JP2693685B2 - Torque control system - Google Patents
Torque control systemInfo
- Publication number
- JP2693685B2 JP2693685B2 JP4094379A JP9437992A JP2693685B2 JP 2693685 B2 JP2693685 B2 JP 2693685B2 JP 4094379 A JP4094379 A JP 4094379A JP 9437992 A JP9437992 A JP 9437992A JP 2693685 B2 JP2693685 B2 JP 2693685B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- torque
- control means
- magnetic flux
- torque control
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はPWMインバータによる
誘導電動機のトルク制御の特性改善に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to improvement of torque control characteristics of an induction motor using a PWM inverter.
【0002】[0002]
【従来の技術】PWMインバータによる誘導電動機の高
速応答トルク制御については、既に、例えば特開昭61-2
03869 号公報「PWMインバータの制御方式」に開示さ
れている。2. Description of the Related Art A high-speed response torque control of an induction motor using a PWM inverter has already been disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 61-2
It is disclosed in JP-A No. 03869, "Control system of PWM inverter".
【0003】図2は前記公開特許公報に記載されたもの
と略同等な制御方式で,この図を用いて従来方式を説明
する。FIG. 2 shows a control system substantially equivalent to that disclosed in the above-mentioned Japanese Patent Laid-Open Publication, and a conventional system will be described with reference to this figure.
【0004】整流回路1は、商用三相交流を整流し,一
定電圧の直流電圧Vd を発生する。1a はフィルタ・コ
ンデンサであり、単独またはフィルタ・リアクトルと組
合せて整流に伴う電圧脈動を平滑する。電圧形インバー
タ2は三相誘導電動機3に電力を供給する。破線で囲わ
れたブロック4は瞬時磁束・トルク演算手段を表し、三
相誘導電動機3に入力される瞬時電圧、電流ベクトル
“v1",“i1"(ここで“ ”はベクトルを表すものと
する)より一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"及び瞬時トルク
Tを演算する。The rectifier circuit 1 rectifies commercial three-phase alternating current and generates a constant direct-current voltage V d . Reference numeral 1a is a filter capacitor, which is used alone or in combination with a filter reactor to smooth the voltage pulsation due to rectification. The voltage source inverter 2 supplies electric power to the three-phase induction motor 3. A block 4 surrounded by a broken line represents an instantaneous magnetic flux / torque calculating means, which is an instantaneous voltage and current vector “v 1 ”, “i 1 ” (where “” represents a vector) input to the three-phase induction motor 3. Then, the primary interlinkage magnetic flux vector “ψ 1 ” and the instantaneous torque T are calculated.
【0005】ベクトル“v1",“i1"は誘導電動機3の
各相瞬時電圧(vu , vv 、vw )及び瞬時電流
(iu ,iv ,iw )を図示してない検出器により検出
し、式(1)及び(2) により静止dq座標系に変換したも
のである。v1d、v1qはそれぞれd及びq成分である。The vectors "v 1 " and "i 1 " do not show the instantaneous voltage (v u , v v , v w ) and the instantaneous current ( iu , iv , i w ) of each phase of the induction motor 3. It is detected by the detector and converted into the stationary dq coordinate system by the equations (1) and (2). v 1d and v 1q are d and q components, respectively.
【数1】 v1d=(2/3)1/2(vu −vv /2−vw 2 ) (1) v1q=(3/2)1/2(vu −vw ) (2) ベクトル“i1"の成分i1d,i1qも式(1) ,(2) と同様
の式で変換される。## EQU1 ## v 1d = (2/3) 1/2 (v u −v v / 2 −v w 2) (1) v 1q = (3/2) 1/2 (v u −v w ) ( 2) The components i 1d and i 1q of the vector “i 1 ” are also converted by the same formulas as the formulas (1) and (2).
【0006】さて破線ブロック4内部のブロック41、42
は式(1) 、(2) で示した三相/二相変換を表し、43, 44
はR1 乗算ブロックである。Now, the blocks 41 and 42 inside the broken line block 4
Is the three-phase / two-phase conversion expressed by equations (1) and (2),
Is the R 1 multiplication block.
【0007】一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"の成分ψ1d、
ψ1qは式(3) 、(4) で示されるように、ブロック45、46
で演算される。The component ψ 1d of the primary flux linkage vector “ψ 1 ”,
ψ 1q is represented by blocks 45 and 46 as shown in equations (3) and (4).
Is calculated by
【数2】 ψ1d=∫(v1d−R1 i1d)dt (3) ψ1q=∫(v1q−R1 i1q)dt (4) ## EQU2 ## ψ 1d = ∫ (v 1d −R 1 i 1d ) dt (3) ψ 1q = ∫ (v 1q −R 1 i 1q ) dt (4)
【0008】ブロック47は式(5) で示される演算により
磁束の大きさを求める。The block 47 determines the magnitude of the magnetic flux by the calculation represented by the equation (5).
【数3】 |ψ|=(ψ1d 2 +ψ1q 2 )1/2 (5) [Equation 3] | ψ | = (ψ 1d 2 + ψ 1q 2 ) 1/2 (5)
【0009】ブロック48,49は乗算を示し、加算点410
に式(6) で演算されるトルクが求められる。Blocks 48 and 49 represent multiplication and summing point 410
Then, the torque calculated by equation (6) is obtained.
【数4】 T=ψ1di1q−ψ1qi1d (6) ## EQU4 ## T = ψ 1d i 1q −ψ 1q i 1d (6)
【0010】61,62はそれぞれ与えられた磁束指令,ト
ルク指令と、前記の式(5), (6)による磁束演算値,トル
ク演算値との偏差を求める演算点である。Reference numerals 61 and 62 are calculation points for obtaining deviations between the magnetic flux command and the torque command given respectively and the magnetic flux calculation value and the torque calculation value by the above equations (5) and (6).
【0011】破線で囲われたブロック5は演算点61、62
の偏差信号が常に所定のしきい値を越えないように、イ
ンバータ2のスイッチング状態を決定する瞬時トルク制
御手段で、2つのヒステリシス・コンパレータ手段51,
52と、磁束角判別手段53と、順にこれらの出力状態信号
Fφ、Fτ、Fθからトルク応答を最適化したインバー
タ2のスイッチング・テーブル54等から構成される。ブ
ロック5の動作原理は前記公開特許公報に詳述されてい
るので省略する。The block 5 surrounded by a broken line has calculation points 61 and 62.
In order to prevent the deviation signal of (2) from exceeding a predetermined threshold value at all times, the instantaneous torque control means for determining the switching state of the inverter 2 has two hysteresis comparator means 51,
52, a magnetic flux angle discriminating means 53, and a switching table 54 of the inverter 2 in which the torque response is optimized from these output state signals Fφ, Fτ, Fθ in order. The operating principle of the block 5 has been described in detail in the above-mentioned Japanese Patent Laid-Open Publication No.
【0012】[0012]
【発明が解決しようとする課題】このような瞬時トルク
制御方式は過渡応答が速いが、演算処理、スイッチング
素子等に遅れがあると制御結果に行き過ぎを生じ、その
結果過大の修正動作が行われ、定常トルクにランダム性
のリップルを含むに至る。特に制御系がマイクロプロセ
ッサ等によるソフトウェア制御の場合にはサンプル時間
が実質的な遅れとなり、定常トルクリップルは無視でき
ないレベルに達することがある。Such an instantaneous torque control system has a fast transient response, but if there is a delay in the arithmetic processing, switching element, etc., the control result will be overkill, resulting in an excessive correction operation. , Random ripple is included in steady torque. In particular, when the control system is software control by a microprocessor or the like, the sample time is substantially delayed, and the steady torque ripple may reach a level that cannot be ignored.
【0013】上記定常トルクリップルを低減するために
は、トルクの平均値制御をキャリアによるPWM制御と
組み合わせて行うことが有効である。キャリアを用いた
PWM制御はインバータ出力波形の再現性が良く、制御
遅れが直ちに定常トルクリップルを発生させることはな
い。In order to reduce the above steady torque ripple, it is effective to combine the torque average value control with the PWM control by the carrier. The PWM control using the carrier has a good reproducibility of the output waveform of the inverter, and the control delay does not cause a steady torque ripple immediately.
【0014】図3を用いてトルクの平均値制御をキャリ
アによるPWM制御と組合せた従来の一例を説明する。
ただし図2と同一の機能を持つブロックは同一番号符号
で示しその説明は省略する。A conventional example in which the average value control of the torque is combined with the PWM control by the carrier will be described with reference to FIG.
However, blocks having the same functions as those in FIG. 2 are indicated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
【0015】破線で囲われたブロック7は磁束及びトル
クの平均値制御を行うブロックである。演算点61,62に
生成された磁束偏差,トルク偏差はそれぞれ磁束及びト
ルクのPI増幅手段71,72に加えられる。該増幅手段の
出力はそれぞれ磁束、トルクを設定された指令値に維持
するための電圧ベクトル指令の成分とみなされる。これ
らをそれぞれvα* ,vβ* とする。vα* ,vβ* は
一種の直流量で、磁束ベクトルと同期して回転するαβ
座標系上の変数と解釈される。また記号* は指令値を表
す。A block 7 surrounded by a broken line is a block for controlling the average value of magnetic flux and torque. The magnetic flux deviation and the torque deviation generated at the calculation points 61 and 62 are applied to the magnetic flux and torque PI amplifying means 71 and 72, respectively. The outputs of the amplifying means are regarded as the components of the voltage vector command for maintaining the magnetic flux and the torque at the set command values, respectively. Let these be vα * and vβ * , respectively. vα * , vβ * is a kind of direct current, αβ that rotates in synchronization with the magnetic flux vector
Interpreted as a variable on the coordinate system. The symbol * indicates the command value.
【0016】[0016]
【数5】vα* , vβ* を静止dq座標系に変換するに
は式(7), (8), (9) を用いる。 v1d * =vα* cos θ+vβ* sin θ (7) v1q * =vα* sin θ−vβ* cos θ (8) θ = tan-1(ψ1d/ψ1q) (9) ## EQU00005 ## Equations (7), (8), and (9) are used to convert v.alpha. * And v.beta. * Into the static dq coordinate system. v 1d * = vα * cos θ + vβ * sin θ (7) v 1q * = vα * sin θ-vβ * cos θ (8) θ = tan -1 (ψ 1d / ψ 1q ) (9)
【0017】このままではインバータへのスイッチング
信号として不都合なので,さらに式(10),(11),(12)に
より、三相系へ変換する。As it is, it is inconvenient as a switching signal to the inverter. Therefore, it is converted into a three-phase system by the equations (10), (11) and (12).
【数6】 vu * =(2/3)1/2v1d * (10) vv * =(2/3)1/2{−v1d * /2+(3)1/2v1q * /2} (11) vw * =(2/3)1/2{−v1d * /2−(3)1/2v1q * /2} (12)(6) v u * = (2/3) 1/2 v 1d * (10) v v * = (2/3) 1/2 {-v 1d * / 2 + (3) 1/2 v 1q * / 2} (11) v w * = (2/3) 1/2 {-v 1d * / 2- (3) 1/2 v 1q * / 2} (12)
【0018】ブロック73はブロック4にて演算された一
次鎖交磁束成分ψ1d、ψ1qより、式(7) 〜(12)の演算を
一括して行う。ブロック73の出力vu * ,vv * ,vw
* は瞬時値ではなく、PI増幅器により平均化されたイ
ンバータへの電圧指令とみなされる。これらの出力はキ
ャリア発生手段74の出力信号とともにブロック75のPW
M制御手段に加えられ、インバータのスイッチング信号
Su ,Sv ,Sw を生成する。A block 73 collectively calculates the equations (7) to (12) from the primary interlinkage magnetic flux components ψ 1d and ψ 1q calculated in the block 4. Outputs of block 73 v u * , v v * , v w
* Is not an instantaneous value, but is regarded as a voltage command to the inverter averaged by the PI amplifier. These outputs are the PW of the block 75 together with the output signal of the carrier generating means 74.
It is added to the M control means to generate the switching signals S u , S v , S w of the inverter.
【0019】このようなトルクの平均値制御方式は、定
常トルクリップルは小さいものの、トルク応答は遅くな
る。トルクリップルを下げるには、P(比例)ゲインを
下げて、I(積分)時間を長く設定することが有効であ
るが、トルク応答は益々遅くなる。In such a torque average value control method, the steady torque ripple is small, but the torque response is slow. To reduce the torque ripple, it is effective to reduce the P (proportional) gain and set the I (integration) time longer, but the torque response becomes slower.
【0020】本発明は上記の点に鑑み,トルク応答が速
くかつ定常トルクリップルが小さい制御方式を提供する
ことを目的とする。In view of the above points, it is an object of the present invention to provide a control system having a fast torque response and a small steady torque ripple.
【0021】[0021]
【課題を解決するための手段】図1は本発明の基本構成
を表す。図2及び図3にて説明した如く、ブロック4は
瞬時磁束・トルク演算手段、ブロック5は瞬時トルク制
御手段、ブロック7は平均トルク制御手段であり、61,
62はそれぞれ磁束及びトルクの偏差信号を生成する演算
点である。FIG. 1 shows the basic configuration of the present invention. As described with reference to FIGS. 2 and 3, the block 4 is an instantaneous magnetic flux / torque calculating means, the block 5 is an instantaneous torque controlling means, and the block 7 is an average torque controlling means.
Reference numerals 62 are calculation points for generating deviation signals of magnetic flux and torque, respectively.
【0022】ブロック8は偏差判定手段を表す。ブロッ
ク8は磁束及びトルクの偏差信号を監視し、これらの一
方または両方が所定のしきい値に達すると出力を能動レ
ベルに転ずる。Block 8 represents the deviation determining means. Block 8 monitors the flux and torque deviation signals and turns the output to an active level when either or both reach a predetermined threshold.
【0023】ブロック9は切替制御手段を表し、第一及
び第二のトルク制御手段5及び7から送出される二種類
のインバータのスイッチング信号をと、偏差判定手段4
からの信号に基づいて、前記二種類のスイッチング信号
の一方を選択し切り換える。A block 9 represents a switching control means, which includes switching signals of the two types of inverters sent from the first and second torque control means 5 and 7, and a deviation determination means 4.
One of the two types of switching signals is selected and switched based on the signal from
【0024】[0024]
【作用】過渡状態すなわちトルク、磁束の偏差が大なる
とき、偏差判定手段4の出力は能動レベルとなるため、
切り替え制御手段9は第一のトルク制御手段から送出さ
れるスイッチング信号を選択し、定常状態すなわちトル
ク、磁束の偏差が小なるときは第二のトルク制御手段か
ら送出されるスイッチング信号を選択する。In the transient state, that is, when the deviation between the torque and the magnetic flux is large, the output of the deviation determining means 4 becomes the active level,
The switching control means 9 selects the switching signal sent from the first torque control means, and selects the switching signal sent from the second torque control means when the deviation of the steady state, that is, the torque and the magnetic flux is small.
【0025】[0025]
【実施例】図4は本発明の一実施例で、偏差判定手段と
してはトルク偏差のみに着目した場合、また第一及び第
二トルク制御手段の出力スイッチング信号を切り換える
とき、両信号の一致判定を条件として実行するものであ
り、ブロック91は一致判定手段を表す。一致判定を行っ
ているため、切り替えに伴う電流、トルク等のショック
を抑制したスムーズな切り替えを行うことができる。FIG. 4 shows an embodiment of the present invention. When only the torque deviation is used as the deviation judgment means, and when the output switching signals of the first and second torque control means are switched, the coincidence judgment of both signals is judged. Is executed as a condition, and the block 91 represents a match determining means. Since the coincidence determination is performed, it is possible to perform smooth switching while suppressing a shock such as a current and a torque associated with the switching.
【0026】図5は本発明の構成要素の一つである瞬時
磁束・トルク演算手段の別の例を示すもので、位置セン
サの信号または速度センサの信号を積分したもの用いて
磁束及びトルクの瞬時値を演算するものである。一次鎖
交磁束ベクトル“ψ1"の成分ψ1d,ψ1qは式(13)〜(17)
を用いて求められる。即ち、一次電流ベクトル“i1"を
電動機回転子と同期して回転するdm qm 座標系に変換
しこれを“i1m”とすると、その成分i1dm ,i
1qm は、位置センサの出力をθm としてFIG. 5 shows another example of the instantaneous magnetic flux / torque calculating means which is one of the constituent elements of the present invention. The integrated magnetic flux / torque signal is used to calculate the magnetic flux and torque. It calculates an instantaneous value. The components ψ 1d and ψ 1q of the primary flux linkage vector “ψ 1 ” are expressed by Eqs. (13) to (17)
Is determined using That is, if the primary current vector “i 1 ” is converted into a d m q m coordinate system that rotates in synchronization with the motor rotor and this is designated as “i 1m ”, its components i 1dm , i
1qm is the output of the position sensor is θ m
【数7】 i1dm =i1dcos θm +i1qsin θm (13) i1qm =i1dsin θm −i1qcos θm (14) dm qm 座標系における一次鎖交磁束ベクトル“ψ1m”
は “ψ1m”=L1 {(1+T12s )/(1+T2 s )}“i1m” (15) ただし T12=(L1 L2 −M2 )/L1 R2 T2 =L2 /R2 L1 :電動機一次インダクタンス L2 :電動機二次インダクタンス M :電動機相互インダクタンス R2 :電動機二次抵抗( 1 ) i 1dm = i 1d cos θ m + i 1q sin θ m (13) i 1 q m = i 1d sin θ m −i 1q cos θ m (14) d m q m Primary flux linkage in the coordinate system Vector “ψ 1m ”
Is “ψ 1m ” = L 1 {(1 + T 12 s) / (1 + T 2 s)} “i 1m ” (15) where T 12 = (L 1 L 2 −M 2 ) / L 1 R 2 T 2 = L 2 / R2 L 1: the motor primary inductance L 2: the motor secondary inductance M: motor mutual inductance R 2: motor secondary resistance
【0027】静止dq座標系における磁束ベクトル“ψ
1"は式(15)より求められる“ψ1m”の成分ψ1dm ,ψ
1qm を用いてThe magnetic flux vector "ψ" in the stationary dq coordinate system
“ 1 ” is the component ψ 1dm and ψ of “ψ 1m ” obtained from Eq. (15).
With 1qm
【数8】 ψ1d=ψ1dm cos θm −ψ1qm sin θm (16) ψ1q=ψ1dm sin θm +ψ1qm cos θm (17)Equation 8] ψ 1d = ψ 1dm cos θ m -ψ 1qm sin θ m (16) ψ 1q = ψ 1dm sin θ m + ψ 1qm cos θ m (17)
【0028】図5において31は位置センサ、10は前記の
位置センサを用いる一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"を演算
し、これを用いてトルクTを演算するブロックで、101
は式(13)、(14)の座標変換を行うブロック、102 は式(1
5)の演算を行うブロック、また103 は式(16)、(17)の逆
変換を行うブロックである。その他のブロックは図2と
同一である。In FIG. 5, 31 is a position sensor, 10 is a block for calculating the primary interlinkage magnetic flux vector "ψ 1 " using the position sensor, and calculating the torque T using this 101
Is the block that performs coordinate transformation of equations (13) and (14), and 102 is the equation (1
A block for performing the calculation of 5) and a block 103 for performing the inverse transformation of the equations (16) and (17). The other blocks are the same as in FIG.
【0029】このように図2におけるブロック5、7は
図2と同一の演算方法に限定されるものでなく、それぞ
れ瞬時トルク制御、平均トルク制御を行うことができる
ものならばよい。As described above, the blocks 5 and 7 in FIG. 2 are not limited to the same calculation method as in FIG. 2, but may be any blocks capable of performing the instantaneous torque control and the average torque control, respectively.
【0030】[0030]
【発明の効果】トルク,磁束の偏差信号の大きさを判定
し,偏差信号が大すなわち速い応答が要求される過渡状
態では瞬時磁束・トルク制御方式を、また偏差信号が小
すなわち低いトルクリップルが要求される定常状態では
平均磁束・トルク制御方式を用い、しかも二系統の方式
の信号を切り換えるときには両信号が一致するタイミン
グで実行することにより、切り替えに伴うショックを抑
制し、過渡、定常特性とも優れたトルク制御を構成する
ことができる。The magnitude of the deviation signal of the torque and the magnetic flux is judged, and in the transient state where the deviation signal is large, that is, a fast response is required, the instantaneous magnetic flux / torque control method is used, and when the deviation signal is small, that is, the torque ripple is small. In the required steady state, the average magnetic flux / torque control method is used, and when switching the signals of the two systems, by executing at the timing when both signals match, the shock accompanying switching is suppressed, and both transient and steady characteristics are Excellent torque control can be configured.
【図1】本発明によるトルク制御方式の基本構成を示す
ブロック線図である。FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a torque control system according to the present invention.
【図2】従来技術に基づく高速応答の瞬時磁束・トルク
制御方式を示すブロック線図である。FIG. 2 is a block diagram showing a high-speed response instantaneous magnetic flux / torque control method based on a conventional technique.
【図3】従来技術に基づく低トルクリップルの平均磁束
・トルク制御方式を示すブロック線図である。FIG. 3 is a block diagram showing a low torque ripple average magnetic flux / torque control method based on the prior art.
【図4】本発明によるトルク制御方式の一実施例を示す
ブロック線図である。FIG. 4 is a block diagram showing an embodiment of a torque control system according to the present invention.
【図5】別な瞬時磁束・トルク制御方式を示すブロック
線図である。FIG. 5 is a block diagram showing another instantaneous magnetic flux / torque control method.
1 整流回路 1a はフィルタ・コンデンサ 2 電圧形インバータ 3 三相誘導電動機 31 位置センサ 4 瞬時磁束・トルク演算手段 41,42 三相/二相変換を表すブロック 43, 44 R1 乗算ブロック 45,46 一次鎖交磁束ベクトル成分ψ1d、ψ1q演算ブロ
ック 47 磁束の大きさを求めるブロック 48,49 乗算ブロック 410 加算点 5 瞬時トルク制御手段 51,52 ヒステリシス・コンパレータ手段 53 磁束角判別手段 61,62 演算点 7 平均トルク制御手段 71,72 PI増幅手段 73 電圧指令演算手段 74 キャリア発生手段 75 PWM制御手段 8 偏差判定手段 9 切替制御手段 91 一致判定手段 10 位置センサを用いる瞬時磁束・トルク演算手段1 Rectifier circuit 1a is a filter / capacitor 2 Voltage source inverter 3 Three-phase induction motor 31 Position sensor 4 Instantaneous magnetic flux / torque calculation means 41, 42 Block representing three-phase / two-phase conversion 43, 44 R 1 multiplication block 45, 46 Primary Interlinking magnetic flux vector components ψ 1d , ψ 1q calculation block 47 Block for calculating the magnitude of magnetic flux 48, 49 Multiplication block 410 Addition point 5 Instantaneous torque control means 51, 52 Hysteresis comparator means 53 Magnetic flux angle determination means 61, 62 Calculation points 7 average torque control means 71, 72 PI amplification means 73 voltage command calculation means 74 carrier generation means 75 PWM control means 8 deviation determination means 9 switching control means 91 coincidence determination means 10 instantaneous magnetic flux / torque calculation means using a position sensor
Claims (2)
ルクの瞬時値を演算する瞬時磁束・トルク演算手段と、
該演算磁束及びトルクと与えられた磁束及びトルク指令
との偏差を常に所定のしきい値以内に保持するようにイ
ンバータの出力スイッチング状態を瞬時に更新する第一
のトルク制御手段と、前記磁束及びトルクそれぞれの偏
差増幅信号により磁束及びトルク成分電圧ベクトル指令
を得、キャリアとの比較によりインバータのスイッチン
グ状態を決定する第二のトルク制御手段と、状況に応じ
て第一及び第二のトルク制御手段を切り換える切換制御
手段とを具えるとともに、磁束及びトルクそれぞれの偏
差信号の大きさが設定された許容値を越えたとき出力を
能動レベルに反転する偏差判定手段を備え、該出力が能
動レベルのときは第一制御手段に切り換え、然らざると
きは第二トルク制御手段に切り換えることを特徴とする
誘導電動機のトルク制御方式。1. An instantaneous magnetic flux / torque calculating means for calculating an instantaneous value of a magnetic flux and torque of a motor from voltage and current signals,
First torque control means for instantaneously updating the output switching state of the inverter so as to always keep the deviation between the calculated magnetic flux and torque and the given magnetic flux and torque command within a predetermined threshold value; Second torque control means for obtaining the magnetic flux and torque component voltage vector commands from the respective deviation amplification signals of the torques and determining the switching state of the inverter by comparison with the carrier, and first and second torque control means depending on the situation. And a deviation determining means for inverting the output to an active level when the magnitudes of the deviation signals of the magnetic flux and the torque exceed the set allowable values, and the output of the active level The torque of the induction motor is switched to the first control means when it is not, and to the second torque control means when it is not. Control system.
状態と第二トルク制御手段の出力状態とが一致したとき
出力を能動レベルに反転する一致反転手段を備え、該一
致判定手段出力が能動レベルに達したとき、第一トルク
制御手段から第二トルク制御手段へ、もしくは第二トル
ク制御手段から第一トルク制御手段へ切り換えを実行す
ることを特徴とする請求項1記載のトルク制御方式。2. A coincidence inverting means for inverting the output to an active level when the output switching state of the first torque control means and the output state of the second torque control means coincide with each other, and the coincidence determining means output becomes an active level. 2. The torque control method according to claim 1, wherein when it is reached, switching is performed from the first torque control means to the second torque control means or from the second torque control means to the first torque control means.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4094379A JP2693685B2 (en) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | Torque control system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4094379A JP2693685B2 (en) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | Torque control system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05292778A JPH05292778A (en) | 1993-11-05 |
JP2693685B2 true JP2693685B2 (en) | 1997-12-24 |
Family
ID=14108685
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4094379A Expired - Fee Related JP2693685B2 (en) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | Torque control system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2693685B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100442494B1 (en) * | 2002-02-26 | 2004-07-30 | 엘지산전 주식회사 | Control method and controller for torque of inverter |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH082197B2 (en) * | 1986-09-25 | 1996-01-10 | 株式会社東芝 | Induction motor torque control method |
JPS63186579A (en) * | 1987-01-26 | 1988-08-02 | Daikin Ind Ltd | Drive controller for induction motor |
-
1992
- 1992-04-14 JP JP4094379A patent/JP2693685B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05292778A (en) | 1993-11-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4767976A (en) | Control system for PWM inverter | |
KR100666812B1 (en) | Motor control apparatus | |
JP3396440B2 (en) | Control device for synchronous motor | |
US4800327A (en) | Three-phase induction motor control method | |
US7106017B2 (en) | Motor control device | |
EP1035645B1 (en) | Control device of induction motor | |
JPH0984400A (en) | Method for controlling current of servomotor | |
JPH11299297A (en) | Controller for permanent magnet synchronous motor | |
JP2693685B2 (en) | Torque control system | |
JPH0783599B2 (en) | Control method of circulating current type cycloconverter | |
JP3635887B2 (en) | Torque boost method for inverter device | |
JP3509935B2 (en) | Control device for voltage source PWM converter | |
JP2003111428A (en) | Inverter controlled engine generator | |
JPH07107744A (en) | Power converter | |
JP3752804B2 (en) | AC machine control device | |
JP3312178B2 (en) | Control device for self-excited inverter | |
JP3408961B2 (en) | Power converter | |
JPS5819169A (en) | Controlling method for pwm control converter | |
JPH0375893B2 (en) | ||
JPH03135389A (en) | Method and device for controlling voltage type inverter | |
JP2771948B2 (en) | Power converter control device | |
JPH07143800A (en) | Vector control method and system for induction motor | |
JP3164748B2 (en) | Induction motor control device | |
JP3483769B2 (en) | Cycloconverter control device | |
JP2635646B2 (en) | Power converter |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070905 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080905 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080905 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090905 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090905 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100905 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110905 Year of fee payment: 14 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |