JPH0132566B2 - - Google Patents
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- JPH0132566B2 JPH0132566B2 JP55090528A JP9052880A JPH0132566B2 JP H0132566 B2 JPH0132566 B2 JP H0132566B2 JP 55090528 A JP55090528 A JP 55090528A JP 9052880 A JP9052880 A JP 9052880A JP H0132566 B2 JPH0132566 B2 JP H0132566B2
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- circuit
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- transistor
- dynamic
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N5/923—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback using preemphasis of the signal before modulation and deemphasis of the signal after demodulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/12—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices
- H03G9/18—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices for tone control and volume expansion or compression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、家庭用の磁気録画再生装置（以下、
VTRという）などにおけるＳ／Ｎ改善のための
ダイナミツクエンフアシス回路に関する。
VTRという）などにおけるＳ／Ｎ改善のための
ダイナミツクエンフアシス回路に関する。
家庭用のVTRなどにおいては、１本の磁気テ
ープに可能な限り長時間の記録を行ない得ること
が要求されるため、記録トラツクの幅を極めて狭
くした長時間記録モードが付加されているものが
多い。
ープに可能な限り長時間の記録を行ない得ること
が要求されるため、記録トラツクの幅を極めて狭
くした長時間記録モードが付加されているものが
多い。
しかしながら、その結果、標準記録モード時よ
りもＳ／Ｎの劣化が著しくなるので、長時間記録
モード時には標準記録モード時に適用されている
固定のエンフアシスに加え、入力レベルに応じて
エンフアシス量が変化する、いわゆるダイナミツ
クエンフアシスをかけてＳ／Ｎ改善を図る方法が
多く採用されているが、このとき、上記した標準
記録モードと長時間記録モードとの切換えを容易
にするため、ダイナミツクエンフアシス回路とリ
ニアエンフアシス回路とを直列に接続しておき、
必要に応じてダイナミツクエンフアシス回路の機
能を無効化できるようにし、上記標準記録モード
のときには、このダイナミツクエンフアシス回路
を無効化し、長時間記録モードに対しては、ダイ
ナミツクエンフアシス回路を能動化することによ
り、両方のモードに対応した切換えが得られるよ
うにしたものが知られている。
りもＳ／Ｎの劣化が著しくなるので、長時間記録
モード時には標準記録モード時に適用されている
固定のエンフアシスに加え、入力レベルに応じて
エンフアシス量が変化する、いわゆるダイナミツ
クエンフアシスをかけてＳ／Ｎ改善を図る方法が
多く採用されているが、このとき、上記した標準
記録モードと長時間記録モードとの切換えを容易
にするため、ダイナミツクエンフアシス回路とリ
ニアエンフアシス回路とを直列に接続しておき、
必要に応じてダイナミツクエンフアシス回路の機
能を無効化できるようにし、上記標準記録モード
のときには、このダイナミツクエンフアシス回路
を無効化し、長時間記録モードに対しては、ダイ
ナミツクエンフアシス回路を能動化することによ
り、両方のモードに対応した切換えが得られるよ
うにしたものが知られている。
そして、このようなダイナミツクエンフアシス
回路としては、例えば第１図に示すような回路が
知られていた。
回路としては、例えば第１図に示すような回路が
知られていた。
図において、１は信号入力端子、２は信号出力
端子、Q1は増幅用トランジスタ、D1，D2は非直
線性特性を与えるためのダイオード、C1は結合
用コンデンサ、C2，C3は周波数特性を与えるコ
ンデンサ、R1，R2はバイアス抵抗、R3はコレク
タ負荷抵抗、R4はエミツタ抵抗、R5，R6は周波
数特性を与える抵抗である。
端子、Q1は増幅用トランジスタ、D1，D2は非直
線性特性を与えるためのダイオード、C1は結合
用コンデンサ、C2，C3は周波数特性を与えるコ
ンデンサ、R1，R2はバイアス抵抗、R3はコレク
タ負荷抵抗、R4はエミツタ抵抗、R5，R6は周波
数特性を与える抵抗である。
次に、この回路の動作について説明する。
まず、トランジスタQ1のエミツタ側のインピ
ーダンスZEを求めてみると ZE＝R4（１＋jωC2R5）／１＋jωC2（R4＋R5）ω；角周
波数 と表わせる。したがつて、トランジスタQ1のベ
ースから信号が入力された場合、エミツタ電流ie
の周波数特性は ie∝１／ZE＝１＋jωC2（R4＋R5）／R4（１＋jωC2R5
）……(1) となる。そこで、このエミツタ電流ieの特性を図
示すると第２図のようになり、ieが3dB増加する
角周波数ωS1は ωS1＝１／C2（R4＋R5） ……(2) となる。また、コンデンサC2のインピーダンス
が無視できる高域でのエミツタ電流ie∞は ie∞∝R4＋R5／R4R5 ……(3) と表わせる。したがつて、ie∞の値から3dB低下
する角周波数ωS2は ωS2＝１／C2R5 ……(4) となる。
ーダンスZEを求めてみると ZE＝R4（１＋jωC2R5）／１＋jωC2（R4＋R5）ω；角周
波数 と表わせる。したがつて、トランジスタQ1のベ
ースから信号が入力された場合、エミツタ電流ie
の周波数特性は ie∝１／ZE＝１＋jωC2（R4＋R5）／R4（１＋jωC2R5
）……(1) となる。そこで、このエミツタ電流ieの特性を図
示すると第２図のようになり、ieが3dB増加する
角周波数ωS1は ωS1＝１／C2（R4＋R5） ……(2) となる。また、コンデンサC2のインピーダンス
が無視できる高域でのエミツタ電流ie∞は ie∞∝R4＋R5／R4R5 ……(3) と表わせる。したがつて、ie∞の値から3dB低下
する角周波数ωS2は ωS2＝１／C2R5 ……(4) となる。
一方、トランジスタQ1のコレクタ側のインピ
ーダンスZCは、 ZC＝R3｛１＋jωC3（R6＋RD）｝／１＋jωC3（R3＋R6
＋RD）……(5) ω ；角周波数 RD；ダイオードD1，D2の導通抵抗 と表わせる。そこで、ダイオードD1，D2が導通
してRDが０とみなせる領域では ZC＝R3（１＋jωC3R6）／１＋jωC3（R3＋R6）……(6
) となる。また、ZCが3dB低下する角周波数ωS3は ωS3＝１／C3（R3＋R6） ……(7) であり、高域でのインピーダンスZC∞は ZC∞＝R3R6／R3＋R6 と表わせ、ZC∞から3dB増加する角周波数ωS4は ωS4＝１／C3R6 ……(8) である。
ーダンスZCは、 ZC＝R3｛１＋jωC3（R6＋RD）｝／１＋jωC3（R3＋R6
＋RD）……(5) ω ；角周波数 RD；ダイオードD1，D2の導通抵抗 と表わせる。そこで、ダイオードD1，D2が導通
してRDが０とみなせる領域では ZC＝R3（１＋jωC3R6）／１＋jωC3（R3＋R6）……(6
) となる。また、ZCが3dB低下する角周波数ωS3は ωS3＝１／C3（R3＋R6） ……(7) であり、高域でのインピーダンスZC∞は ZC∞＝R3R6／R3＋R6 と表わせ、ZC∞から3dB増加する角周波数ωS4は ωS4＝１／C3R6 ……(8) である。
さて、第１図に示したエンフアシス回路の総合
特性は、(1)式で示したエミツタ電流ieの特性と(5)
式で示したZCの特性との積で与えられるから、ZC
の特性が(6)式で与えられる場合、すなわち、RD
が０とみなされる領域では、出力端子２に現われ
る出力v0は v0∝｛１＋jωC2（R4＋R5）｝／R4（１＋jωC2R5） ・R3（１＋jωC3R6）／｛１＋jωC3（R3＋R6）｝…
…(9) で表わせる。ここでC2R5＝C3R6、C2（R4＋R5）＝
C3（R3＋R6）すなわちωS2＝ωS4、ωS1＝ωS3とする
と（一般的にはこの関係が成り立つように設計す
るのが通例である。） v0∝R3／R4 となり、出力v0は周波数とは無関係なフラツトな
特性となる。
特性は、(1)式で示したエミツタ電流ieの特性と(5)
式で示したZCの特性との積で与えられるから、ZC
の特性が(6)式で与えられる場合、すなわち、RD
が０とみなされる領域では、出力端子２に現われ
る出力v0は v0∝｛１＋jωC2（R4＋R5）｝／R4（１＋jωC2R5） ・R3（１＋jωC3R6）／｛１＋jωC3（R3＋R6）｝…
…(9) で表わせる。ここでC2R5＝C3R6、C2（R4＋R5）＝
C3（R3＋R6）すなわちωS2＝ωS4、ωS1＝ωS3とする
と（一般的にはこの関係が成り立つように設計す
るのが通例である。） v0∝R3／R4 となり、出力v0は周波数とは無関係なフラツトな
特性となる。
次に、RDがゼロでない場合を考える。トラン
ジスタQiのコレクタ側のインピーダンスZCが3dB
低下する角周波数ωS5は ωS5＝１／C3（R3＋R6＋RD） ……(10) で表わされ、高域でのインピーダンスZC∞は ZC∞＝R3（R6＋RD）／R3＋R6＋RD となり、ZC∞が3dB低下する角周波数ωS6は ωS6＝１／C3（R6＋RD） ……(11) と表わせる。
ジスタQiのコレクタ側のインピーダンスZCが3dB
低下する角周波数ωS5は ωS5＝１／C3（R3＋R6＋RD） ……(10) で表わされ、高域でのインピーダンスZC∞は ZC∞＝R3（R6＋RD）／R3＋R6＋RD となり、ZC∞が3dB低下する角周波数ωS6は ωS6＝１／C3（R6＋RD） ……(11) と表わせる。
したがつて、総合特性v0の高域での値v0∞は
v0∞∝（R4＋R5）／R4R5・R3・（R6＋RD）／R3＋R6＋RD
……(12) となる。
……(12) となる。
一方、総合特性v0の低域での値v0nioは
v0nio∝１／R4・R3 ……（13）
となる。
ダイオードD1，D2がオフし、RD＝∞となつた
時は、 v0∝｛１＋jωC2（R4＋R5）｝／R4（１＋jωC2R5）・R3
……（14） となり、トランジスタQ1のエミツタ電流から決
まる周波数特性となる。
時は、 v0∝｛１＋jωC2（R4＋R5）｝／R4（１＋jωC2R5）・R3
……（14） となり、トランジスタQ1のエミツタ電流から決
まる周波数特性となる。
以上説明したように、総合特性はダイオード
D1，D2の導通抵抗RDの値、すなわち、入力レベ
ルの大きさによつてかわり、第３図に示すよう
に、入力信号のレベル低下と共にフラツトな特性
ａからC2，R4，R5、の値で決まる特性ｃまで変
化する。
D1，D2の導通抵抗RDの値、すなわち、入力レベ
ルの大きさによつてかわり、第３図に示すよう
に、入力信号のレベル低下と共にフラツトな特性
ａからC2，R4，R5、の値で決まる特性ｃまで変
化する。
したがつて、この第１図に示した回路によりダ
イナミツクエンフアシス特性を与えることがで
き、家庭用VTRなどに用いて長時間記録モード
時におけるＳ／Ｎを大い改善することができる。
イナミツクエンフアシス特性を与えることがで
き、家庭用VTRなどに用いて長時間記録モード
時におけるＳ／Ｎを大い改善することができる。
しかしながら、この従来のダイナミツクエンフ
アシス回路においては、第３図における遷移周波
数ωS1、ωS2、については簡単に設計で決めること
ができるから、ａからｃに到るまでの途中の特
性、例えば、ｂの特性はRDの関数になつている
ため、入力レベル対周波数特性の設計が非常に困
難であり、特性を実測しながら定数決定をせざる
を得ないという欠点があつた。
アシス回路においては、第３図における遷移周波
数ωS1、ωS2、については簡単に設計で決めること
ができるから、ａからｃに到るまでの途中の特
性、例えば、ｂの特性はRDの関数になつている
ため、入力レベル対周波数特性の設計が非常に困
難であり、特性を実測しながら定数決定をせざる
を得ないという欠点があつた。
また、ダイオードD1，D2のような非直線性素
子を用いているため、高調波歪を生じ、特に入力
レベルが大きくなるにつれて高調波レベルが高く
なり、この回路ではそれが出力にそのまま現われ
るため画質の妨害が著しいという欠点があつた。
子を用いているため、高調波歪を生じ、特に入力
レベルが大きくなるにつれて高調波レベルが高く
なり、この回路ではそれが出力にそのまま現われ
るため画質の妨害が著しいという欠点があつた。
さらに、ダイナミツクエンフアシスは長時間記
録モード時だけに必要なものであるから、標準記
録モード時にはダイナミツクエンフアシスが掛ら
ないように切換を必要とするが、第１図の従来例
ではこの切換回路の構成が複雑になる上、集積化
に際してピン数が多くなり、しかも周辺部品も多
く必要とするなどの欠点があつた。
録モード時だけに必要なものであるから、標準記
録モード時にはダイナミツクエンフアシスが掛ら
ないように切換を必要とするが、第１図の従来例
ではこの切換回路の構成が複雑になる上、集積化
に際してピン数が多くなり、しかも周辺部品も多
く必要とするなどの欠点があつた。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、必要とするダイナミツクエンフアシス特性を
容易に与えることができ、しかも切換回路が簡単
で集積化に適したダイナミツクエンフアシス回路
を提供するにある。
き、必要とするダイナミツクエンフアシス特性を
容易に与えることができ、しかも切換回路が簡単
で集積化に適したダイナミツクエンフアシス回路
を提供するにある。
この目的を達成するため、本発明は、時定数を
与える回路に非直線性素子が含まれないようにし
た点を特徴とする。
与える回路に非直線性素子が含まれないようにし
た点を特徴とする。
以下、本発明によるダイナミツクエンフアシス
回路の実施例を図面の第４図ないし第１０図につ
いて説明する。
回路の実施例を図面の第４図ないし第１０図につ
いて説明する。
第４図は本発明の原理的構成を示す一実施例の
ブロツク図で、１は信号入力端子、２は信号出力
端子、３は高域通過フイルタ（以下、HPFとい
う）、４は振幅レベル圧縮器、５は加算器である。
ブロツク図で、１は信号入力端子、２は信号出力
端子、３は高域通過フイルタ（以下、HPFとい
う）、４は振幅レベル圧縮器、５は加算器である。
次に第５図ないし第８図によつて動作の説明を
する。
する。
第５図はHPF３の周波数特性を、第６図は圧
縮器４の入力レベル対（出力レベル）／（入力レ
ベル）の特性を示したもので、このとき、圧縮器
４の特性は周波数には依存しないようにする。
縮器４の入力レベル対（出力レベル）／（入力レ
ベル）の特性を示したもので、このとき、圧縮器
４の特性は周波数には依存しないようにする。
したがつて、これらHPF３と圧縮器４からな
る部分の総合特性は、第５図、第６図から明らか
なように第７図に示すようになる。この第７図で
特性ａ，ｂ，ｃはそれぞれ入力信号のレベル小、
中、大に対応したものである。
る部分の総合特性は、第５図、第６図から明らか
なように第７図に示すようになる。この第７図で
特性ａ，ｂ，ｃはそれぞれ入力信号のレベル小、
中、大に対応したものである。
さらに、圧縮器４の出力を適当なレベルに減衰
し加算器５に供給して元の信号に加算すると、出
力端子２における周波数特性は第８図に示すもの
となる。第８図中の特性ａ，ｂ，ｃはそれぞれ入
力信号レベルの小、中、大に対応している。
し加算器５に供給して元の信号に加算すると、出
力端子２における周波数特性は第８図に示すもの
となる。第８図中の特性ａ，ｂ，ｃはそれぞれ入
力信号レベルの小、中、大に対応している。
この第８図の特性から明らかなように、この第
４図に示した回路によりダイナミツクエンフアシ
ス特性を与えることができる。
４図に示した回路によりダイナミツクエンフアシ
ス特性を与えることができる。
第９図はさらに本発明を集積化に適した形で具
体化した本発明の一実施例で、入力端子１、出力
端子２は第４図の実施例と同じである。
体化した本発明の一実施例で、入力端子１、出力
端子２は第４図の実施例と同じである。
図において、Q2は入力信号クランプ用トラン
ジスタ、Q3はバツフア用トランジスタ、Q4，Q5
は差動増幅器を構成するトランジスタ、Q6，Q7
はダイオード接続したトランジスタ、Q8，Q9は
バツフア用トランジスタ、C1は結合用コンデン
サ、C4はフイルタ用コンデンサ、I1〜I3は定電流
源、R7〜R17は抵抗である。
ジスタ、Q3はバツフア用トランジスタ、Q4，Q5
は差動増幅器を構成するトランジスタ、Q6，Q7
はダイオード接続したトランジスタ、Q8，Q9は
バツフア用トランジスタ、C1は結合用コンデン
サ、C4はフイルタ用コンデンサ、I1〜I3は定電流
源、R7〜R17は抵抗である。
なお、６は外部端子であり、さらに抵抗R7〜
R9とコンデンサC4でHPF３を、トランジスタQ4
〜Q7と電流源I2それに抵抗R10〜R14で圧縮器４
を、そして、トランジスタQ8，Q9と電流源I3そ
れに抵抗R15〜R17で加算器５をそれぞれ構成し
ている。
R9とコンデンサC4でHPF３を、トランジスタQ4
〜Q7と電流源I2それに抵抗R10〜R14で圧縮器４
を、そして、トランジスタQ8，Q9と電流源I3そ
れに抵抗R15〜R17で加算器５をそれぞれ構成し
ている。
次に動作について説明する。
入力端子１から入力されたビデオ信号は、コン
デンサC1を介してクランプトランジスタQ2のエ
ミツタ、バツフアトランジスタQ3およびQ9のベ
ースに供給され、シンクチツプの電位が（E1−
VBE2）に固定される（VBE2はQ2のベース・エミ
ツク電圧）。バツフアトランジスタQ3のエミツタ
側から出た信号の一方は抵抗R7を介してトラン
ジスタQ4のベースに、他方は抵抗R8を介してト
ランジスタQ5のベースに供給される。トランジ
スタQ5のベースはコンデンサC4と抵抗R9を介し
てGND間に接続されており、トランジスタQ5の
ベースに入力される信号に対しては抵抗R8，R9、
コンデンサC4からなるLPF特性が与えられるが、
トランジスタQ4，Q5からなる差動増幅器の入力
としては第５図に示すHPF特性となる。
デンサC1を介してクランプトランジスタQ2のエ
ミツタ、バツフアトランジスタQ3およびQ9のベ
ースに供給され、シンクチツプの電位が（E1−
VBE2）に固定される（VBE2はQ2のベース・エミ
ツク電圧）。バツフアトランジスタQ3のエミツタ
側から出た信号の一方は抵抗R7を介してトラン
ジスタQ4のベースに、他方は抵抗R8を介してト
ランジスタQ5のベースに供給される。トランジ
スタQ5のベースはコンデンサC4と抵抗R9を介し
てGND間に接続されており、トランジスタQ5の
ベースに入力される信号に対しては抵抗R8，R9、
コンデンサC4からなるLPF特性が与えられるが、
トランジスタQ4，Q5からなる差動増幅器の入力
としては第５図に示すHPF特性となる。
そして、この時定数はC4（R8＋R9）で表わさ
れ、この特性には入力レベル依存性はない。
れ、この特性には入力レベル依存性はない。
一方、差動増幅器Q4，Q5のコレクタ負荷ZCは、
ダイオード接続トランジスタQ6，Q7の動作抵抗
をRDとし、R12＝R13とすると ZC＝R12・（RD＋R14）／２／R12＋（RD＋R14）／２…
…(15) と表わせ、これは信号レベルのみに依存し周波数
依存性はない。そして、信号レベルが大きいとき
にはRD≪R14となるので ZC＝R12・R14／２／R12＋R14／２ ……(16) となり、入力レベルが低下してくるとZCは（15）
式で表わされさらに小さくなるとダイオードQ6，
Q7はオフし ZC＝R12 ……（17） となる。したがつて、このZCの特性は第６図のよ
うになる。
ダイオード接続トランジスタQ6，Q7の動作抵抗
をRDとし、R12＝R13とすると ZC＝R12・（RD＋R14）／２／R12＋（RD＋R14）／２…
…(15) と表わせ、これは信号レベルのみに依存し周波数
依存性はない。そして、信号レベルが大きいとき
にはRD≪R14となるので ZC＝R12・R14／２／R12＋R14／２ ……(16) となり、入力レベルが低下してくるとZCは（15）
式で表わされさらに小さくなるとダイオードQ6，
Q7はオフし ZC＝R12 ……（17） となる。したがつて、このZCの特性は第６図のよ
うになる。
この圧縮器４からの出力はバツフアトランジス
タQ8を介して出力され、バツフアトランジスタ
Q9から出力された元のビデオ信号と適当なレベ
ル比で加算される。このときの加算比は抵抗
R15，R16の値で決まり、元の信号をvi、圧縮器の
出力をvcとすれば、加算比はviR15：vcR16とな
る。入力レベルが20dB程度低下した時、高域を
RdB持ち上げるような特性にするには、該加算
比を１：１になるようにすればよい。圧縮器出力
を1Vp-p、入力信号の0dBを1Vp-pとすればR15／
R16は１／10となる。一方、入力レベルが0dBの
ように充分大きい場合には、圧縮器出力vcのレ
ベルはほとんど変化せず、入力信号viに対して無
視できるため、この場合にはほとんどエンフアシ
スがかからないことになる。したがつて、出力端
子２に得られる特性は第８図に示すものとなり、
ダイナミツクエンフアシス回路が得られることに
なる。
タQ8を介して出力され、バツフアトランジスタ
Q9から出力された元のビデオ信号と適当なレベ
ル比で加算される。このときの加算比は抵抗
R15，R16の値で決まり、元の信号をvi、圧縮器の
出力をvcとすれば、加算比はviR15：vcR16とな
る。入力レベルが20dB程度低下した時、高域を
RdB持ち上げるような特性にするには、該加算
比を１：１になるようにすればよい。圧縮器出力
を1Vp-p、入力信号の0dBを1Vp-pとすればR15／
R16は１／10となる。一方、入力レベルが0dBの
ように充分大きい場合には、圧縮器出力vcのレ
ベルはほとんど変化せず、入力信号viに対して無
視できるため、この場合にはほとんどエンフアシ
スがかからないことになる。したがつて、出力端
子２に得られる特性は第８図に示すものとなり、
ダイナミツクエンフアシス回路が得られることに
なる。
この第９図に示した実施例は、外部端子として
入出力端子１，２の他はフイルタ接続のための外
部端子６だけですみ周辺部品も少なくてすむとい
う点で集積化に適している。
入出力端子１，２の他はフイルタ接続のための外
部端子６だけですみ周辺部品も少なくてすむとい
う点で集積化に適している。
次に、第１０図は本発明の第２の実施例を示し
たもので、この実施例が第９図の実施例と異なる
点はHPF３の構成だけである。即ち、コンデン
サC4と抵抗R9が入力端子１からトランジスタQ4
のベースに接続され、入力端子１から供給された
信号の一方はこれらのコンデンサC4と抵抗R9を
介して外部端子６から圧縮器４のトランジスタ
Q4のベースに供給されるようになつている。さ
らに、トランジスタQ4のベースは抵抗R7を介し
てトランジスタQ3のエミツタにも接続される。
そして、これらのコンデンサC4と抵抗R9，R7は
HPF３を構成しており、時定数はC4（R7＋R9）
で与えられる。入力信号のもう一方はコンデンサ
C1を介してトランジスタQ9のベースに供給され、
圧縮器４の出力信号と加算器５で加算される。
たもので、この実施例が第９図の実施例と異なる
点はHPF３の構成だけである。即ち、コンデン
サC4と抵抗R9が入力端子１からトランジスタQ4
のベースに接続され、入力端子１から供給された
信号の一方はこれらのコンデンサC4と抵抗R9を
介して外部端子６から圧縮器４のトランジスタ
Q4のベースに供給されるようになつている。さ
らに、トランジスタQ4のベースは抵抗R7を介し
てトランジスタQ3のエミツタにも接続される。
そして、これらのコンデンサC4と抵抗R9，R7は
HPF３を構成しており、時定数はC4（R7＋R9）
で与えられる。入力信号のもう一方はコンデンサ
C1を介してトランジスタQ9のベースに供給され、
圧縮器４の出力信号と加算器５で加算される。
この第１０図の実施例によつて得られる特性
は、HPF３の時定数を同じくすることで第９図
のものと同一となる。
は、HPF３の時定数を同じくすることで第９図
のものと同一となる。
さらに、第１１図は標準記録モード時と長時間
記録モード時とでダイナミツクエンフアシスをオ
ンオフさせる切換回路を付加した第３の実施例
で、７は切換回路、８は切換信号入力端子であ
り、それ以外は第９図に示した実施例と同一であ
る。切換回路７はトランジスタQ10と抵抗R18の
非常に簡単な回路で構成されている。外部端子６
にはコンデンサC4、抵抗R9を介してスイツチン
グトランジスタQ10のコレクタが接続される。ト
ランジスタQ10のエミツタはGNDに接続され、ベ
ースには切換信号入力端子８から抵抗R18を介し
て切換信号が供給される。長時間記録モード時に
はトランジスタQ10が十分オンするような直流電
圧が切換信号入力端子８に供給される。この場合
には、抵抗R9からトランジスタQ10のコレクタを
見たインピーダンスは非常に小さく、等価的に抵
抗R9はGNDに接続されたものとなり、第９図の
実施例において説明したダイナミツクエンフアシ
スがかかる。
記録モード時とでダイナミツクエンフアシスをオ
ンオフさせる切換回路を付加した第３の実施例
で、７は切換回路、８は切換信号入力端子であ
り、それ以外は第９図に示した実施例と同一であ
る。切換回路７はトランジスタQ10と抵抗R18の
非常に簡単な回路で構成されている。外部端子６
にはコンデンサC4、抵抗R9を介してスイツチン
グトランジスタQ10のコレクタが接続される。ト
ランジスタQ10のエミツタはGNDに接続され、ベ
ースには切換信号入力端子８から抵抗R18を介し
て切換信号が供給される。長時間記録モード時に
はトランジスタQ10が十分オンするような直流電
圧が切換信号入力端子８に供給される。この場合
には、抵抗R9からトランジスタQ10のコレクタを
見たインピーダンスは非常に小さく、等価的に抵
抗R9はGNDに接続されたものとなり、第９図の
実施例において説明したダイナミツクエンフアシ
スがかかる。
一方標準記録モード時には、切換信号入力端子
８をGND電位にする。この場合には、抵抗R9か
らトランジスタQ10のコレクタを見たインピーダ
ンスは非常に大きく、オープンとみなせる。した
がつて、差動アンプを構成するトランジスタQ4，
Q5のベースには同一の信号が供給されることに
なり、該差動アンプのコレクタには信号が現われ
ない。出力端子２には圧縮器４からの加算信号が
無いため、ダイナミツクエンフアシスがかからず
元のままの信号が現われることになる。
８をGND電位にする。この場合には、抵抗R9か
らトランジスタQ10のコレクタを見たインピーダ
ンスは非常に大きく、オープンとみなせる。した
がつて、差動アンプを構成するトランジスタQ4，
Q5のベースには同一の信号が供給されることに
なり、該差動アンプのコレクタには信号が現われ
ない。出力端子２には圧縮器４からの加算信号が
無いため、ダイナミツクエンフアシスがかからず
元のままの信号が現われることになる。
以上説明したように、本発明によれば、受動素
子だけで構成されるHPFの時定数と加算器によ
る加算比のみで特性が決定されるから、従来技術
の欠点を除いて設計が容易で、その上、入力信号
レベルが大きい場合には高調波歪を多く含んでい
る圧縮器出力信号の加算レベルが小さくなるため
出力における高調波レベルは極めて小さく、画質
劣化が少なくて済み、しかも集積化に際してピン
数、周辺部品が少なく集積化に適したダイナミツ
クエンフアシス回路を提供することができる。
子だけで構成されるHPFの時定数と加算器によ
る加算比のみで特性が決定されるから、従来技術
の欠点を除いて設計が容易で、その上、入力信号
レベルが大きい場合には高調波歪を多く含んでい
る圧縮器出力信号の加算レベルが小さくなるため
出力における高調波レベルは極めて小さく、画質
劣化が少なくて済み、しかも集積化に際してピン
数、周辺部品が少なく集積化に適したダイナミツ
クエンフアシス回路を提供することができる。
第１図は従来のダイナミツクエンフアシス回路
の一例を示す回路図、第２図、第３図はその動作
説明のための特性図、第４図は本発明によるダイ
ナミツクエンフアシス回路の原理的構成を示す一
実施例のブロツク図、第５図、第６図、第７図、
第８図はその動作説明のための特性図、第９図、
第１０図、第１１図は本発明の具体的構成からな
るそれぞれの実施例を示す回路図である。 ３……HPF、４……圧縮器、５……加算器、
６……外部端子。
の一例を示す回路図、第２図、第３図はその動作
説明のための特性図、第４図は本発明によるダイ
ナミツクエンフアシス回路の原理的構成を示す一
実施例のブロツク図、第５図、第６図、第７図、
第８図はその動作説明のための特性図、第９図、
第１０図、第１１図は本発明の具体的構成からな
るそれぞれの実施例を示す回路図である。 ３……HPF、４……圧縮器、５……加算器、
６……外部端子。
Claims (1)
- １ ダイナミツクエンフアシス回路とリニアエン
フアシス回路の直列回路を備え、該ダイナミツク
エンフアシス回路の機能を無効化することにより
入力映像信号をリニアエンフアシス処理して記録
媒体に記録する第１の記録モードと、上記ダイナ
ミツクエンフアシス回路の機能を能動化すること
により入力映像信号をダイナミツクエンフアシス
処理して記録媒体に記録する第２の記録モードと
に選択的に切換えて動作する周波数変調記録方式
の磁気記録再生装置において、映像信号をクラン
プするクランプ回路と、第１と第２のトランジス
タからなる差動増幅器の一方の入力にフイルタ素
子を接続することにより他方の入力から供給され
た信号の高域周波数成分を抽出する働きをするフ
イルタ回路と、上記差動増幅器の第１と第２のト
ランジスタのコレクタ間に互いに逆極性に並列接
続した第１と第２のダイオードからなるレベル圧
縮回路と、第１と第２のトランジスタ増幅器から
なる加算回路と、上記フイルタ回路の機能を無効
化する切換回路とを具備し、上記クランプ回路か
ら上記フイルタ回路と上記レベル圧縮回路を介し
て上記加算回路の一方の入力に上記入力映像信号
を供給すると共に、上記クランプ回路から直接、
上記加算回路の他方の入力に上記映像信号を供給
するように接続し、上記切換回路により上記第１
と第２の記録モードのそれぞれに対応した切換え
が行われるように構成したことを特徴とするダイ
ナミツクエンフアシス回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9052880A JPS5717241A (en) | 1980-07-04 | 1980-07-04 | Dynamic emphasis circuit |
| US06/279,811 US4451746A (en) | 1980-07-04 | 1981-07-02 | Non-linear emphasis circuit |
| DE3126341A DE3126341C2 (de) | 1980-07-04 | 1981-07-03 | Nichtlineare Anhebungsschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9052880A JPS5717241A (en) | 1980-07-04 | 1980-07-04 | Dynamic emphasis circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5717241A JPS5717241A (en) | 1982-01-28 |
| JPH0132566B2 true JPH0132566B2 (ja) | 1989-07-06 |
Family
ID=14000916
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9052880A Granted JPS5717241A (en) | 1980-07-04 | 1980-07-04 | Dynamic emphasis circuit |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4451746A (ja) |
| JP (1) | JPS5717241A (ja) |
| DE (1) | DE3126341C2 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5915903U (ja) * | 1982-07-21 | 1984-01-31 | 河口湖精密株式会社 | デジタル測長器 |
| DE3307014A1 (de) * | 1983-02-28 | 1984-08-30 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Schaltung zur verbesserung der bildschaerfe bei einem videorecorder |
| JPS6030285A (ja) * | 1983-07-29 | 1985-02-15 | Victor Co Of Japan Ltd | 映像信号記録再生装置 |
| JPS6093682A (ja) * | 1983-10-25 | 1985-05-25 | Sony Corp | デイジタル非線形プリエンフアシス回路 |
| DE3410944C1 (de) * | 1984-03-24 | 1985-05-09 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh, 8225 Traunreut | Gekapselte Meßeinrichtung |
| US4586760A (en) * | 1984-06-01 | 1986-05-06 | Bausch & Lomb Incorporated | Measuring scale casing and mounting spar |
| US4730165A (en) * | 1984-09-12 | 1988-03-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Non-linear signal processing apparatus |
| US4739514A (en) * | 1986-12-22 | 1988-04-19 | Bose Corporation | Automatic dynamic equalizing |
| JP2831996B2 (ja) * | 1987-09-22 | 1998-12-02 | キヤノン株式会社 | 信号記録装置 |
| US5097336A (en) * | 1987-09-22 | 1992-03-17 | Canon Kabushiki Kaisha | Signal processing apparatus |
| JP2937328B2 (ja) * | 1988-08-08 | 1999-08-23 | 株式会社東芝 | 非線形エンファシス・ディエンファシス回路 |
| US5126846A (en) * | 1988-08-08 | 1992-06-30 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Non-linear amplifier and non-linear emphasis/deemphasis circuit using the same |
| JPH0468923A (ja) * | 1990-07-09 | 1992-03-04 | Sony Corp | ノンリニアプリエンファシス・デエンファシスシステム |
| US5334886A (en) * | 1992-11-13 | 1994-08-02 | International Business Machines Corporation | Direct-coupled PNP transistor pull-up ECL circuits and direct-coupled complementary push-pull ECL circuits |
| US7016509B1 (en) | 2000-09-08 | 2006-03-21 | Harman International Industries, Inc. | System and method for varying low audio frequencies inversely with audio signal level |
| DE10114818A1 (de) * | 2001-03-26 | 2002-09-26 | Micronas Munich Gmbh | Adaptives Verfahren und Vorrichtung zur Bearbeitung eines zur Bildung eines Fernsehbildes dienenden Luminanzsignals |
Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
| JPS5164309A (ja) * | 1974-07-19 | 1976-06-03 | Tokyo Shibaura Electric Co | |
| JPS5265645A (en) * | 1975-11-28 | 1977-05-31 | Toshiba Corp | Noise reduction device |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1046753A (en) * | 1964-07-17 | 1966-10-26 | Standard Telephones Cables Ltd | Improvements in or relating to non-linear networks |
| CA955532A (en) * | 1971-04-16 | 1974-10-01 | Masao Tomita | Automatic noise reduction system |
| GB1438711A (en) * | 1973-01-23 | 1976-06-09 | Dolby Laboratories Inc | Calibration oscillators for noise reduction systems |
| US3980964A (en) * | 1974-05-20 | 1976-09-14 | Grodinsky Robert M | Noise reduction circuit |
| US4200889A (en) * | 1976-12-27 | 1980-04-29 | Basf Aktiengesellschaft | Complementary pre-emphasis and de-emphasis circuits for a video signal transfer channel |
-
1980
- 1980-07-04 JP JP9052880A patent/JPS5717241A/ja active Granted
-
1981
- 1981-07-02 US US06/279,811 patent/US4451746A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-07-03 DE DE3126341A patent/DE3126341C2/de not_active Expired
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5164309A (ja) * | 1974-07-19 | 1976-06-03 | Tokyo Shibaura Electric Co | |
| JPS5265645A (en) * | 1975-11-28 | 1977-05-31 | Toshiba Corp | Noise reduction device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4451746A (en) | 1984-05-29 |
| JPS5717241A (en) | 1982-01-28 |
| DE3126341A1 (de) | 1982-03-18 |
| DE3126341C2 (de) | 1984-06-28 |
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