JPS61123335A - 秘話通信装置の信号同期回路 - Google Patents
秘話通信装置の信号同期回路Info
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- JPS61123335A JPS61123335A JP24542084A JP24542084A JPS61123335A JP S61123335 A JPS61123335 A JP S61123335A JP 24542084 A JP24542084 A JP 24542084A JP 24542084 A JP24542084 A JP 24542084A JP S61123335 A JPS61123335 A JP S61123335A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- clock
- frequency
- synchronization
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/06—Secret communication by transmitting the information or elements thereof at unnatural speeds or in jumbled order or backwards
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ） 産業上の利用分野
本発明は有線或は無線通信において通話の秘密性（プフ
ィパシー）を保持する為の秘話通信回路に関するもので
あシ、更に詳説すると、前記通信システムの信号同期回
路に関するものである。
ィパシー）を保持する為の秘話通信回路に関するもので
あシ、更に詳説すると、前記通信システムの信号同期回
路に関するものである。
（ｃｉ）従来の技術
有線或は無線通信においては適当な受信装置を用いれば
、通信の内容が誰にでも傍受され、通話の秘話性が損わ
れるという問題が本質的にある。
、通信の内容が誰にでも傍受され、通話の秘話性が損わ
れるという問題が本質的にある。
この問題を解決する方法として、音声信号をスクランブ
ル処理して送出し、これを第三者に受信されても、この
ままでは内容は分からないようにしておき、この処理信
号を再生する回路（ディスクランブル処理回路）を持つ
受信者だけが音声信号に復元できる、所謂スクランブル
技術が従来から用いられている。従来からある秘話通信
方式としては、例えば電子通信学会誌（１９８２年８月
）「秘話技術Ｊ（Ｐ８３２〜Ｐ８３４）および電子通信
学会枝軸０８８０−１４９（１９８０年１１月）「秘話
方式について」において、各植刃式が紹介されている。
ル処理して送出し、これを第三者に受信されても、この
ままでは内容は分からないようにしておき、この処理信
号を再生する回路（ディスクランブル処理回路）を持つ
受信者だけが音声信号に復元できる、所謂スクランブル
技術が従来から用いられている。従来からある秘話通信
方式としては、例えば電子通信学会誌（１９８２年８月
）「秘話技術Ｊ（Ｐ８３２〜Ｐ８３４）および電子通信
学会枝軸０８８０−１４９（１９８０年１１月）「秘話
方式について」において、各植刃式が紹介されている。
音声情報はスペクトル及びこれの時間変化から構成され
ているので、スペクトル構造を変化させるスクランブル
処理によって音声としての了解性を低下させることがで
きる。この観点からこれまでに実用化されたスクランブ
ル方式としてはスペクトル反転法や周波数分割置換法等
があげられる。
ているので、スペクトル構造を変化させるスクランブル
処理によって音声としての了解性を低下させることがで
きる。この観点からこれまでに実用化されたスクランブ
ル方式としてはスペクトル反転法や周波数分割置換法等
があげられる。
例えば、特公昭５８−８６２１ （ＨＯ４Ｋ １１０４
）「周波数補正機能をもつ秘話方式」や特開昭５８−１
４８５４１（ＨＯ４に１１０４）ｒ秘話回路」はスペク
トル反転秘話方式に関し、また特公昭５８−２４９８４
（ＥＬＯ４ＪＬ１１０６）ｒ秘話装置」は所定のスペク
トルに分割後、信号処理を施す方式に関し、また前記電
子通信学会枝軸Ｃ８−８０−１４９は音声信号を一旦デ
ィジタル信号に変換後、ＦＦＴ処理によって周波数軸変
換処理を施す方式に関し、それぞれ改良を図る方法を提
案しているものである。而してスペクトル反転法では秘
話の為の組合せ数（キー数）か充分にはとれない、また
後の三者の方式では、キー数は多いが、フィルタを多用
したり、上゛１゛Ｔ処理回路が必要で回路規模が大きく
なυ、コストも高い、また消責電力も大きいなどの問題
があった。
）「周波数補正機能をもつ秘話方式」や特開昭５８−１
４８５４１（ＨＯ４に１１０４）ｒ秘話回路」はスペク
トル反転秘話方式に関し、また特公昭５８−２４９８４
（ＥＬＯ４ＪＬ１１０６）ｒ秘話装置」は所定のスペク
トルに分割後、信号処理を施す方式に関し、また前記電
子通信学会枝軸Ｃ８−８０−１４９は音声信号を一旦デ
ィジタル信号に変換後、ＦＦＴ処理によって周波数軸変
換処理を施す方式に関し、それぞれ改良を図る方法を提
案しているものである。而してスペクトル反転法では秘
話の為の組合せ数（キー数）か充分にはとれない、また
後の三者の方式では、キー数は多いが、フィルタを多用
したり、上゛１゛Ｔ処理回路が必要で回路規模が大きく
なυ、コストも高い、また消責電力も大きいなどの問題
があった。
これらの観点から、キー数が多くとれて秘話性能に優れ
、しかも回路構成が簡単なスクランブル方式として本件
出願人は先に特願昭５７−１６４７６６号「秘話通信方
法及びその装置」（昭和５７年９月２０日出願）、特願
昭５７−１８４９１６号「秘話通信システムのクロック
回路」（昭和５７年１０月２０日出願）や特願昭５８−
１９７０２「秘話通信装置」（昭和５８年１０月２０日
出願）を提案した。これは可変遅延回路を用いて、その
遅延時間を制御するクロックの周波数を周期的に時間変
化させ、時間軸の圧縮・伸長を反復して、音声信号をス
クランブル処理して送出し、受信側でディスクランブル
処理を施す方法である。
、しかも回路構成が簡単なスクランブル方式として本件
出願人は先に特願昭５７−１６４７６６号「秘話通信方
法及びその装置」（昭和５７年９月２０日出願）、特願
昭５７−１８４９１６号「秘話通信システムのクロック
回路」（昭和５７年１０月２０日出願）や特願昭５８−
１９７０２「秘話通信装置」（昭和５８年１０月２０日
出願）を提案した。これは可変遅延回路を用いて、その
遅延時間を制御するクロックの周波数を周期的に時間変
化させ、時間軸の圧縮・伸長を反復して、音声信号をス
クランブル処理して送出し、受信側でディスクランブル
処理を施す方法である。
この方式において受信側で元の音声に正しく復元させる
ためには、送信側と逆の信号処理を行わせるように、可
変遅延回路に印加するクロックの動作を送信側と受信側
で同期させておく必要があり、そのために送受信装置の
一方から他方に同期信号を送る必要がおる。そこで例え
ば、クロック周波数の時間変化の周期で単−周波数正弦
波の振巾変調を行なっｆｃす、また周波数を変えてＦＳ
ｊＬ変調を行ない、同期信号として送信信号に重畳して
送出する方式が用いられる。
ためには、送信側と逆の信号処理を行わせるように、可
変遅延回路に印加するクロックの動作を送信側と受信側
で同期させておく必要があり、そのために送受信装置の
一方から他方に同期信号を送る必要がおる。そこで例え
ば、クロック周波数の時間変化の周期で単−周波数正弦
波の振巾変調を行なっｆｃす、また周波数を変えてＦＳ
ｊＬ変調を行ない、同期信号として送信信号に重畳して
送出する方式が用いられる。
しかし、上記の妬き従来の同期方式は変調の際のスペク
トルの広が９が音声帯域内に入り、ノイズとして音声信
号の８Ｎ比を劣化させるという欠点があった。又、単一
正弦波の周波数を音声帯域の高域側に設ける必要楚あり
、伝送信号帯域の広がりが問題となる。
トルの広が９が音声帯域内に入り、ノイズとして音声信
号の８Ｎ比を劣化させるという欠点があった。又、単一
正弦波の周波数を音声帯域の高域側に設ける必要楚あり
、伝送信号帯域の広がりが問題となる。
（ハ） 発明が解決しようとする問題点本発明は従来の
秘話通信装置におけるＳＮ比の劣化等の同期回路の欠点
を解決できる信号同期回路を提供するものでおる。
秘話通信装置におけるＳＮ比の劣化等の同期回路の欠点
を解決できる信号同期回路を提供するものでおる。
に） 問題点を解決するための手段および作用先ず、本
発明の基本となる回路構成について第１図と共に説明す
る。同図において、（１）は音声信号入力端、（２）は
ＬＰＦ、（３）は可変遅延回路、（４）はＬＰＦ、（５
）はクロック周波数制御回路であり、クロック周波数制
御カウンタ回路（６）と論理回路（７）からなっている
。（８＋はゲート信号発生回路、（９）は向期信号発生
薗路、αＯｊは加算回路、（社）は送信回路、しは有線
或は無線の伝送系、（１３１は受信回路、圓はＬＰＦ、
■は可変遅延回路、Ｃ６；はＬＰＦ、０ηは音声出力端
、αねはゲート信号復調回路、（１！ｌｌはトリガ発生
回路、■はクロック周波数制御回路であり、制御カウン
タ回路（２）と論理回路■からなっている。
発明の基本となる回路構成について第１図と共に説明す
る。同図において、（１）は音声信号入力端、（２）は
ＬＰＦ、（３）は可変遅延回路、（４）はＬＰＦ、（５
）はクロック周波数制御回路であり、クロック周波数制
御カウンタ回路（６）と論理回路（７）からなっている
。（８＋はゲート信号発生回路、（９）は向期信号発生
薗路、αＯｊは加算回路、（社）は送信回路、しは有線
或は無線の伝送系、（１３１は受信回路、圓はＬＰＦ、
■は可変遅延回路、Ｃ６；はＬＰＦ、０ηは音声出力端
、αねはゲート信号復調回路、（１！ｌｌはトリガ発生
回路、■はクロック周波数制御回路であり、制御カウン
タ回路（２）と論理回路■からなっている。
さて、遅延時間がクロック制御可能な可変遅延回路（３
）囮を送受信側にそれぞれ設け、該遅延回路のクロック
周波数を送受信側遅延回路の遅延時間の和の分の周期で
時間変化させ、送信側でスクランブル処理を行ない、受
信側でディスクランブル処理を行う。
）囮を送受信側にそれぞれ設け、該遅延回路のクロック
周波数を送受信側遅延回路の遅延時間の和の分の周期で
時間変化させ、送信側でスクランブル処理を行ない、受
信側でディスクランブル処理を行う。
この回路において、可変遅延回路（３）四としてはＢＢ
Ｄ （Ｂｕｏｋａｔ Ｂｒｉｇａｄｅ Ｄｅｖｉｃｅ）
やＣＣ１）（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅ
ｖｉｃｅ）等のアナログシフトレジスタやＲＡＭ等のメ
モリ素子が用いられる。また、可変遅延回路へ印加する
クロックの周波数は、該クロックを計数するカウンタ回
路（６）（２１ｉを含むクロック周波数制御回路（５）
母によって制御される構成となっている。送受信側のク
ロック動作を同期させる為に送信側（ａ）の同期信号発
生回路（９）で発生された同期信号（８ｐ）が加算回路
ααで音声信号信号に重畳されて送出される。
Ｄ （Ｂｕｏｋａｔ Ｂｒｉｇａｄｅ Ｄｅｖｉｃｅ）
やＣＣ１）（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅ
ｖｉｃｅ）等のアナログシフトレジスタやＲＡＭ等のメ
モリ素子が用いられる。また、可変遅延回路へ印加する
クロックの周波数は、該クロックを計数するカウンタ回
路（６）（２１ｉを含むクロック周波数制御回路（５）
母によって制御される構成となっている。送受信側のク
ロック動作を同期させる為に送信側（ａ）の同期信号発
生回路（９）で発生された同期信号（８ｐ）が加算回路
ααで音声信号信号に重畳されて送出される。
この同期信号としては次のような信号を使用する。即ち
、第２図（ａ）のように、送信側クロック周波数制御回
路（５）に含まれる送信側制御カウンタ回路（６）の値
に関連してゲート信号をゲート信号発生回路（８）から
取シ出し、このゲート信号を用い、同期信号発生回路（
９）において、例えば正弦波を第２図（ｂ）のようにゲ
ート制御して得られるトーンバースト波や同図（（＋）
のように位相変調〔同図（８）は２相、１８０度変調〕
を施した信号或はＦ８に信号等とし、これを同期信号と
して使用する。
、第２図（ａ）のように、送信側クロック周波数制御回
路（５）に含まれる送信側制御カウンタ回路（６）の値
に関連してゲート信号をゲート信号発生回路（８）から
取シ出し、このゲート信号を用い、同期信号発生回路（
９）において、例えば正弦波を第２図（ｂ）のようにゲ
ート制御して得られるトーンバースト波や同図（（＋）
のように位相変調〔同図（８）は２相、１８０度変調〕
を施した信号或はＦ８に信号等とし、これを同期信号と
して使用する。
欠に受信側（ｂ）では、フィルタ回路によるフィルタ処
理により音声信号に重畳された前記同期信号を抽出後、
第２図（ａ）に対応するゲート信号を復調する（第２図
（ｄ）参照）。
理により音声信号に重畳された前記同期信号を抽出後、
第２図（ａ）に対応するゲート信号を復調する（第２図
（ｄ）参照）。
さて、クロック周波数はカウンタ（６１（２１１の値に
よって決定されるので、クロック動作の同期を行うには
受信側のカウンタ値を送信側と同じ値になるようにすれ
ばよく、送信側（ａ）でゲート信号発生回路（８）から
ゲート信号（Ｇｔ）を送出するときのカウンタ回路（６
）の値と同じになるように受信側（ｂ）のカウンタ回路
（社）を、ゲート信号復調回路（２）の出力ゲート信号
（Ｇｍ）（第２図（ｄ）〕から得られるトリガ信号〔第
２図（ｅ）〕によってププリセラするように構成されて
いる。即ち、送信側遅延回路と受信側遅延回路の遅延時
間の和の分の周期毎に立上シ又は立下シのあるパルス波
（矩形波）を同期信号とし、送信側における同期信号の
立上り（又は立下り）時のカウンタの値と同じに次るよ
うに受信側で復調同期信号から得られるトリガによって
プリセット動作させるように構成されている。
よって決定されるので、クロック動作の同期を行うには
受信側のカウンタ値を送信側と同じ値になるようにすれ
ばよく、送信側（ａ）でゲート信号発生回路（８）から
ゲート信号（Ｇｔ）を送出するときのカウンタ回路（６
）の値と同じになるように受信側（ｂ）のカウンタ回路
（社）を、ゲート信号復調回路（２）の出力ゲート信号
（Ｇｍ）（第２図（ｄ）〕から得られるトリガ信号〔第
２図（ｅ）〕によってププリセラするように構成されて
いる。即ち、送信側遅延回路と受信側遅延回路の遅延時
間の和の分の周期毎に立上シ又は立下シのあるパルス波
（矩形波）を同期信号とし、送信側における同期信号の
立上り（又は立下り）時のカウンタの値と同じに次るよ
うに受信側で復調同期信号から得られるトリガによって
プリセット動作させるように構成されている。
本発明では同期信号として、一定周波数の低周波信号及
び該信号を逓倍した信号の２波を音声信号帯域より低域
側に設け、これを音声信号に重畳して伝送し、受信側で
これらを分離し同期用信号として用いるものである。
び該信号を逓倍した信号の２波を音声信号帯域より低域
側に設け、これを音声信号に重畳して伝送し、受信側で
これらを分離し同期用信号として用いるものである。
（ハ）実施例
第６図は本発明の同期回路の送信側の実施例である。同
図に於て、（２）はサンプリングによる折シ返し雑音を
防止するＬＰＦ、（３）は記憶容量Ｎの可変遅延回路で
クロックに従って入力信号をサンプリングし、これを順
次転送して出力する。ここではＢＢＤを用いている。該
ＢＢＤを制御するクロックは周波数（ｆＯ）の発振器の
のマスタクロックを入力とする可変分周回路−の出力（
ＣＰ）をＩ 用いている。該可変分周回路ＣＰを計数するカラへ− ンタ■及び、該カウンタ出力を入力とするマトリクス回
路■により制御され、第４図に示すように出力ＣＰの周
波数（ｆｌ）を階段状に変化させる。
図に於て、（２）はサンプリングによる折シ返し雑音を
防止するＬＰＦ、（３）は記憶容量Ｎの可変遅延回路で
クロックに従って入力信号をサンプリングし、これを順
次転送して出力する。ここではＢＢＤを用いている。該
ＢＢＤを制御するクロックは周波数（ｆＯ）の発振器の
のマスタクロックを入力とする可変分周回路−の出力（
ＣＰ）をＩ 用いている。該可変分周回路ＣＰを計数するカラへ− ンタ■及び、該カウンタ出力を入力とするマトリクス回
路■により制御され、第４図に示すように出力ＣＰの周
波数（ｆｌ）を階段状に変化させる。
カウンタ缶が（３ＰをＮ個計数する毎にｆｌの上昇・下
降を切り換えるとともに図に示すようなＯＦの変化周期
と等しい周期をもつＱ信号を出力し、同期信号に用いる
。周期（Ｔ）は Ｔ＝またし月 となる。ここでＲは可変遅延回路の記憶容量、ｉは可変
分周回路の分周数の最小値、ｍは分周段階数、ｆＯはマ
スタクロック周波数である。例えば、ｆｏ＝２５０ｘｕ
ｚ、ｔ＝１３、ｍ＝８、Ｎ＝５１２とすると、Ｔ＝６７
．６ｍｓ、ｆ＝１／Ｔ＝ｉ４゜８Ｈｚとなる。また前記
Ｑ信号をＰＬＬ＠を用いてＭ逓倍したＱＭ倍信号同期信
号として用いる。
降を切り換えるとともに図に示すようなＯＦの変化周期
と等しい周期をもつＱ信号を出力し、同期信号に用いる
。周期（Ｔ）は Ｔ＝またし月 となる。ここでＲは可変遅延回路の記憶容量、ｉは可変
分周回路の分周数の最小値、ｍは分周段階数、ｆＯはマ
スタクロック周波数である。例えば、ｆｏ＝２５０ｘｕ
ｚ、ｔ＝１３、ｍ＝８、Ｎ＝５１２とすると、Ｔ＝６７
．６ｍｓ、ｆ＝１／Ｔ＝ｉ４゜８Ｈｚとなる。また前記
Ｑ信号をＰＬＬ＠を用いてＭ逓倍したＱＭ倍信号同期信
号として用いる。
ＱＭ倍信号周波数（ｆＱＭ）を音声周波数以下１００Ｈ
ｚ程度薔ζ選ぶ。前記例ではＱ信号の周波数ｆＱは１４
，８Ｈ２だから８逓倍して ｆ ＱＭ＝１４．８ｘ８＝ １１８．４ （Ｈｚ ）と
する。前記Ｑ信号及びＱＭ倍信号、中心周波数がそれぞ
れｆＱ及ヒｆ ＱｌｔＯＢ Ｐ １１＠及び圓、これら
にそれぞれ継続し各出力レベルを調整するレベル調整器
＠（９）を経て麻算回路頭に印加される。
ｚ程度薔ζ選ぶ。前記例ではＱ信号の周波数ｆＱは１４
，８Ｈ２だから８逓倍して ｆ ＱＭ＝１４．８ｘ８＝ １１８．４ （Ｈｚ ）と
する。前記Ｑ信号及びＱＭ倍信号、中心周波数がそれぞ
れｆＱ及ヒｆ ＱｌｔＯＢ Ｐ １１＠及び圓、これら
にそれぞれ継続し各出力レベルを調整するレベル調整器
＠（９）を経て麻算回路頭に印加される。
一方、可変遅延回路（３）の出力は、該回路の出力に含
まれる高周波成分を除去するＬＰＦＱ３１を経て加算回
路α４に於てレベル調整器＠（２）の出力と共に加算重
畳される。該加算出力は続いて増巾変調処理を送信回路
但で受け、送信アンテナより送出される。
まれる高周波成分を除去するＬＰＦＱ３１を経て加算回
路α４に於てレベル調整器＠（２）の出力と共に加算重
畳される。該加算出力は続いて増巾変調処理を送信回路
但で受け、送信アンテナより送出される。
次に第５図と共に本発明実施例の受信側を説明する。受
信アンテナ■で受信され、受信アンテナに続く受信回路
（２）で受信増巾・検波復調されたベースバンド信号か
ら前記周波数（ｆＱ）及び（ｆＱＭ）の２低周波数同期
信号が、中心周波数（ｆＱ ） （ｆ ＱＭ ） ＯＢ
Ｐ Ｆ（（３１３４）及ヒコｎう＋ｃツレ（”れ縦続す
るＰＬＬ（２）−によ）抽出される。ＰＬＬ（至）の出
力（復調ＱＭ倍信号はカウンタ（至）ヘクロック入力さ
れる。ＰＬＬ（３，９の出力（復調Ｑ信号）は単パルス
発生回路（支）へ入力され、Ｑ信号の立下りのタイミン
グで発生させた単パルスによって前記カウンタ（至）を
リセットする。該カウンタ缶は復調ＱＭ倍信号立下９を
計数し、Ｍ／２個（但しＭは偶数とし本実施例ではＭ＝
８）計数した後の次の立上シをゲートマトリクス回路缶
により検出する。
信アンテナ■で受信され、受信アンテナに続く受信回路
（２）で受信増巾・検波復調されたベースバンド信号か
ら前記周波数（ｆＱ）及び（ｆＱＭ）の２低周波数同期
信号が、中心周波数（ｆＱ ） （ｆ ＱＭ ） ＯＢ
Ｐ Ｆ（（３１３４）及ヒコｎう＋ｃツレ（”れ縦続す
るＰＬＬ（２）−によ）抽出される。ＰＬＬ（至）の出
力（復調ＱＭ倍信号はカウンタ（至）ヘクロック入力さ
れる。ＰＬＬ（３，９の出力（復調Ｑ信号）は単パルス
発生回路（支）へ入力され、Ｑ信号の立下りのタイミン
グで発生させた単パルスによって前記カウンタ（至）を
リセットする。該カウンタ缶は復調ＱＭ倍信号立下９を
計数し、Ｍ／２個（但しＭは偶数とし本実施例ではＭ＝
８）計数した後の次の立上シをゲートマトリクス回路缶
により検出する。
該立上シのタイミングで単パルス発生回路缶により単パ
ルスを発生させる。
ルスを発生させる。
一方、前記受信回路しの出力である受信信号は、周波数
（ｆＱ）及び（ｆＱＭ）成分を除去するＲＰＦ（４Ｑ１
、折シ返し雑音防止用のＬＰＦ（１４１，記憶容量への
アナログシフトレジスタ（至）、高周波成分を除去する
Ｌ Ｐ Ｆ（ｌｉｌを経て出力される。アナログシフト
レジスタ＠を制御するクロックパルスは送信側と同様、
マスタクロック回路（６）、可変分周回路（４２１，カ
ウンタ（■、ゲートマトリクス（財）にょシ制御される
。該クロックパルスの周波数を送受間で一散させるため
、前記単パルス発生回路［有］の出力パルスによりカウ
ンタ（０をリセットする。
（ｆＱ）及び（ｆＱＭ）成分を除去するＲＰＦ（４Ｑ１
、折シ返し雑音防止用のＬＰＦ（１４１，記憶容量への
アナログシフトレジスタ（至）、高周波成分を除去する
Ｌ Ｐ Ｆ（ｌｉｌを経て出力される。アナログシフト
レジスタ＠を制御するクロックパルスは送信側と同様、
マスタクロック回路（６）、可変分周回路（４２１，カ
ウンタ（■、ゲートマトリクス（財）にょシ制御される
。該クロックパルスの周波数を送受間で一散させるため
、前記単パルス発生回路［有］の出力パルスによりカウ
ンタ（０をリセットする。
かかる構成によれば、Ｑ信号は送受間で同期しているは
ずであるが、雑音成分が重畳するため精度よく行うこと
はむずかしい。そこでＱＭ倍信号よシ微調を行う。即ち
、Ｑ信号の立上シ近傍でこれに最も近いＱＭ倍信号立上
夛がよシ正確な位相情報を持つと考えられる。第６図（
ａ）の如く、復調Ｑ信号に対し復調ＱＭ倍信号遅れてい
る時、Ｑ信号の立下シで前記カウンタ（ト）がリセット
された後、クロック入力であるＱＭ倍信号立下りを８７
２＝４回計数した後の次のクロックの立上９（図の１８
点）をゲートマトリクス回路（支）によシ検出し、該Ｋ
ａ点で“Ｈ″を出力し前記単パルス発生回路臨へ入力さ
れる。第５図（ｂ）の如く、復調Ｑ信号に対し復調ＱＭ
倍信号進んでいる時も同様に、カウンタ田がリセットさ
れた後、ＱＭ倍信号立下りを４回計数した後の次のクロ
ックの立下ｆｉ（ＪＬｂ点）を検出する。即ち、どちら
の場合でもＱ信号の立上シ近傍でこれに最も近いＱＭ倍
信号立上りを検出できる。但し、周波数（ｆＱ）のＱ信
号に対し、周波数（ｆｑＭ）のＱＭ倍信号相対的位相差
が±１／２ ｆ ９Ｍ以下であることが条件である。
ずであるが、雑音成分が重畳するため精度よく行うこと
はむずかしい。そこでＱＭ倍信号よシ微調を行う。即ち
、Ｑ信号の立上シ近傍でこれに最も近いＱＭ倍信号立上
夛がよシ正確な位相情報を持つと考えられる。第６図（
ａ）の如く、復調Ｑ信号に対し復調ＱＭ倍信号遅れてい
る時、Ｑ信号の立下シで前記カウンタ（ト）がリセット
された後、クロック入力であるＱＭ倍信号立下りを８７
２＝４回計数した後の次のクロックの立上９（図の１８
点）をゲートマトリクス回路（支）によシ検出し、該Ｋ
ａ点で“Ｈ″を出力し前記単パルス発生回路臨へ入力さ
れる。第５図（ｂ）の如く、復調Ｑ信号に対し復調ＱＭ
倍信号進んでいる時も同様に、カウンタ田がリセットさ
れた後、ＱＭ倍信号立下りを４回計数した後の次のクロ
ックの立下ｆｉ（ＪＬｂ点）を検出する。即ち、どちら
の場合でもＱ信号の立上シ近傍でこれに最も近いＱＭ倍
信号立上りを検出できる。但し、周波数（ｆＱ）のＱ信
号に対し、周波数（ｆｑＭ）のＱＭ倍信号相対的位相差
が±１／２ ｆ ９Ｍ以下であることが条件である。
前記ゲートマ）ＩＪクス回路の一例を第７図に、又その
動作を説明する為のタイムチャートを第７図に示す。第
６図の構成によりＱｍ出力としてパルス４を検出できる
。Ｑ／ＤとＱＭをＡＮＤゲート（３８３、）でゲートす
る際、パルス乙の影響でノイズが出るのを防止する為、
遅延回路（３８２）を挿入しである。該遅延回路（３８
２）の遅延時間はＱＭ倍信号周期の１／２以下でなけれ
ばならない。
動作を説明する為のタイムチャートを第７図に示す。第
６図の構成によりＱｍ出力としてパルス４を検出できる
。Ｑ／ＤとＱＭをＡＮＤゲート（３８３、）でゲートす
る際、パルス乙の影響でノイズが出るのを防止する為、
遅延回路（３８２）を挿入しである。該遅延回路（３８
２）の遅延時間はＱＭ倍信号周期の１／２以下でなけれ
ばならない。
尚、本実施例ではＭが偶数の場合について述べたが、Ｍ
が奇数の場合はカウンタ缶で復調ＱＭ倍信号立上りを計
数すればよい。
が奇数の場合はカウンタ缶で復調ＱＭ倍信号立上りを計
数すればよい。
（へ）発明の効果
このように本発明の回路によれは同期信号として音声周
波数帯域より低域側に２波設けれは、伝送信号帯域を広
げずに送受信間の同期をとることができる。また本発明
による同期方法を用いた可変遅延回路方式秘話通信装置
によって秘話性能の優れた通信を行なうことができる。
波数帯域より低域側に２波設けれは、伝送信号帯域を広
げずに送受信間の同期をとることができる。また本発明
による同期方法を用いた可変遅延回路方式秘話通信装置
によって秘話性能の優れた通信を行なうことができる。
第１図は本発明の基となる秘話通信方式の基本構成図、
第２図は上記方式において用いる同期信号の波形例、第
３図は本発明の送信側の実施例回路、第４図はクロック
周波数の遷移図、第５図は本発明の受信側の実施例回路
、第６図は同期信号のタイムチャート、第７図はゲート
マトリクス回路例、第８図はゲートマトリクス回路信号
タイムチャートである。 （３）巴・・・・・・可変遅延回路、（５）■・・・・
・・クロック周波数制御回路、（６）＠・・・・・・ク
ロック周波数制動カウンタ回路、（７）に・・・・・・
論理回路、（８１・・・・・・ゲート信号発生回路、（
９＋・・・・・・同期信号発生＠路、αα・・・・・・
加算回路、し・・・・・・ゲート信号復調回路、昨・・
・・・・トリガパルス発生回路。 ← ｌＪＪの 】 く 。 ｕ’＋ロ
騙Ｏ叶ａ １０ ｌｏ ａ ＯＧ Ｏ＝
第２図は上記方式において用いる同期信号の波形例、第
３図は本発明の送信側の実施例回路、第４図はクロック
周波数の遷移図、第５図は本発明の受信側の実施例回路
、第６図は同期信号のタイムチャート、第７図はゲート
マトリクス回路例、第８図はゲートマトリクス回路信号
タイムチャートである。 （３）巴・・・・・・可変遅延回路、（５）■・・・・
・・クロック周波数制御回路、（６）＠・・・・・・ク
ロック周波数制動カウンタ回路、（７）に・・・・・・
論理回路、（８１・・・・・・ゲート信号発生回路、（
９＋・・・・・・同期信号発生＠路、αα・・・・・・
加算回路、し・・・・・・ゲート信号復調回路、昨・・
・・・・トリガパルス発生回路。 ← ｌＪＪの 】 く 。 ｕ’＋ロ
騙Ｏ叶ａ １０ ｌｏ ａ ＯＧ Ｏ＝
Claims (3)
- （１）信号をクロックパルスに従って順次サンプリング
して記憶し且つ出力する信号の可変遅延回路と、前記ク
ロックパルスの周波数を制御するクロック周波数制御回
路と、送信側と受信側のクロック動作を同期させるため
の信号同期回路とを通信系の送信側と受信側とに備え、
送信側に於て可変遅延回路に信号を入力する時のクロッ
ク周波数と出力する時のクロック周波数を異ならせるこ
とにより送信信号の周波数を変えて送信し、受信側で受
信され可変遅延回路に入力した信号が該遅延回路から出
力されるときのクロック周波数が前記送信側可変遅延回
路に信号が入力される時のクロック周波数と等しくなる
様に送受信側双方でクロックパルスを同期させることに
より受信信号周波数を再生する秘話通信装置であって、
送信側の同期手段として送信側クロックパルスに同期し
周波数が整数比で且つ周波数帯域が音声周波数帯域より
低く位相同期した第１及び第２正弦波信号を送信音声信
号に重畳して送出し、受信側では受信信号よりこれら第
１及び第２正弦波信号を分離し、該第１及び第２正弦波
信号に対応して第１及び第２同期信号を発生させ、該第
１及び第２同期信号に関連して前記クロック制御回路を
初期値化することを特徴とする秘話通信装置の信号同期
回路。 - （２）低周波側の第１同期信号の極性反転時の近傍でそ
れに対応する第２同期信号の極性反転時に同期パルスを
発生させ、受信側クロック制御回路を初期値化すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の秘話通信装
置の信号同期回路。 - （３）第１及び第２同期信号は、第１及び第２正弦波信
号をそれぞれＰＬＬ回路を通して得られる矩形波である
事を特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の秘話通信
装置の信号同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24542084A JPS61123335A (ja) | 1984-11-20 | 1984-11-20 | 秘話通信装置の信号同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24542084A JPS61123335A (ja) | 1984-11-20 | 1984-11-20 | 秘話通信装置の信号同期回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61123335A true JPS61123335A (ja) | 1986-06-11 |
Family
ID=17133388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24542084A Pending JPS61123335A (ja) | 1984-11-20 | 1984-11-20 | 秘話通信装置の信号同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61123335A (ja) |
-
1984
- 1984-11-20 JP JP24542084A patent/JPS61123335A/ja active Pending
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