JPH055209B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本発明は、無線通信において、通話の秘話性を
保証するための秘話通信装置に関する。

(ロ) 従来技術 通常の無線通信においては、甲及び乙が通話し
ている時、第３者丙が甲、乙の交信に使用してい
る搬送周波数域の信号を受信した場合、甲、乙間
の通話の内容を傍受できるため通話の秘話性が損
なわれるという問題がある。

この秘話性を保証する方法としては、音声信号
をスクランプル化して送出し、これを受信側で復
元する方法が有効である。この方法によれば、受
信部に復元回路を備えていない第３者、若しくは
キーコードが異なる第３者に対しては、受信音声
はスクランブルされたままであるので、通話の内
容が了解されず、秘話性を保持することができ
る。

秘話回路の一方式として平衝変調器を内蔵した
回路素子（バランス・モジユレーシヨン方式）が
一般に市販されている。この方式は音声信号を、
例えば5KHzの搬送波で変調後、その下側側帯波
のみをフイルタ処理により抽出して送出する方式
である。この場合、音声信号の周波数は、元の信
号に対して反転する。すなわち、音声周波数をｆ
とすると、f′＝５−ｆ（ＫHz）となる。復元は逆
の操作を行えばよく、音声周波数は再度反転する
ので元に戻る。この場合、平衝変調器の搬送波周
波数を若干変えても、再生される音声は元の音声
に対して音程が少しずれる程度であり、了解性に
は支障はない。このことはこの方式の場合秘話の
ためのキーコードが実質１つしかとれないことを
意味している。従つて、同種のスクランブル回路
を備えている者に対しては秘話性保持の効果が発
揮されないという欠点を有している。

(ハ) 目的 本発明は、かかる秘話性の保証の要求に対して
キーコードが多数設けられる秘話通信装置を提供
することを目的とする。

(ニ) 構成 本発明は上述の目的を達成するため、次の回路
を送信側と受信側にそれぞれ備えるものである。
即ち本発明の秘話通信装置は可変遅延回路と、分
周回路と、カウンタ回路と、論理回路とから構成
されている。

(ホ) 実施例 本発明は、基本的には音声信号をスクランブル
する送信部と、該スクランブルされた音声信号を
復元する受信部から構成される。

次に図面と共に本発明の装置について詳説す
る。

第１図は本発明装置の原理を説明するブロツク
図であつて、Ａは送信側、Ｂは受信側を示す。ま
ず第１図Ａに於いて、１は音声入力端子、２は
LPFである。３は2^N個の遅延段数を有する遅延回
路（記憶回路）であり、クロツク回路（CP₁）４
のクロツクに従つて音声信号をサンプリングして
記憶すると同時に、2^N標本時点以前にサンプリン
グ記憶されたサンプリング値を順次出力する2^N個
のサンプリング値を常時記憶する可変遅延回路で
ある。該遅延回路の出力は、LPF５を経た後、
同期信号回路６の出力と加算回路７により加算さ
れ、続いて伝送の為の変調増幅を行う送信回路８
を経て有線或は無線の伝送系９に送出される。

第１図Ｂの受信側に於いては、前記伝送系９を
経た受信信号は、増幅、復調回路を含む受信回路
１０で復調後、LPF１１を介して、クロツク回
路（CP₂）１２のクロツクに従つて該受信音声を
サンプリングして記憶すると同時に、2^N標本時点
以前にサンプリング記憶されたサンプリング値を
順次LPF１３を介して出力する2^Nサンプルの可変
遅延回路１４に記憶される。送信側と受信側の同
期は、送信側の同期信号発生回路６より送られる
同期信号を受信信号より分離し、これにより受信
側のクロツクを送信側のそれと完全に同期せしめ
る同期分離回路１５により行なわれる。

次に本発明の基本回路構成を第２図に示す。こ
の基本構成は送信側及び受信側共に同様の構成で
ある。即ち、音声信号を入出力するBBD等の遅
延回路３とそのクロツクパルス２１の周波数を制
御するクロツク周波数制御回路４から構成され、
更に該クロツク周波数制御回路は、マスタークロ
ツク周波数発振回路１７と、その出力を分周する
分周回路１８と、BBD等の遅延回路３へのクロ
ツクパルスを計数するクロツクパルス用カウンタ
回路１９と、該カウンタの出力信号により分周回
路１８の分周数を制御するための論理回路２０か
ら構成される。

第２図の回路の基本動作は次の通りである。即
ち、カウンタ１９の出力信号の変化に応じて分周
回路１８の分周数を変化させることにより遅延回
路（BBD）３へのクロツク周波数２１を変化さ
せ、音声信号がBBDへ入力するときのクロツク
パルス２１の周波数（f₁）と、該音声信号の遅延
後の出力時のクロツク周波数（f₂）とを異ならせ
ることによつて、BBD３の出力端における出力
音声信号の周波数を（f₂／f₁）倍になし、出力音
声信号の周波数を元のものに対して変化させて、
音声のスクランブル化を図るものである。

一方、受信側Ｂでは、送信側Ａと同構成の回路
において、送信側におけるBBD３へのクロツク
周波数の変化と同期して受信側のBBD１４への
クロツク周波数を変化させることによつて、受信
したスクランブル音声の周波数を丁度元に戻るよ
うに再度変換を行なつて復元動作を行なうように
構成している。

また、本発明では、マスタークロツク１７の周
波数や分周数を制御する論理回路２０の設定によ
り、キーコードが多数得られるように構成されて
いる。

本発明の方式では、クロツク周波数の変化の周
期は送信側Ａの可変遅延回路３の遅延段数と受信
側Ｂの可変遅延回路１４の遅延段数の和の分だけ
クロツクパルス２１をカウンタ１９が計数する時
間周期を持つ必要がある。この場合、例えばクロ
ツクパルス周波数（f₁）で送信側可変遅延回路３
に入力した音声信号が、遅延後受信側可変遅延回
路１４から出力されるときのクロツクパルス周波
数は同じ（f₁）であるので、送受信系総合では音
声信号の周波数変換がなく、完全に音声信号は復
元される。

上述の復元動作はマスタクロツク発振器１７の
発振周波数が送信および受信側とも同じで且つ周
波数変化が同期している場合を想定しているが、
次に例えばマスタクロツク周波数が送信側と受信
側とで異なる場合についてその動作を説明する。
その場合、受信側でのクロツク周波数の変化の周
期時間は、送信側の場合と異なるので、音声信号
が遅延後、受信側可変遅延回路１４から出力され
るときのクロツク周波数は、送信側で音声信号が
BBD３へ入力する時のクロツク周波数とは異な
るために元の音声に復元されず、スクランブルさ
れた音声のままとなつて出力される。このこと
は、マスタークロツク発振器の周波数の相違を秘
話通信方式のキーコードとして利用できることを
示している。本発明では、マスタークロツク周波
数の設定により、キーコード数をマルチ化できる
ように構成されている。

さて、本発明の方式では、復元時の再生音質や
スクランブル効果はクロツク周波数の変化特性に
大きく左右される。従つて第２図の構成では、分
周数を制御する論理構成が重要なキーポイントと
なる。

スクランぶル効果については、クロツク周波数
の変化特性における最大周波数（max）と最小
周波数（fmin）の比α＝fmax／fminが大きいこ
とが望ましく、実験ではαの値として1.5以上あ
れば、実用上有効であるという結果が得られてい
る。

又、本発明の方式は音声信号の時間軸変換方式
であるので、送信側と受信側間の必要伝送帯域は
時間軸変換のない場合に比べて高域側及び低域側
ともほぼα倍帯域幅が広いことが要求される。一
方、クロツク周波数の変化特性を送信側と受信側
とで同期されるためには、送信側Ａで同期制御用
の信号をスクランブル信号に重畳させて送出し、
受信側Ｂでフイルタ処理によつて同期信号を分離
する方法がとられるが、この場合、音声信号の伝
送に使用できる帯域は制約を受ける。スクランブ
ル信号は元の音声信号に対しては１／α〜αの間
で周波数変化をしているので、伝送系の帯域が狭
いと、低域側や高域側で音声信号成分の欠落を生
じ、復元時の再生音質が劣化する。実験ではαの
値として1.8〜2.0以下には抑える必要があるとい
う結果が得られている。

又クロツク周波数のとりうる値として第３図に
示すように、２つの周波数（fa）（fb）を交互に
反復する方法は論理回路２０の構成も簡単であ
り、送信と受信側の同期が完全にとれている場合
には非常に有効である。しかし実験には同期信号
の検出回路の特性のばらつきや伝送系の周波数特
性の制約に伴う位相ずれなどによる同期ずれが若
干発生する。

第３図のような２値周波数の切換え方法では、
この同期ずれが発生した場合、周波数の変換ずれ
の度合が大きいため再生音質の劣化が大きい。一
方、第４図のようにクロツク周波数が連続的に上
昇と下降を反復する特性の場合は、同期ずれの発
生時における音質劣化は少ない。第４図のような
連続的なクロツク周波数を得る方法としては、電
圧制御発振器（VCO）に三角波信号を入力する
方法などがあるが、VCOでは素子の入力電圧対
周波数特性のばらつきがあり、動作調整が面倒で
ある。この点、論理回路構成でデイジタル的に分
周数を制御してクロツク周波数を変化させる方法
は有効である。更に、変化させるクロツク周波数
の段数としては、実験では16〜32位あれば、実用
上充分であるという結果が得られている。

本発明は以上の点を考慮して有効なクロツク周
波数変化特性を得るための論理回路構成を提供す
るものであり、その具体的回路構成について以下
詳説する。

第５図は本発明に使用する論理回路の具体例を
示す。同図では説明の便宜上送信側及び受信側に
使用する可変遅延回路３，１４の遅延段数として
共に2^Nの場合について説明する。この場合、可変
遅延回路３に入力した信号成分は、クロツクパル
ス２１を2^N個相当分の時間遅延後、該可変遅延回
路３から出力される。第５図の例で使用する制御
カウンタ１９は2^N進カウンタであり、最上位のカ
ウンタ出力（Q₁）は可変遅延回路へのクロツク
パルスを2^N個計数ごとに“１”及び“０”値への
切換えを反復する。ここでＮはｎよりも遥かに大
きな数である。

次に分周回路１８も基本的には分周用カウンタ
１８から成る。第５図の例では論理回路４の中に
含まれているマイチプレクサー２２の出力
（Mn）〔図面上では（S₁）（S₄）…（Sn）、ただ
し、（S₂）（S₃）は（M₁）の反転出力〕と分周用
カウンタ１８の各段の出力（P₁）（P₂）…（Pn）
とをそれぞれOR回路（23_-1）（23_-2）…（23−
ｎ）に印加して、OR論理出力（R₁）（R₂）…
（Rn）をとり、更にこれら出力（R₁）（R₂）…
（Rn）をAND回路２４に印加して、AND論理の
出力をとり、この出力によつて分周用カウンタ１
８をリセツトする。尚、その際、マルチプレクサ
ー２２は最上位段出力（Q₁）の出力が“０”の
とき〔Ａ〕を出力し、“１”のとき〔Ｂ〕を出力
するように選択される。また、その論理構成は次
の通りである。

(イ) Q₁＝０のとき、S₁＝Q₂、S₂＝S₃＝₂、Sk＝
Qk_-1、（ｋ≧４） (ロ) Q₁＝１のとき、S₁＝₂、S₂＝S₃＝Q₂、Sk＝
Ｑk_-1、（ｋ≧４） 尚また、この場合、カウンタの種類によつては
更にインバータ回路を挿入してカウンタ１８のリ
セツト端子に信号を供給する必要がある。

第６図に第５図の論理構成を用いた場合の論理
図表を示す。例としてPnについてnmax＝６の場
合を示す。第６図では、分周数が24〜39の値の範
囲で上昇と下降を反復する動作を行ない、第４図
に示した特性に類似したクロツク周波数変化が得
られる。α＝fmax／fminは約1.63倍であり、か
なり有効なスクランブル効果が得られる。また取
りうる周波数の数も16段数あるので、若干の同期
ずれが発生しても復元時の再生音質の劣化は少な
い。以上nmax＝６の場合について説明をした
が、nmax＞６についても同様の効果があること
は勿論である。

さて本発明の方式では、キーコードのマルチ化
については、マスタクロツク発振器１７の周波数
の設定によつてキーコード化が図れることを前述
したが、実験ではスクランプル効果を実用上充分
に得るには周波数を約1.05倍変えておればよいと
いう結果が得ている。この結果によれば１オクタ
ーブあたり約15個のキーコードがとれる。また可
変遅延回路３の例としてBBD素子を用いた場合
には、BBDのクロツク周波数使用範囲は一般市
販のもので約10〜100KHzであるので、実質2.5オ
クターブはとれる。

従つて本発明の秘話回路方式は実用上充分なキ
ーコードが得られる装置であると言える。

上述の説明においては説明を簡単にするため送
信側および受信側のBBD可変遅延回路３，１４
の遅延段数を2^N個とする例について説明したの
で、遅延回路３，１４に印加されるクロツクパル
スの繰返周波数は第４図に示す如くカウンタ回路
１９が2^N＋2^N＝2^N+1個のパルスを計数する期間で
よいが、もし受信側の可変遅延回路１４の遅延段
数が2^M個の場合は前記周波数制御電圧の繰返周波
数はカウンタ回路が（2^M＋2^N）個のパルスを計数
する期間にすればよい。

(ヘ) 効果 このように本発明はキーコードが多数取れる秘
話回路を提供するものであり、この方式を塔載し
た無線機を用いれば、第三者に受信されても通話
内容を傍受されることはなく、通話の秘話性を保
証する上で実用上大きな効果を持つている。

更に、本発明はクロツク周波数が連続的に上昇
と下降を反復させる回路構成を提供するものであ
り、同期ずれの発生時における音質劣化を少なく
する効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を示すブロツク回路図、
第２図は本発明における秘話回路の要部のブロツ
ク回路図、第３図および第４図は従来のクロツク
パルスの周波数変化特性を示す図面、第５図は本
発明の装置に使用する論理回路の実施例、第６図
は第５図の論理回路を用いた場合の論理図表であ
る。 図番の説明、３，１４……BBD遅延回路、１
７……マスタークロツク発振回路、１８……分周
回路、１９……制御カウンタ、２０……論理回
路、２１……クロツクパルス、２２……マルチプ
レクサー、２３……OR回路、２４……AND回
路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ (a) 信号をクロツクパルスに従つて順次サン
   プリングして記憶すると同時に出力する信号の
   可変遅延回路と、 (b) 前記クロツクパルスを供給するマスタークロ
   ツク周波数発振回路と、 (c) 該発振回路の出力周波数を分周する分周回路
   と、 (d) 前記可変遅延回路へ供給されるクロツクパル
   スを計数するクロツクパルスカウンタ回路と、 (e) 該クロツクパルスカウンタ回路の出力信号に
   より分周回路の分周数を制御する論理回路と を通信系の送信側と受信側とに備え、 送信側および受信側の前記可変遅延回路の遅延
   段数の和を2^N+1（ただし、Ｎは整数）とし、また、
   前記クロツクパルスカウンタ回路を2^N進カウンタ
   で構成し且つ該回路の出力を上位から（Q₁）
   （Q₂）……（Q_N）とし、更に前記分周回路を分周
   用カウンタで構成し且つ該カウンタの出力を上位
   から（P₁）（P₂）…（Pn）とし、前記論理回路の
   マルチプレキサーの出力を（S₁）（S₂）…（Sn）
   とするとき、該分周用カウンタのリセツト信号と
   して下記論理の信号（Re）を用いて該分周用カ
   ウンタの分周数を制御し、 Re＝（P₁＋S₁）・（P₂＋S₂）…・（Pn＋Sn） ここでSk（ただし、ｋ＝１〜ｎ）は (イ) Q₁＝０のとき S₁＝Q₂、S₂＝S₃＝₂、Sk＝Qk_-1、（たゞ
   し、ｋ≧４） (ロ) Q₁＝１のとき S₁＝₂、S₂＝S₃＝Q₂、Sk＝_-1（たゞし、
   ｋ≧４） 前記クロツクパルス・カウンタ回路が前記可変
   遅延回路に供給されるクロツクパルスを前記送信
   側の可変遅延回路の遅延段数と前記受信側の可変
   遅延回路の遅延段数の和の数だけ計数する時間周
   期で、前記可変遅延回路に供給されるクロツクパ
   ルスの周波数を変化させて、伝送信号の時間軸の
   圧縮と伸長を交互に繰返し行なうことにより伝送
   信号の周波数を変換して送信側から伝送系に送出
   し、受信側で元信号を再生することを特徴とする
   秘話通信装置。 ２ (a) 信号をクロツクパルスに従つて順次サン
   プリングして記憶すると同時に出力する信号の
   可変遅延回路と、 (b) 前記クロツクパルスを供給するマスタークロ
   ツク周波数発振回路と、 (c) 該発振回路の出力周波数を分周する分周回路
   と、 (d) 前記可変遅延回路へ供給されるクロツクパル
   スを計数するクロツクパルスカウンタ回路と、 (e) 該クロツクパルスカウンタ回路の出力信号に
   より分周回路の分周数を制御する論理回路と を通信系の送信側と受信側とに備え、 送信側および受信側の前記可変遅延回路の遅延
   段数の和を2^N+1（ただし、Ｎは整数）とし、また、
   前記クロツクパルスカウンタ回路を2^N進カウンタ
   で構成し且つ該回路の出力を上位から（Q₁）
   （Q₂）…（Q_N）とし、更に前記分周回路を分周用
   カウンタで構成し且つ該カウンタの出力を上位か
   ら（P₁）（P₂）…（Pn）とし、前記論理回路のマ
   ルチプレキサーの出力を（S₁）（S₂）…（Sn）と
   するとき、該分周用カウンタのリセツト信号とし
   て下記論理の信号（Re）を用いて該分周用カウ
   ンタの分周数を制御し、 Re＝（P₁＋S₁）・（P₂＋S₂）…・（Pn＋Sn） ここでSk（ただし、ｋ＝１〜ｎ）は (イ) Q₁＝０のとき S₁＝Q₂、S₂＝S₃＝₂、Sk＝Qk_-1（ただし、
   ｋ≧４） (ロ) Q₁＝１のとき S₁＝₂、S₂＝S₃＝Q₂、Sk＝_-1（ただし、
   ｋ≧４） 前記クロツクパルス・カウンタ回路が前記可変
   遅延回路に供給されるクロツクパルスを前記送信
   側の可変遅延回路の遅延段数と前記受信側の可変
   遅延回路の遅延段数の和の数だけ計数する時間周
   期で、前記可変遅延回路に供給されるクロツクパ
   ルスの周波数を変化させて、伝送信号の時間軸の
   圧縮と伸長を交互に繰返し行なうことにより伝送
   信号の周波数を変換して送信側から伝送系に送出
   し、受信側で元信号を再生し、且つ前記マスター
   クロツク周波数発振回路の出力周波数或は前記論
   理回路の論理構成を変えることによつて前記可変
   遅延回路へ供給されるクロツクパルスの周波数変
   化を所定の特性に設定して、キーコード化するこ
   とを特徴とする秘話通信装置。