
電圧ＶｈはＶｈ2 まで低下し、このとき、 Ｖｄｃ＝（ｎ1 ／ｎ2 ）×Ｖｈ2 ＋Ｖｃｅ2 となる。直流電源電圧Ｖｄｃは交流電源ＡＣを整流平滑
した直流電圧で一定であるので、スイッチング素子Ｑ1
に印加される電圧Ｖｃｅ2 は、調光度の深いときにスイ
ッチング素子Ｑ1 に印加される電圧Ｖｃｅ1 に比べて、
（ｎ1 ／ｎ2 ）×（Ｖｈ1 −Ｖｈ2 ）だけ大きくなる。
故に、出力が大きい場合には、スイッチング素子Ｑ1 に
印加される電圧が増加するために、図１７の回路で放電
灯Ｈの調光を行う場合には、スイッチング素子Ｑ1 のス
トレスや電力損失が大きなものとなるという問題があ
る。
おいては、トランスＴの１次側に生じさせる電圧（ｎ1
／ｎ2 ）×Ｖｈと直流電源電圧Ｖｄｃが同じ値に近づけ
ば近づく程、スイッチング素子Ｑ1 に生じさせるオン電
圧Ｖｃｅが少なくて済み、スイッチング素子Ｑ1のオン
時のストレスや電力損失が減ることになる。また、放電
灯Ｈのランプ電流Ｉｈを変化させたときのランプ電流Ｉ
ｈとランプ電圧Ｖｈの特性は、図１８のようになり、ラ
ンプ電流Ｉｈを減少させれば、ランプ電圧Ｖｈは大きく
なる。従って、図１７の回路で調光を行う場合において
は、調光度の最も深いとき（つまり、ランプ電流Ｉｈが
最も少ないＩｈ1 のとき）のランプ電圧をＶｈ1 とし、
スイッチング素子Ｑ1 のオン電圧をＶｃｅ1 とすれば、 Ｖｄｃ＝（ｎ1 ／ｎ2 ）×Ｖｈ1 ＋Ｖｃｅ1 となる。ここで、スイッチング素子Ｑ1 に印加される電
圧Ｖｃｅ1 が小さくなるように、トランスＴの１次側の
巻数ｎ1 と２次側の巻数ｎ2 を決定すれば、深い調光を
行うことができ、また調光度が深いときのスイッチング
素子Ｑ1 のストレスや電力損失は少なくなる。ところ
が、ランプ電流Ｉｈを増加させて出力を大きくすると、
ランプ電圧Ｖｈは小さくなる。例えば、図１８に示すよ
うに、ランプ電流ＩｈがＩｈ2 まで増加すると、ランプ
電圧ＶｈはＶｈ2 まで低下し、このとき、 Ｖｄｃ＝（ｎ1 ／ｎ2 ）×Ｖｈ2 ＋Ｖｃｅ2 となる。直流電源電圧Ｖｄｃは交流電源ＡＣを整流平滑
した直流電圧で一定であるので、スイッチング素子Ｑ1
に印加される電圧Ｖｃｅ2 は、調光度の深いときにスイ
ッチング素子Ｑ1 に印加される電圧Ｖｃｅ1 に比べて、
（ｎ1 ／ｎ2 ）×（Ｖｈ1 −Ｖｈ2 ）だけ大きくなる。
故に、出力が大きい場合には、スイッチング素子Ｑ1 に
印加される電圧が増加するために、図１７の回路で放電
灯Ｈの調光を行う場合には、スイッチング素子Ｑ1 のス
トレスや電力損失が大きなものとなるという問題があ
る。
【００１０】本発明は、上述のような点に鑑みてなされ
たものであり、その目的とするところは、交流電源を整
流平滑した直流電源をスイッチング素子により高周波電
源に変換して放電灯に印加し、スイッチング素子をバラ
ストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置
において、放電灯を調光制御した場合に、調光度合が小
さくなるにつれて、スイッチング素子の両端電圧が増加
し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止するこ
とにある。
たものであり、その目的とするところは、交流電源を整
流平滑した直流電源をスイッチング素子により高周波電
源に変換して放電灯に印加し、スイッチング素子をバラ
ストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯装置
において、放電灯を調光制御した場合に、調光度合が小
さくなるにつれて、スイッチング素子の両端電圧が増加
し、ストレスや電力損失が大きくなることを防止するこ
とにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
ＡＣを整流平滑して直流電圧に変換する電源回路Ｐｗ
と、前記直流電圧を高周波電源に変換するスイッチング
回路と、前記高周波電源により給電される放電灯Ｈを含
む負荷回路とを備え、放電灯Ｈを安定点灯させるための
バラストとして前記スイッチング回路のスイッチング素
子Ｑ1 にオン電圧を分担させた放電灯点灯装置におい
て、前記スイッチング回路は調光度合いを可変とする第
１の制御回路Ｓ1 を備えており、前記電源回路Ｐｗは調
光度合いに応じて変化するランプ電圧Ｖｈと略等しくな
る方向に直流電圧Ｖｄｃのレベルを図２に示すように変
化させる第２の制御回路Ｓ0 を備えていることを特徴と
するものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源
ＡＣを整流平滑して直流電圧に変換する電源回路Ｐｗ
と、前記直流電圧を高周波電源に変換するスイッチング
回路と、前記高周波電源により給電される放電灯Ｈを含
む負荷回路とを備え、放電灯Ｈを安定点灯させるための
バラストとして前記スイッチング回路のスイッチング素
子Ｑ1 にオン電圧を分担させた放電灯点灯装置におい
て、前記スイッチング回路は調光度合いを可変とする第
１の制御回路Ｓ1 を備えており、前記電源回路Ｐｗは調
光度合いに応じて変化するランプ電圧Ｖｈと略等しくな
る方向に直流電圧Ｖｄｃのレベルを図２に示すように変
化させる第２の制御回路Ｓ0 を備えていることを特徴と
するものである。
【００１２】
【作用】以下、本発明の作用について図３〜図６に基づ
いて説明する。図中、Ｖｈは放電灯Ｈのランプ電圧であ
り、Ｖｃｅはスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧、Ｉｃｅ
はスイッチング素子Ｑ1 に流れる電流、Ｖｄｃは電源回
路Ｐｗから出力される直流電源電圧である。仮に、直流
電源電圧Ｖｄｃを放電灯Ｈの点灯出力の大小にかかわら
ず、常に一定であるとした場合には、放電灯Ｈの点灯出
力が大きいときのスイッチング波形は図３に示すように
なり、放電灯Ｈの点灯出力が小さいときのスイッチング
波形は図４に示すようになる。この場合には、直流電源
電圧Ｖｄｃを一定とするために、放電灯Ｈの点灯出力が
大きいときのスイッチング素子Ｑ1のオン電圧Ｖｏｎが
大きくなり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流Ｉｃｅ
とオン電圧Ｖｏｎの積に応じた電力を消費するので、ス
イッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損失は大きなもの
となっていた。これに対して、本発明では、図２に示す
ように、調光時のランプ電圧Ｖｈに応じて、直流電源電
圧Ｖｄｃを変化させており、この場合には、放電灯Ｈの
点灯出力が大きいときのスイッチング波形は図５に示す
ようになり、放電灯Ｈの点灯出力が小さいときのスイッ
チング波形は図６に示すようになる。このように、本発
明では、放電灯Ｈの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Ｑ1 のオン電圧Ｖｃｅを小さくできるので、スイ
ッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損失を低減できると
いう作用がある。
いて説明する。図中、Ｖｈは放電灯Ｈのランプ電圧であ
り、Ｖｃｅはスイッチング素子Ｑ1 の両端電圧、Ｉｃｅ
はスイッチング素子Ｑ1 に流れる電流、Ｖｄｃは電源回
路Ｐｗから出力される直流電源電圧である。仮に、直流
電源電圧Ｖｄｃを放電灯Ｈの点灯出力の大小にかかわら
ず、常に一定であるとした場合には、放電灯Ｈの点灯出
力が大きいときのスイッチング波形は図３に示すように
なり、放電灯Ｈの点灯出力が小さいときのスイッチング
波形は図４に示すようになる。この場合には、直流電源
電圧Ｖｄｃを一定とするために、放電灯Ｈの点灯出力が
大きいときのスイッチング素子Ｑ1のオン電圧Ｖｏｎが
大きくなり、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流Ｉｃｅ
とオン電圧Ｖｏｎの積に応じた電力を消費するので、ス
イッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損失は大きなもの
となっていた。これに対して、本発明では、図２に示す
ように、調光時のランプ電圧Ｖｈに応じて、直流電源電
圧Ｖｄｃを変化させており、この場合には、放電灯Ｈの
点灯出力が大きいときのスイッチング波形は図５に示す
ようになり、放電灯Ｈの点灯出力が小さいときのスイッ
チング波形は図６に示すようになる。このように、本発
明では、放電灯Ｈの点灯出力が大きいときのスイッチン
グ素子Ｑ1 のオン電圧Ｖｃｅを小さくできるので、スイ
ッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損失を低減できると
いう作用がある。
【００１３】
【実施例】図７は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例では、電源回路Ｐｗとして、昇降圧チョッパー
回路を用いており、ランプ電圧Ｖｈを検出して、放電灯
Ｈの調光度合に応じて直流電源電圧Ｖｄｃが図２に示す
ような変化を呈するように制御を行うことにより、スイ
ッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損失は低減される。
検出部Ｋは、放電灯Ｈの両端に印加されたランプ電圧Ｖ
ｈを分圧して平滑し直流電圧レベルに変換して、フォト
カプラなどを用いて、その電圧レベルを制御回路Ｓ0 へ
伝達し、チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ0 を制御
して、直流電源電圧Ｖｄｃを変化させるものである。
本実施例では、電源回路Ｐｗとして、昇降圧チョッパー
回路を用いており、ランプ電圧Ｖｈを検出して、放電灯
Ｈの調光度合に応じて直流電源電圧Ｖｄｃが図２に示す
ような変化を呈するように制御を行うことにより、スイ
ッチング素子Ｑ1 のストレスや電力損失は低減される。
検出部Ｋは、放電灯Ｈの両端に印加されたランプ電圧Ｖ
ｈを分圧して平滑し直流電圧レベルに変換して、フォト
カプラなどを用いて、その電圧レベルを制御回路Ｓ0 へ
伝達し、チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ0 を制御
して、直流電源電圧Ｖｄｃを変化させるものである。
【００１４】また、交流電源ＡＣを整流した電圧が、チ
ョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Ｖｄｃ
よりも小さい場合には、図８の実施例のように、電源回
路Ｐｗとして、昇圧チョッパー回路を用いれば良く、こ
の場合にも、図２のように制御してやれば、同様の効果
を得ることができる。ここで、昇圧チョッパー回路の構
成及び動作について簡単に説明すると、交流電源ＡＣを
ダイオードブリッジＤＢにより全波整流した電圧は、イ
ンダクタＬ0 とスイッチング素子Ｑ0 の直列回路に印加
されており、このスイッチング素子Ｑ0 の両端には、ダ
イオードＤ0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 が接続さ
れている。スイッチング素子Ｑ0 がオンしたときには、
交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流
した電圧により、インダクタＬ0 に電流が流れて、イン
ダクタＬ0 にエネルギーが蓄積される。スイッチング素
子Ｑ0 がオフすると、インダクタＬ0 の両端に誘起電圧
が発生し、ダイオードブリッジＤＢの整流出力電圧にイ
ンダクタＬ0 の誘起電圧を重畳した電圧がダイオードＤ
0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 に充電される。これ
により、コンデンサＣ0 には、ダイオードブリッジＤＢ
の整流出力電圧よりも昇圧された直流電圧Ｖｄｃが充電
される。スイッチング素子Ｑ0 のオン／オフデューティ
を制御回路Ｓ0 により制御することにより、コンデンサ
Ｃ0 に得られる直流電圧Ｖｄｃを制御することができ
る。その他の構成及び動作については、図７の実施例と
同様である。
ョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Ｖｄｃ
よりも小さい場合には、図８の実施例のように、電源回
路Ｐｗとして、昇圧チョッパー回路を用いれば良く、こ
の場合にも、図２のように制御してやれば、同様の効果
を得ることができる。ここで、昇圧チョッパー回路の構
成及び動作について簡単に説明すると、交流電源ＡＣを
ダイオードブリッジＤＢにより全波整流した電圧は、イ
ンダクタＬ0 とスイッチング素子Ｑ0 の直列回路に印加
されており、このスイッチング素子Ｑ0 の両端には、ダ
イオードＤ0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 が接続さ
れている。スイッチング素子Ｑ0 がオンしたときには、
交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流
した電圧により、インダクタＬ0 に電流が流れて、イン
ダクタＬ0 にエネルギーが蓄積される。スイッチング素
子Ｑ0 がオフすると、インダクタＬ0 の両端に誘起電圧
が発生し、ダイオードブリッジＤＢの整流出力電圧にイ
ンダクタＬ0 の誘起電圧を重畳した電圧がダイオードＤ
0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 に充電される。これ
により、コンデンサＣ0 には、ダイオードブリッジＤＢ
の整流出力電圧よりも昇圧された直流電圧Ｖｄｃが充電
される。スイッチング素子Ｑ0 のオン／オフデューティ
を制御回路Ｓ0 により制御することにより、コンデンサ
Ｃ0 に得られる直流電圧Ｖｄｃを制御することができ
る。その他の構成及び動作については、図７の実施例と
同様である。
【００１５】さらに、交流電源ＡＣを整流した電圧が、
チョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Ｖｄ
ｃよりも大きい場合には、図９の実施例のように、降圧
チョッパー回路を用いれば良く、この場合にも、図２の
ように制御してやれば、同様の効果を得ることができ
る。ここで、降圧チョッパー回路の構成及び動作につい
て簡単に説明すると、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジＤＢにより全波整流した電圧は、スイッチング素子Ｑ
0 とインダクタＬ0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 に
印加されており、インダクタＬ0 とコンデンサＣ0 の直
列回路には、ダイオードＤ0 が図示された極性で接続さ
れている。スイッチング素子Ｑ0 がオンしたときには、
交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流
した電圧がインダクタＬ0 により降圧されて、平滑用の
コンデンサＣ0 に充電される。このとき、インダクタＬ
0 にはエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ0
がオフすると、インダクタＬ0 の両端に誘起電圧が発生
し、ダイオードＤ0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 に
インダクタＬ0 の蓄積エネルギーが放出される。これに
より、平滑用のコンデンサＣ0 には、ダイオードブリッ
ジＤＢの整流出力電圧よりも降圧された直流電圧Ｖｄｃ
が充電される。スイッチング素子Ｑ0 のオン／オフデュ
ーティを制御回路Ｓ0 により制御することにより、コン
デンサＣ0 に得られる直流電圧Ｖｄｃを制御することが
できる。その他の構成及び動作については、図７の実施
例と同様である。
チョッパー出力電圧として制御される直流電源電圧Ｖｄ
ｃよりも大きい場合には、図９の実施例のように、降圧
チョッパー回路を用いれば良く、この場合にも、図２の
ように制御してやれば、同様の効果を得ることができ
る。ここで、降圧チョッパー回路の構成及び動作につい
て簡単に説明すると、交流電源ＡＣをダイオードブリッ
ジＤＢにより全波整流した電圧は、スイッチング素子Ｑ
0 とインダクタＬ0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 に
印加されており、インダクタＬ0 とコンデンサＣ0 の直
列回路には、ダイオードＤ0 が図示された極性で接続さ
れている。スイッチング素子Ｑ0 がオンしたときには、
交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流
した電圧がインダクタＬ0 により降圧されて、平滑用の
コンデンサＣ0 に充電される。このとき、インダクタＬ
0 にはエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ0
がオフすると、インダクタＬ0 の両端に誘起電圧が発生
し、ダイオードＤ0 を介して平滑用のコンデンサＣ0 に
インダクタＬ0 の蓄積エネルギーが放出される。これに
より、平滑用のコンデンサＣ0 には、ダイオードブリッ
ジＤＢの整流出力電圧よりも降圧された直流電圧Ｖｄｃ
が充電される。スイッチング素子Ｑ0 のオン／オフデュ
ーティを制御回路Ｓ0 により制御することにより、コン
デンサＣ0 に得られる直流電圧Ｖｄｃを制御することが
できる。その他の構成及び動作については、図７の実施
例と同様である。
【００１６】次に、図１０の実施例では、スイッチング
素子Ｑ1 のオン時間に、その両端に発生するオン電圧を
検出する検出回路を設け、その検出されるオン電圧がで
きるだけ小さくなるように、放電灯Ｈの調光度合に応じ
てチョッパーから出力される直流電源電圧Ｖｄｃを制御
するものである。本実施例では、スイッチング素子Ｑ 1
の両端に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の直列回路を並列接続し、抵抗
Ｒ4 の両端にトランジスタＱ3 を並列接続している。ト
ランジスタＱ3 のベースには、スイッチング素子Ｑ1 の
ベース駆動信号を反転回路Ｇ1 により反転した電圧が抵
抗Ｒ2 を介して入力されている。スイッチング素子Ｑ1
がオンすると、反転回路Ｇ1 の出力がＬｏｗレベルとな
りトランジスタＱ3 がオフ状態となり、スイッチング素
子Ｑ1 の両端電圧Ｖｃｅが抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 に印加され
る。抵抗Ｒ4 の両端に生じる電圧がダイオードＤ3 を介
してコンデンサＣ5 に充電されて平滑される。抵抗Ｒ5
はコンデンサＣ5 を所定の時定数で放電させるために並
列接続されている。このような回路を用いることによ
り、図２に示したような制御を行うことができ、スイッ
チング素子Ｑ1 のストレスや電力損失を放電灯Ｈの調光
度合によらず、低減することができる。なお、本実施例
では、電源回路として、昇降圧チョッパー回路を用いて
いるが、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を電
源回路に用いた場合にも、本実施例と同様に、スイッチ
ング素子Ｑ1 のオン電圧を検出してチョッパーから出力
される直流電源電圧Ｖｄｃを減らす方向に制御すれば、
同様の効果を得ることができる。
素子Ｑ1 のオン時間に、その両端に発生するオン電圧を
検出する検出回路を設け、その検出されるオン電圧がで
きるだけ小さくなるように、放電灯Ｈの調光度合に応じ
てチョッパーから出力される直流電源電圧Ｖｄｃを制御
するものである。本実施例では、スイッチング素子Ｑ 1
の両端に抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の直列回路を並列接続し、抵抗
Ｒ4 の両端にトランジスタＱ3 を並列接続している。ト
ランジスタＱ3 のベースには、スイッチング素子Ｑ1 の
ベース駆動信号を反転回路Ｇ1 により反転した電圧が抵
抗Ｒ2 を介して入力されている。スイッチング素子Ｑ1
がオンすると、反転回路Ｇ1 の出力がＬｏｗレベルとな
りトランジスタＱ3 がオフ状態となり、スイッチング素
子Ｑ1 の両端電圧Ｖｃｅが抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 に印加され
る。抵抗Ｒ4 の両端に生じる電圧がダイオードＤ3 を介
してコンデンサＣ5 に充電されて平滑される。抵抗Ｒ5
はコンデンサＣ5 を所定の時定数で放電させるために並
列接続されている。このような回路を用いることによ
り、図２に示したような制御を行うことができ、スイッ
チング素子Ｑ1 のストレスや電力損失を放電灯Ｈの調光
度合によらず、低減することができる。なお、本実施例
では、電源回路として、昇降圧チョッパー回路を用いて
いるが、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を電
源回路に用いた場合にも、本実施例と同様に、スイッチ
ング素子Ｑ1 のオン電圧を検出してチョッパーから出力
される直流電源電圧Ｖｄｃを減らす方向に制御すれば、
同様の効果を得ることができる。
【００１７】さらに、図１１の実施例では、正特性サー
ミスタＰＴＣのような熱反応抵抗素子を用いてスイッチ
ング素子Ｑ1 の温度を検出している。スイッチング素子
Ｑ1の温度が上昇すると、チョッパー回路から出力され
る直流電源電圧Ｖｄｃが低下するように制御を行うこと
により、調光によるスイッチング素子Ｑ1 のストレスや
電力損失を低減することが可能となる。正特性サーミス
タＰＴＣは抵抗Ｒ6 を介してダイオードブリッジＤＢの
整流出力端子に接続されており、スイッチング素子Ｑ1
の温度を検出できるような位置に配置されている。スイ
ッチング素子Ｑ 1 の温度が上昇すると、正特性サーミス
タＰＴＣの抵抗値が上昇するので、正特性サーミスタＰ
ＴＣの両端電圧が上昇する。この電圧をコンデンサＣ6
により安定化して、その電圧レベルを検出部Ｋにより検
出することにより、スイッチング素子Ｑ1 の温度に応じ
て増減する電圧信号が得られる。この電圧信号に基づい
て、制御回路Ｓ0 により昇降圧チョッパー回路のスイッ
チング素子Ｑ0 を制御して、インバータ回路のスイッチ
ング素子Ｑ1 の温度が上昇したときには、チョッパー回
路から出力される直流電源電圧Ｖｄｃを低下させること
により、スイッチング素子Ｑ1 に加わるストレスや電力
損失を低減することができる。なお、本実施例において
も、電源回路として、昇降圧チョッパー回路の代わり
に、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を用いて
も良いことは上記各実施例と同様である。
ミスタＰＴＣのような熱反応抵抗素子を用いてスイッチ
ング素子Ｑ1 の温度を検出している。スイッチング素子
Ｑ1の温度が上昇すると、チョッパー回路から出力され
る直流電源電圧Ｖｄｃが低下するように制御を行うこと
により、調光によるスイッチング素子Ｑ1 のストレスや
電力損失を低減することが可能となる。正特性サーミス
タＰＴＣは抵抗Ｒ6 を介してダイオードブリッジＤＢの
整流出力端子に接続されており、スイッチング素子Ｑ1
の温度を検出できるような位置に配置されている。スイ
ッチング素子Ｑ 1 の温度が上昇すると、正特性サーミス
タＰＴＣの抵抗値が上昇するので、正特性サーミスタＰ
ＴＣの両端電圧が上昇する。この電圧をコンデンサＣ6
により安定化して、その電圧レベルを検出部Ｋにより検
出することにより、スイッチング素子Ｑ1 の温度に応じ
て増減する電圧信号が得られる。この電圧信号に基づい
て、制御回路Ｓ0 により昇降圧チョッパー回路のスイッ
チング素子Ｑ0 を制御して、インバータ回路のスイッチ
ング素子Ｑ1 の温度が上昇したときには、チョッパー回
路から出力される直流電源電圧Ｖｄｃを低下させること
により、スイッチング素子Ｑ1 に加わるストレスや電力
損失を低減することができる。なお、本実施例において
も、電源回路として、昇降圧チョッパー回路の代わり
に、昇圧チョッパー回路や降圧チョッパー回路を用いて
も良いことは上記各実施例と同様である。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、商用電源を整流平滑し
た直流電圧をスイッチング素子により高周波電源に変換
して放電灯に印加し、前記スイッチング素子を放電灯の
バラストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯
装置において、調光制御を行う場合に、調光度合に応じ
たランプ電圧の変化にあわせて、高周波電源に変換され
る直流電源電圧のレベルを変化させることにより、スイ
ッチング素子のオン電圧を低減させることができ、それ
により、スイッチング素子のストレスや電力損失を低減
させることができるという効果がある。
た直流電圧をスイッチング素子により高周波電源に変換
して放電灯に印加し、前記スイッチング素子を放電灯の
バラストとして用いる半導体バラスト方式の放電灯点灯
装置において、調光制御を行う場合に、調光度合に応じ
たランプ電圧の変化にあわせて、高周波電源に変換され
る直流電源電圧のレベルを変化させることにより、スイ
ッチング素子のオン電圧を低減させることができ、それ
により、スイッチング素子のストレスや電力損失を低減
させることができるという効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の動作説明図である。
【図３】従来例における全点灯時の動作波形図である。
【図４】従来例における調光点灯時の動作波形図であ
る。
る。
【図５】本発明における全点灯時の動作波形図である。
【図６】本発明における調光点灯時の動作波形図であ
る。
る。
【図７】本発明の第１実施例の回路図である。
【図８】本発明の第２実施例の回路図である。
【図９】本発明の第３実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第４実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第５実施例の回路図である。
【図１２】第１の従来例の回路図である。
【図１３】第２の従来例の回路図である。
【図１４】第３の従来例の回路図である。
【図１５】第４の従来例の回路図である。
【図１６】第４の従来例に用いるリーケージトランスの
等価回路図である。
等価回路図である。
【図１７】第５の従来例の回路図である。
【図１８】第５の従来例の動作説明図である。
ＡＣ 交流電源 Ｐｗ 電源回路 Ｑ1 スイッチング素子 Ｓ1 第１の制御回路 Ｓ0 第２の制御回路 Ｈ 放電灯 Ｔ リーケージトランス
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を整流平滑して直流電圧に変
換する電源回路と、前記直流電圧を高周波電源に変換す
るスイッチング回路と、前記高周波電源により給電され
る放電灯を含む負荷回路とを備え、放電灯を安定点灯さ
せるためのバラストとして前記スイッチング回路のスイ
ッチング素子にオン電圧を分担させた放電灯点灯装置に
おいて、前記スイッチング回路は調光度合いを可変とす
る第１の制御回路を備えており、前記電源回路は調光度
合いに応じて変化するランプ電圧と略等しくなる方向に
直流電圧レベルを変化させる第２の制御回路を備えてい
ることを特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16792292A JPH0613188A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16792292A JPH0613188A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0613188A true JPH0613188A (ja) | 1994-01-21 |
Family
ID=15858549
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16792292A Pending JPH0613188A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0613188A (ja) |
-
1992
- 1992-06-25 JP JP16792292A patent/JPH0613188A/ja active Pending
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