JPH06101664B2 - 再生波形等化回路 - Google Patents
再生波形等化回路Info
- Publication number
- JPH06101664B2 JPH06101664B2 JP62205011A JP20501187A JPH06101664B2 JP H06101664 B2 JPH06101664 B2 JP H06101664B2 JP 62205011 A JP62205011 A JP 62205011A JP 20501187 A JP20501187 A JP 20501187A JP H06101664 B2 JPH06101664 B2 JP H06101664B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- input
- reproduced
- network
- waveform equalization
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/027—Analogue recording
- G11B5/035—Equalising
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、磁性記録媒体に記録したデジタル信号を再生
する例えばR-DATのような磁気再生装置における再生波
形等化回路に関するものである。
する例えばR-DATのような磁気再生装置における再生波
形等化回路に関するものである。
磁気再生に使用される再生ヘッドは微分再生を行ってい
る関係で理論的には＋6dB/オクターブの出力電圧特性を
もっているはずであるが、実際には、損失などの各種の
要因で高域が減衰するようになっている。このため、上
述のような再生ヘッドの出力電圧特性を考慮して再生信
号レベルを補正し、記録信号波形を忠実に再現する再生
波形等化回路が使用されている。
る関係で理論的には＋6dB/オクターブの出力電圧特性を
もっているはずであるが、実際には、損失などの各種の
要因で高域が減衰するようになっている。このため、上
述のような再生ヘッドの出力電圧特性を考慮して再生信
号レベルを補正し、記録信号波形を忠実に再現する再生
波形等化回路が使用されている。
従来この種の再生波形等化回路として、第６図に示すよ
うな回路が使用されていた。図において、１は再生ヘッ
ド（図示せず）によって微分再生され増幅された信号ei
が入力される入力端子、２は所定の波形等化を行った後
の信号eoを出力する出力端子、３は利得A0で、信号eip
が入力される正転入力と、信号einが入力される反転入
力と、信号eopを出力する正転出力と、信号eonを出力す
る反転出力とを有する増幅器である。C1〜C3とR1〜R3は
所定の伝達特性を実現するのに必要なコンデンサ、抵抗
である。
うな回路が使用されていた。図において、１は再生ヘッ
ド（図示せず）によって微分再生され増幅された信号ei
が入力される入力端子、２は所定の波形等化を行った後
の信号eoを出力する出力端子、３は利得A0で、信号eip
が入力される正転入力と、信号einが入力される反転入
力と、信号eopを出力する正転出力と、信号eonを出力す
る反転出力とを有する増幅器である。C1〜C3とR1〜R3は
所定の伝達特性を実現するのに必要なコンデンサ、抵抗
である。
第６図において、今、 なる伝達関数Ｇ（ｓ），G1（ｓ）〜G4（ｓ）を定める
と、 G3（ｓ）＝A0｛G1（ｓ）−G2（ｓ）｝ …（８） が得られる。また、 G4（ｓ）＝−G3（ｓ） …（10） なる式が得られ、式（11）に式（９），（10）を代入す
ると、 なる式が得られる。式（12）の伝達関数の第１項,2項を
それぞれ とおくと、F1（ｓ）は所定の利得特性を実現する機能を
もち、F2（ｓ）は振幅を変えずに位相特性のみをコント
ロールする機能をもつ。
と、 G3（ｓ）＝A0｛G1（ｓ）−G2（ｓ）｝ …（８） が得られる。また、 G4（ｓ）＝−G3（ｓ） …（10） なる式が得られ、式（11）に式（９），（10）を代入す
ると、 なる式が得られる。式（12）の伝達関数の第１項,2項を
それぞれ とおくと、F1（ｓ）は所定の利得特性を実現する機能を
もち、F2（ｓ）は振幅を変えずに位相特性のみをコント
ロールする機能をもつ。
図示回路中のコンデンサC1〜C3，抵抗R1〜R3の定数と増
幅器３の利得A0とを A0＝１ …（18） となるように設定すると、周波数に対する利得特性及び
位相特性は第７図に実線及び破線でそれぞれ示すように
なる。
幅器３の利得A0とを A0＝１ …（18） となるように設定すると、周波数に対する利得特性及び
位相特性は第７図に実線及び破線でそれぞれ示すように
なる。
上述した従来の回路では、周波数対利得特性は第７図に
示すようにfc1以下の領域では略0dB、fc1から の領域では略−6dB/OCTで下降して で最低となる。そして、 からfc2の領域では＋6dB/OCTで上昇し、fc2以上の領域
では略0dBとなる。上述した特性を決定する要素はfc1と
fc2のみであり、周波数対利得特性を設定する自由度が
小さい。このため、この回路を適用したR-DATの再生波
形等化回路の場合、再生デジタル信号のエラーレートが
最小になるように特性を最適化することが難しいという
欠点があった。
示すようにfc1以下の領域では略0dB、fc1から の領域では略−6dB/OCTで下降して で最低となる。そして、 からfc2の領域では＋6dB/OCTで上昇し、fc2以上の領域
では略0dBとなる。上述した特性を決定する要素はfc1と
fc2のみであり、周波数対利得特性を設定する自由度が
小さい。このため、この回路を適用したR-DATの再生波
形等化回路の場合、再生デジタル信号のエラーレートが
最小になるように特性を最適化することが難しいという
欠点があった。
また、R-DATのような装置に使用する再生波形等化回路
の場合、再生デジタル信号の無歪伝送を可能にするため
には、伝送路は第８図に示すように斜線部ＡおよびＢが
点対称であるような伝達特性を有することが条件となっ
ている。このため、再生波形等化回路の周波数対利得特
性としては、例えば再生ヘッドの特性に応じて種々に変
えられ必要な値にセットできなければならない。しか
し、第６図について上述した回路では、高域の利得特性
が低域と同じ0dBに固定されているため、高域を0dB以外
の値に変えなければならない場合には、図示の回路の後
段に高域の特性を変えることができるローパスフィルタ
を直列に接続してやることが必要になり、回路構成が複
雑になるなどの問題点もあった。
の場合、再生デジタル信号の無歪伝送を可能にするため
には、伝送路は第８図に示すように斜線部ＡおよびＢが
点対称であるような伝達特性を有することが条件となっ
ている。このため、再生波形等化回路の周波数対利得特
性としては、例えば再生ヘッドの特性に応じて種々に変
えられ必要な値にセットできなければならない。しか
し、第６図について上述した回路では、高域の利得特性
が低域と同じ0dBに固定されているため、高域を0dB以外
の値に変えなければならない場合には、図示の回路の後
段に高域の特性を変えることができるローパスフィルタ
を直列に接続してやることが必要になり、回路構成が複
雑になるなどの問題点もあった。
本発明は上述したような問題点を解決するためになされ
たもので、周波数対利得特性の設定の自由度を回路構成
を複雑にすることなく上げることができるようにして再
生デジタル信号の波形等化に必要な特性の最適化をし易
くした再生等化回路を提供することを目的としている。
たもので、周波数対利得特性の設定の自由度を回路構成
を複雑にすることなく上げることができるようにして再
生デジタル信号の波形等化に必要な特性の最適化をし易
くした再生等化回路を提供することを目的としている。
上記目的を達成するため本発明によりなされた再生波形
等化回路は、正転入力及び反転入力を有する増幅器の一
方に、４つの角周波数により規定された伝達関数で表わ
される伝達特性を有する第１の回路網を介し、他方の入
力に定数からなる伝達関数で表わされる伝達特性を有す
る第２の回路網を介して再生デジタル信号をそれぞれ入
力し、出力に波形等化した再生デジタル信号を得るよう
にしている。よって、回路構成が簡単になると共に、回
路網の構成素子の定数の変更によって４つの角周波数を
変化させることができるようになり、特性設定の自由度
が高められ、波形等化に必要な特性の最適化がし易くな
っている。
等化回路は、正転入力及び反転入力を有する増幅器の一
方に、４つの角周波数により規定された伝達関数で表わ
される伝達特性を有する第１の回路網を介し、他方の入
力に定数からなる伝達関数で表わされる伝達特性を有す
る第２の回路網を介して再生デジタル信号をそれぞれ入
力し、出力に波形等化した再生デジタル信号を得るよう
にしている。よって、回路構成が簡単になると共に、回
路網の構成素子の定数の変更によって４つの角周波数を
変化させることができるようになり、特性設定の自由度
が高められ、波形等化に必要な特性の最適化がし易くな
っている。
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。
第１図は第１の実施例を示す回路図であり、図におい
て、11は信号eiが入力される入力端子、12は信号eoを出
力する出力端子、13は利得A1で、信号eipが入力される
正転入力と信号einが入力される反転入力とを有する差
動増幅器である。
て、11は信号eiが入力される入力端子、12は信号eoを出
力する出力端子、13は利得A1で、信号eipが入力される
正転入力と信号einが入力される反転入力とを有する差
動増幅器である。
14は入力端子11と差動増幅器13の反転入力との間に挿入
された伝達関数H1（ｓ）を有する第１の回路網であり、
これは受動素子であるコンデンサC10，C11と抵抗R10，R
11とから構成されている。具体的には、コンデンサC10
とコンデンサC11及び抵抗R11の並列回路とが入力端子11
と差動増幅器13の反転入力との間に直列に接続されると
共に、抵抗R10が差動増幅器13の反転入力とアース間に
接続されている。
された伝達関数H1（ｓ）を有する第１の回路網であり、
これは受動素子であるコンデンサC10，C11と抵抗R10，R
11とから構成されている。具体的には、コンデンサC10
とコンデンサC11及び抵抗R11の並列回路とが入力端子11
と差動増幅器13の反転入力との間に直列に接続されると
共に、抵抗R10が差動増幅器13の反転入力とアース間に
接続されている。
15は入力端子11と差動増幅器13の正転入力との間に挿入
された伝達関数H2（ｓ）を有する第２の回路網であり、
これは受動素子である抵抗R12，R13からなり、抵抗R12
が入力端子11と差動増幅器13の正転入力間に、抵抗R13
が差動増幅器13の正転入力とアース間にそれぞれ接続さ
れている。
された伝達関数H2（ｓ）を有する第２の回路網であり、
これは受動素子である抵抗R12，R13からなり、抵抗R12
が入力端子11と差動増幅器13の正転入力間に、抵抗R13
が差動増幅器13の正転入力とアース間にそれぞれ接続さ
れている。
上記第１の回路網14の伝達関数H1（ｓ）を示すと、 となる（Ｓ＝jw）。この式（19）を角周波数σ1〜σ
4（σ3＜σ1＜σ4，σ3＜σ2＜σ4）を用いて表わす
と、 となる。この式（20）を立てるに当って、 R10＝１ …（21） としている。
4（σ3＜σ1＜σ4，σ3＜σ2＜σ4）を用いて表わす
と、 となる。この式（20）を立てるに当って、 R10＝１ …（21） としている。
一方、第２の回路網15の伝達関数H2（ｓ）を示すと、 となり、これを上記角周波数σ1〜σ4で表すと、 となる。
以上から入力端子11から出力端子12までの全体の伝達関
数をＴ（ｓ）、増幅器13の利得をA1とすると、 となる。
数をＴ（ｓ）、増幅器13の利得をA1とすると、 となる。
今、再生波形等化回路に求められる予想周波数対利得特
性のσ1〜σ4が σ1＝２π・1MHz …（33） σ2＝２π・5MHz …（34） σ3＝２π・100MHz …（35） σ4＝２π・10MHz …（36） と定められ、かつ低周波数領域での利得が0dBとなるも
のであるとすると、第１の回路網14及び第２の回路網15
の構成素子の定数は上式（21）〜（28）を用いて計算に
より設定することができる。
性のσ1〜σ4が σ1＝２π・1MHz …（33） σ2＝２π・5MHz …（34） σ3＝２π・100MHz …（35） σ4＝２π・10MHz …（36） と定められ、かつ低周波数領域での利得が0dBとなるも
のであるとすると、第１の回路網14及び第２の回路網15
の構成素子の定数は上式（21）〜（28）を用いて計算に
より設定することができる。
この計算により回路素子の定数を設定した第１図示の再
生波形等化回路の伝達関数Ｔ（ｓ）の周波数対利得特性
及び位相特性として、第２図に実線及び破線でそれぞれ
示すようなものが得られる。そして、上記計算により求
めた構成素子の定数を変化させることにより特性を変化
させ、実際の記録再生系の伝達特性に応じた等化特性の
最適化を図ることができる。
生波形等化回路の伝達関数Ｔ（ｓ）の周波数対利得特性
及び位相特性として、第２図に実線及び破線でそれぞれ
示すようなものが得られる。そして、上記計算により求
めた構成素子の定数を変化させることにより特性を変化
させ、実際の記録再生系の伝達特性に応じた等化特性の
最適化を図ることができる。
第３図は第１図の第２の回路網15中の抵抗R12，R13を調
整してｋの値を上記計算値から±10％の範囲で５％きざ
みで変化させたときの伝達特性の変化の様子を示す。図
中G1及びG2はｋが−10％のときと＋10％のときの周波数
対利得特性にそれぞれ対応し、P1及びP2はｋが−10％の
ときと＋10％のときの周波数対位相特性にそれぞれ対応
している。このようにして、上式（32）の条件を満たす
範囲で構成素子から定数を調整により変化させることに
よって等化回路の特性を微調整することができる。
整してｋの値を上記計算値から±10％の範囲で５％きざ
みで変化させたときの伝達特性の変化の様子を示す。図
中G1及びG2はｋが−10％のときと＋10％のときの周波数
対利得特性にそれぞれ対応し、P1及びP2はｋが−10％の
ときと＋10％のときの周波数対位相特性にそれぞれ対応
している。このようにして、上式（32）の条件を満たす
範囲で構成素子から定数を調整により変化させることに
よって等化回路の特性を微調整することができる。
なお、上記構成素子の定数を変更した後の角周波数σ1
〜σ4を求めるためには、以下の関係式を用いればよ
い。
〜σ4を求めるためには、以下の関係式を用いればよ
い。
上記実施例は式（32）を満たすH1（ｓ），H2（ｓ）を実
現する回路網の一例であり、H1（ｓ）を実現する回路網
は無数に存在する。H2（ｓ）を実現する回路網が第１図
と同じとしたときのH1（ｓ）を実現する別の回路網を第
４図に示す。
現する回路網の一例であり、H1（ｓ）を実現する回路網
は無数に存在する。H2（ｓ）を実現する回路網が第１図
と同じとしたときのH1（ｓ）を実現する別の回路網を第
４図に示す。
第４図に示す回路網の伝達関数H1（ｓ）は、 で示される。この式（38）を再生波形等化特性に必要な
伝達特性の角周波数σ1〜σ4（rad/sec）を用いて R10＝１ …（39） σ9＝σ3＋σ4−σ8 …（44） のように定めると、上記式（20）と同様の形の式が得ら
れ、上式（32）を満たすH1（ｓ），H2（ｓ）を実現する
ことができる。
伝達特性の角周波数σ1〜σ4（rad/sec）を用いて R10＝１ …（39） σ9＝σ3＋σ4−σ8 …（44） のように定めると、上記式（20）と同様の形の式が得ら
れ、上式（32）を満たすH1（ｓ），H2（ｓ）を実現する
ことができる。
なお、第１図の差動増幅器13の正転，反転入力を入れ換
えた構成としても、単に波形等化された波形が反転する
だけで、波形等化としては、同じ効果が得られる。
えた構成としても、単に波形等化された波形が反転する
だけで、波形等化としては、同じ効果が得られる。
また、以上の説明では、正転，反転入力を有する増幅器
として、差動増幅器を用いているが、第５図に示したよ
うに、トランジスタＱを用いて、下式（47）に示したよ
うにR14，R15を定め、 コレクタ電流に対するトランジスタＱのベース側からみ
た相互コンダクタンスをgm1、点Ｘを入力とした場合の
相互コンダクタンスをgm2とすると、 が得られ、コンダクタンスの比 でｋを実現し、コレクタ電流に所定の伝達特性が得られ
るような構成とし、R16でコレクタ電流を電圧に変換し
て信号を得るようにしても、以上の説明と全く同じ結果
が得られる。
として、差動増幅器を用いているが、第５図に示したよ
うに、トランジスタＱを用いて、下式（47）に示したよ
うにR14，R15を定め、 コレクタ電流に対するトランジスタＱのベース側からみ
た相互コンダクタンスをgm1、点Ｘを入力とした場合の
相互コンダクタンスをgm2とすると、 が得られ、コンダクタンスの比 でｋを実現し、コレクタ電流に所定の伝達特性が得られ
るような構成とし、R16でコレクタ電流を電圧に変換し
て信号を得るようにしても、以上の説明と全く同じ結果
が得られる。
第１図及び第４図のH1（Ｓ）を実現する回路網の説明で
は、計算の都合上R10を１（Ω）として扱ったが、R10，
R11，C10，C11は、R10＝１（Ω）として得られたR11，C
10，C11のアドミッタンス比が等しくなるような条件で
変更しても、伝達関数Ｈ（ｓ）は、同一のものが得られ
る。つまり、R10をｎ倍したとき、R11をｎ倍、C10，C11
を1/n倍すればよい。
は、計算の都合上R10を１（Ω）として扱ったが、R10，
R11，C10，C11は、R10＝１（Ω）として得られたR11，C
10，C11のアドミッタンス比が等しくなるような条件で
変更しても、伝達関数Ｈ（ｓ）は、同一のものが得られ
る。つまり、R10をｎ倍したとき、R11をｎ倍、C10，C11
を1/n倍すればよい。
以上のように本発明によれば、簡単な構成で、波形等化
特性を決定する要素として、４つ角周波数をそれぞれ独
立して設定できるように構成したので、記録、再生系の
伝達特性に応じて、より最適化した波形等化特性を安価
に得ることができる。
特性を決定する要素として、４つ角周波数をそれぞれ独
立して設定できるように構成したので、記録、再生系の
伝達特性に応じて、より最適化した波形等化特性を安価
に得ることができる。
第１図は本発明による再生波形等化回路の一実施例を示
す回路図、 第２図は第１図の回路の構成素子の定数を或る値に設定
したときの周波数対利得特性及び位相特性を示すグラ
フ、 第３図は第２図の特性のときの定数を変更したときの周
波数対利得特性および位相特性の変化を示すグラフ、 第４図は第１図の回路の一部分の変形例を示す回路図、 第５図は本発明の他の実施例を示す回路図、 第６図は従来の回路例を示す回路図、 第７図は第６図の回路により得られる周波数対利得特性
及び位相特性を示すグラフ、 第８図はデジタル信号の伝送路に求められる伝達特性を
示すグラフである。 13……差動増幅器、14……第１の回路網、15……第２の
回路網。
す回路図、 第２図は第１図の回路の構成素子の定数を或る値に設定
したときの周波数対利得特性及び位相特性を示すグラ
フ、 第３図は第２図の特性のときの定数を変更したときの周
波数対利得特性および位相特性の変化を示すグラフ、 第４図は第１図の回路の一部分の変形例を示す回路図、 第５図は本発明の他の実施例を示す回路図、 第６図は従来の回路例を示す回路図、 第７図は第６図の回路により得られる周波数対利得特性
及び位相特性を示すグラフ、 第８図はデジタル信号の伝送路に求められる伝達特性を
示すグラフである。 13……差動増幅器、14……第１の回路網、15……第２の
回路網。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高田 英明 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292 株式会 社日立製作所家電研究所内 (56)参考文献 特開 昭52−104842（ＪＰ，Ａ) 特公 昭58−19164（ＪＰ，Ｂ１)
Claims (1)
- 【請求項１】磁気ヘッドにより磁性体から再生して得た
再生デジタル信号を、正転入力及び反転入力を有する増
幅器の一方の入力に、定数K,kとσ3＜σ1＜σ4，σ3＜
σ2＜σ4なる関係の角周波数σ1〜σ4とにより、 なる式で規定された関数H1（ｓ）で表わされる伝達特性
を有する第１の回路網を介し、他方の入力に、 H2（ｓ）＝ｋ なる式で規定された関数H2（ｓ）で表わされる伝達特性
を有する第２の回路網を介してそれぞれを入力し、出力
に波形等化した再生デジタル信号を得るようにしたこと
を特徴とする再生波形等化回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62205011A JPH06101664B2 (ja) | 1987-08-20 | 1987-08-20 | 再生波形等化回路 |
| US07/234,863 US4890170A (en) | 1987-08-20 | 1988-08-22 | Waveform equalization circuit for a magnetic reproducing device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62205011A JPH06101664B2 (ja) | 1987-08-20 | 1987-08-20 | 再生波形等化回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6449309A JPS6449309A (en) | 1989-02-23 |
| JPH06101664B2 true JPH06101664B2 (ja) | 1994-12-12 |
Family
ID=16499969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62205011A Expired - Fee Related JPH06101664B2 (ja) | 1987-08-20 | 1987-08-20 | 再生波形等化回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4890170A (ja) |
| JP (1) | JPH06101664B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5068753A (en) * | 1988-03-16 | 1991-11-26 | Fujitsu Limited | Data reproducing circuit for memory system having an equalizer generating two different equalizing signals used for data reproduction |
| JPH06111212A (ja) * | 1992-09-24 | 1994-04-22 | Rohm Co Ltd | 音声記録装置 |
| JP3177120B2 (ja) * | 1995-06-01 | 2001-06-18 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレ−ション | 位置制御装置及び方法 |
| US7415120B1 (en) | 1998-04-14 | 2008-08-19 | Akiba Electronics Institute Llc | User adjustable volume control that accommodates hearing |
| US6311155B1 (en) * | 2000-02-04 | 2001-10-30 | Hearing Enhancement Company Llc | Use of voice-to-remaining audio (VRA) in consumer applications |
| EP1076928B1 (en) * | 1998-04-14 | 2010-06-23 | Hearing Enhancement Company, Llc. | User adjustable volume control that accommodates hearing |
| AR024353A1 (es) | 1999-06-15 | 2002-10-02 | He Chunhong | Audifono y equipo auxiliar interactivo con relacion de voz a audio remanente |
| US6442278B1 (en) | 1999-06-15 | 2002-08-27 | Hearing Enhancement Company, Llc | Voice-to-remaining audio (VRA) interactive center channel downmix |
| US6351733B1 (en) | 2000-03-02 | 2002-02-26 | Hearing Enhancement Company, Llc | Method and apparatus for accommodating primary content audio and secondary content remaining audio capability in the digital audio production process |
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Family Cites Families (4)
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| JPH05320748A (ja) * | 1992-05-22 | 1993-12-03 | Nippon Steel Corp | 転造加工性および切削加工性に優れた高強度軸部品の製造方法 |
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-
1988
- 1988-08-22 US US07/234,863 patent/US4890170A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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| US4890170A (en) | 1989-12-26 |
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