JPH037169B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本発明は有線或は無線の秘話通信システムの信
号同期回路に関するものである。

有線或は無線通信においては適当な受信装置を
使用すれば、通信内容が誰にでも傍受されるとい
う問題がある。そこで送信信号に特殊な信号処理
を施こしてこれが傍受されても内容が理解できな
いようにし、前記処理信号の再生手段を有する特
定の受信者のみがこれを受信し得るようないわゆ
る秘話（Scramble）回路方式が必要に応じて用
いられる。本発明はこの秘話通信システムの信号
同期回路を提供するものである。

(ロ) 従来技術 従来、第１図に示す如く親機（Ｂ；Base）１
と子機（Ｐ；Portable）１′からなるコードレス
電話機１″は、親機１が電話回線の加入者線路ｌ
を介して電話局の交換機（Ex；Exchanger）４
に接続されるとともに、親機と携帯用ハンドセツ
トすなわち子機１′との間で無線通信が行なわれ、
子機１′の送話器及び受話器により、電話回線ｌ
に接続された所望の通話先と通話が行なえるもの
であり、子機を携帯することにより所望の場所か
らコードレスで通話を行なうことができる。

このコードレス電話機においては、親機と子機
との交信に使用する搬送波の周波数が第三者のも
つコードレス電話機と同じ場合、盗みがけや通話
漏れ（秘話性の欠損）の問題が発生する。他の無
線機器との関連で使用可能な周波数帯域が制約さ
れ、各コードレス電話機ごとに搬送波周波数を変
えておくことは実際上困難である。実際には５種
類の搬送波が使用される位であり、上記の問題が
発生しやすい。

さて、第２図に示す如く甲が乙のコードレス電
話機２に対して通話を行なうために、子機１′の
ハンドセツトにより送信を行なつた場合、第三者
（丙）のコードレス電話機３と搬送周波数が同じ
であると、丙の親機を動作させる。尚この場合、
丙の親機３が甲のコードレス電話機の使用距離
（交信可能距離；通常100〜200m以内）外であれ
ば、この問題はない。

今、丙の親機３が動作すると、丙の電話回線
l″を通じて甲乙が通話可能という状況が発生し、
電話の使用課金の問題が生じる。コードレス電話
機では送話音声信号にパイロツト信号を重畳して
送信し、親機ではこのパイロツト信号を検出して
リレーをON動作させて、電話回線との接続動作
を行なう（このリレーは一般の標準電話機におい
てハンドセツトを取り上げたときに、電話回線へ
の接続を行なうフツクスイツチに相当する）。従
つて、前記課金の問題となる盗用防止策としては
このパイロツト信号の周波数や波形によつてキー
コード化を図ればよい。

しかし、この場合にも通話の漏洩に対するいわ
ゆる秘話性の保証に関しては問題が残つている。
甲の子機１′によつて丙の親機３が動作しない場
合でも、甲と乙が通話中は甲の親機１から音声信
号が送信されているので、これは丙の子機３′に
よつて受信が可能である。即ち、この甲の音声信
号には乙からの受話信号の他、側音と呼ばれる甲
からの送話信号の情報が含まれており、丙は通話
内容を全体に亘つて盗聴できる。

このような盗聴を防ぎ、秘話性を保持するには
送信部で音声をスクランプルして受信部で復元す
る方法が有効である。この方法によれば、復元回
路を備えていない第三者丙及び復元回路を備えて
はいるが、そのキーコードが異なる第三者（丙）
に対しては通話の内容が了解されない。

従来、このような目的のための秘話用回路とし
てバランスモジユレータ方式の回路素子が一般に
市販されている。この方法は音声信号の周波数を
反転させて送信し、受信時その周波数を復元する
方法である。この方法では、復元回路を備えてい
ない第三者にとつては有効であるが、キーコード
をマルチ化できないので、同種の復元回路を備え
ているものに対しては効果がない欠点がある。

そこで、本出願人は先に昭和57年９月20日付に
て特願昭57−164763号「秘話通信方法及びその装
置」を提案した。即ち、回路規模が比較的単純で
しかも秘話性能の高い方式として音声信号の時間
軸を圧縮伸長して伝送する方法を提案した。ま
た、昭和57年10月20日付にて特願昭57−184916号
「秘話通信システムのクロツク回路」を提案した。
斯る本出願人の先願の秘話通信方法はキーコード
を多数とることができる。

(ハ) 目的 本発明は斯る先願の技術を更に具体的に改良し
た秘話通信方式の信号同期回路を提供するもので
ある。

(ニ) 構成 先ず、本発明の回路の基本となる回路について
第３図と共に説明する。第３図はスクランブル回
路及び復元回路の例を示す。即ち、同図ａの親機
（Bage）側１からスクランブルされた音声信号を
送信し、同図ｂの子機（Portable）側１′で受信
後復元する場合について示している。

第３図ａの親機１の基本構成は、BBD
（Bucket Brigade Device）からなる遅延回路
５、クロツクパルス1，2の選択回路
（Selecting Circuit）６、該選択回路を制御する
カウンタ（Counter）７、同期信号発生回路
（Sync.Signal Generator）８、合成回路
（Adder）９、変調回路（Modulation Circuit）
１０、および送信回路（Transmitter）１１から
なつている。また、第３図ｂの子機１′は、高周
波数増幅段、局部発振段、混合段および中間周波
数増幅段からなる受信部１２、復調回路
（Demodulation Circuit）１３、フイルタ回路
（Filter Circuit）１４、クロツクパルス1，2の
選択回路１５、およびBBD遅延回路１６からな
つている。

この第３図の回路における基本動作を以下に説
明する。この方式では、BBD５制御用のクロツ
クパルス（CP）の周波数として２種1と2とを
用い、そしてＮ＝（BBDの遅延段数）／２を制御
カウンタがクロツクするごとにクロツクパルス選
択回路６で1と2を切換える。

次に何故制御カウンタ７の最大カウント値Ｎを
BBD５の遅延段数の1/2にするかについて説明す
る。

この秘話回路では、可変遅延回路に入力した音
声信号をＮ段（クロツクがＮ個入力）の遅延後、
出力される場合、クロツクの周波数はＮ個ごとに
切り換える。この場合、周波数が1で可変遅延回
路に入力した音声信号は、Ｎ段の遅延後、周波数
2で出力され、このため音声信号の周波数2／1
倍に変化して出力される（第１３図参照）。

ここで、可変遅延回路としてBBDを使用した
場合は、BBDの遅延段数をｋとすると、BBDに
入力した音声信号はｋ／２段（ｋ／２個クロツク
が入力）後に出力される。その理由は次の如くで
ある。即ち、動作を定性的に示す第１４図に示す
如く、BBDは２個の遅延素子Ａ，Ｂが対（ペア）
となつて１つの遅延素子を構成しており、クロツ
クｑが入力すると、素子A₁，₂，…よりも素子B₁，
₂，…のレベルが低くなり、素子A₁，A₂…に格納
された情報C₁，C₂…は素子B₁，B₂…に移る。そ
して、第１４図ａにおいて、素子B₁，B₂，B₃は
電荷を持つていない。また同図ｂにおいては電荷
が素子ＡからＢに移るので、素子A₁，A₂，A₃は
電荷を持つていない。次にクロツクＱ（クロツク
ｑの反転）が入力すると、同図Ｃに示す如く、素
子B₁，B₂…のレベルの方が高くなり、情報C₁，
C₂…は素子A₂，A₃…に移動（シフト）する。そ
して、同図Ｃにおいては電荷は素子B₁，B₂…か
らA₂，A₃…に移り、B₁，B₂…は電荷を持たな
い。そしてこの様子は丁度バケツリレーの様相を
呈する。ここで入力するクロツクが１個入る毎に
情報Ｃは（Aj）から（Aj＋１）にシフトする。
また、クロツクＱはｑの反転であるので、入力ク
ロツク数には含めない、そしてBBDにおいては
遅延段数は素子ＡとＢの両方を含めて表示するの
で、正味の遅延数は遅延段数の1/2となる。

BBD内部における情報のシフト動作は第１４
図に示す通りであり、また、BBDの入出力の動
作は次の通りである。即ち、周波数1のクロツク
でBBDに書き込まれた入力信号は、クロツク入
力ごとにシフトし（前記の様にバケツリレー式で
２段ずつシフトする）、Ｎ＝（BBDの遅延段数／
２）＋１個目のクロツクが入力のときに、BBDか
ら出力されるが、クロツクの周波数は、Ｎ個ごと
に切り換わるので、周波数2のクロツクで出力さ
れることになる。また周波数が2のクロツクで入
力した音声信号は1で出力される。

今、親機のBBD回路５へ入力された音声信号
Inは周波数1でサンプリングされ、BBD５にメ
モライズされる。クロツクパルス（周波数1）を
制御カウンタ７でＮカウント後、この信号は
BBDから出力される。この時、クロツクパルス
CP１の周波数は2に切換つており、このタイミ
ングでBBD５にメモライズされていた信号が
BBDから出力される。従つて音声信号は周波数
1でメモライズされ、2で出力されるので、音声
信号の周波数は時間軸変換を施されて、BBD出
力の音声信号は元の音声信号に対して周波数がｍ
＝2／1倍に変換される。また逆に2でメモライズ され、1で出力される場合は１／ｍ倍に周波数が
変換される。従つて、周波数のｍ倍、１／ｍ倍の
変換動作が周期的に行なわれるため、例えば正弦
波入力信号に対して親機のBBD５の出力信号は
第４図に示す波形となる。親機１でのクロツクパ
ルス周波数の切換えタイミング用の同期信号を子
機１′に送信して子機での切換動作を親機と同期
させておくと、子機でも同様にｍ倍、１／ｍ倍の
周波数変換を反復する。この場合第５図に示すよ
うに、BBD５によりＮクロツク分音声信号は遅
延しているので、親機のBBD５でｍ倍に変換さ
れた信号は子機１′では丁度１／ｍ倍に変換され
るため元の周波数に変換される。同様に親機で
１／ｍ倍変換の分は子機ではｍ倍に変換される。
尚、第５図においてａは入力の原信号In、ｂは親
機のBBD５によりスクランブル処理されたスク
ランブル処理信号、Ｃは子機のBBD１６により
復元された復元信号、ｄはそれぞれBBD５およ
び１６の信号処理に使用されるクロツク周波数を
示す。

その際、子機クロツク周波数1′，2′が親機の
クロツク周波数1，2と異なると、元の音声信号
は復元されない。従つて1，2の組合せによつて
キーコードをマルチ化することができる。例えば
甲の場合のクロツク周波数を1，2、丙の場合を
1′，2′として、ｍ＝2／1＝2′／1′の場
合でも、実験 によると1は1に対して５％以上異なれば、実用
上充分なスクランブル効果が得られた。従つて、
この場合1の使用周波数は１オクターブあたり約
16個の使用可能であり、更にBBDのクロツク周
波数使用可能範囲は10KHz〜200KHzとかなり広
範囲であるので、多数のキーコードが使用可能と
なる。また、更にｍの値を変えることによつてキ
ーコードは更に増加しうる。以上のようにこの秘
話回路を用いれば、BBDによる復元回路を備え
ていない第三者丙は勿論のこと、キーコードも多
数とれるので、秘話の保持を充分に行なうことが
できる。

さて、この秘話回路方式の場合、子機における
クロツク周波数の切換えを親機と丁度同期させる
ことが非常に重要とある。同期信号は音声信号と
重畳して送信するのが普通であり、子機において
音声信号と同期信号を分離することが必要であ
る。

親機の制御カウンタの出力をそのまま音声信号
に重畳し、子機でこの信号を検出してクロツク周
波数の切換えを行なう方法は一番手軽な方法であ
るが、この場合次のような欠点がある。即ち、 (イ) 親機の制御カウンタ７の立ち下がり（又は立
ち上がり）特性は急峻であるため、この同期信
号のスペクトルはすその広いスペクトルを持つ
ことになり、そのため音声信号のスペクトルに
重畳する。この成分は子機におけるフイルタ処
理では音声信号との分離は不可能であり、再生
音質を劣化させる。

(ロ) 音声信号との分離をよくするには制御カウン
タ出力を更にフイルタにより処理して、スペク
トルが音声スペクトル帯域に重ならないように
すればよいが、この場合には急峻な立ち下がり
（又は立ち上がり）特性が得られないため、同
期のタイミングが遅れ、信号の復元時および切
換時での音声信号の接続がうまく行かない。

(ハ) ノイズが混入した場合、その影響を受け易
く、同期ミスを生じる。

本発明はかかる欠点を考慮し、改善した同期方
法を提供するものである。以下本発明について詳
細な説明を行なう。

本発明における同期方法を第６図に示す。同図
ａは親機、同図ｂは子機側を示す。また、信号波
形を第７図に示す。BBD５のクロツクパルス切
換え制御用カウンタ７の出力〔第７図ａ参照〕に
よつて、単一周波数発振器１７の出力をゲート制
御した信号〔第７図ｂ参照〕を更にフイルタ
（HPF或はBPF）１８にて処理した信号を同期信
号として第３図に示す如く合成回路９において音
声信号（スクランブル処理後の）に重畳して送信
する。発振器１７の周波数は、音声再生に必要な
帯域（通常300〜3.4KHz）を考慮して、５〜10K
Hz位が適当である。第７図ｂに示す如くゲート制
御された発振器１７の出力信号のスペクトルはそ
の中心周波数がその発振器の周波数であり、音声
信号に対して充分高いが、スペクトルのすその方
が、音声スペクトルに重畳しないようにフイルタ
１８処理を施こす。この場合、フイルタによつて
第７図ｃに示す如く立ち上がり部の包絡線は急峻
ではなく、若干なまつた形となる。この第７図ｃ
に示す如き信号が同期信号として音声信号に重畳
されて送信される。

一方、子機では音声信号に重畳された同期信号
をフイルタ１９によつて分離した後、コンパレー
タ２０の入力に第７図ｄに示す如き入力信号を印
加すると、第７図ｅのようなパルス列が得られ
る。更にこのパルス列信号を同期トリガ発生回路
２１に供給すると、コンパレータ２０の出力の第
１番目パルスの立ち上がりと同期した単一パルス
が得られる。更に、この信号はANDゲート回路
２２を通過後、制御カウンタ２３のプリセツト入
力トリガとして供給される。その際、ANDゲー
ト回路２２には制御カウンタ２３の出力の反転信
号が印加される。

さて、同期信号は、親機でのフイルタ１８処理
や子機での音声信号との分離のためのフイルタ１
９処理を施されるため、コンパレータ２０の第１
番目パルス或いは同期トリガパルスの立ち上がり
時刻は第７図ｅに示す如く親機側の制御トランジ
スタ７の立ち下がり（第７図ａ参照）の時刻より
も若干時間遅れ（△ｔ）が生じるが、その遅れは
子機側の制御カウンタ２３のプリセツト数の調整
Ｐにより補償することができるため、子機での制
御カウンタ２３の出力側［即ち、クロツク周波数
CP₂切換えタイミング］は、親機と同期させるこ
とができる。次にこの動作について更に詳説す
る。即ち、同期信号は、帯域の制限のある伝送路
を通ると、第７図ｃのように包絡線となり、この
ため同期用トリガの検出できる時刻が遅延する。
そこで、第１５図のように、時間遅れ（△ｔ）内
のクロツクの数（ｈ）（ｈ＝△ｔ×1）の値を同
期トリガパルスＳのタイミングでカウンタ（2N
進）２３をプリセツトすれば、カウンタ２３はｈ
から歩進するので、同図ｄに示す如く、時間遅れ
（△ｔ）による同期タイミングのずれを補償する
ことができる。尚、同図ｃはカウンタ２３をプリ
セツトしない場合の様子を示し、同期がずれてい
る。また、コンパレータ２０の出力（第７図ｅ）
参照）出力であるパルス列からプリセツト用のト
リガを得るには第７図に示すように、まずパルス
列を連ねて単一パルスとして取り出し、更にこの
信号を短パルス発生回路２１に印加すれば得られ
る。

尚、上述においてはコンパレータ２０の出力信
号（第７図ｅ）のパルス列の第１番目の立ち上が
りのタイミングにより同期トリガ発生回路２１に
第７図ｆに示す如きプリセツトパルス信号を発生
させる例について述べたが、第７図ｅのパルス列
の所望番目のパルスを使用しても同様の目的を達
成することができることは言うまでもない。

また、本発明の回路では、コンパレータ２０に
おける比較用基準電圧E₁としてかなり高いレベ
ルを用いているため、同期信号（第７図ｄ参照）
に重畳したノイズＮの影響を解消することができ
る。又コンパレータ２０の出力の第１パルスの立
ち上がりタイミングの時間ずれ（△ｔ）もノイズ
による影響は少ない。このように本発明の同期方
法はかなりノイズＮに対して強い構成となつてお
り、更に、コンパレータの基準電圧を越えるノイ
ズN₁が発生した場合でもその影響を防止する対
策をも含んだ構成となつている。

次にその動作について説明する。第９図は第６
図の更に具体的な実施例を示し、第９図ａは親機
側、同ｂは子機側を示す。

コンパレータ出力であるパルス列からプリセツ
ト用同期トリガパルス［第７図ｆ］を得るため
に、コンパレータ２０の出力を第９図ｂに示すよ
うな積分回路２４に供給すると、まずパルス列が
連なつて単一パルスが得られ、更にこの信号を反
転増幅器２５と積分回路２６とAND回路２６と
からなる短パルス発生回路２８を通すと、制御カ
ウンタ２３のプリセツト用同期トリガ信号［第７
図ｆ］が得られる。そして前述のようにプリセツ
トの数を調節しておくと、子機の制御カウンタ２
３の出力［第７図ｇ］は親機［第７図ａ］と同じ
タイミングで同期させることができる。

第９図における同期方法は子機側の制御カウン
タ２３の出力をフイードバツクさせ、同期トリガ
とAND論理２２により、プリセツト信号を選択
する動作が基本となつている。更にその動作を詳
説すると、ノイズが発生してコンパレータ２０の
出力［第８図ａ］に現われた場合、この信号は第
８図ＣのN₁のようなトリガ信号として得られる。
この場合T₁期間は重畳したノイズは同期信号に
よるパルス列に重なり、更にこのパルス列は第９
図の単一パルス発生回路２４により第８図ｂのよ
うに連らなつた波形となつているので、第８図ｃ
にはT₁期間にはノイズによるトリガは発生しな
い。まず同期トリガパルスＳによつて子機制御カ
ウンタ２３がプリセツトされると、T₁区間では
制御カウンタ出力はＯとなる。尚、第８図、第９
図に示すように同期トリガ発生出力とのAND論
理２２は、制御カウンタ出力Q₁の反転信号に対
して行なつているので、この場合、同期トリガが
発生出力信号（第１０図ａ参照）は通過してプリ
セツト信号として供給される。尚、第１０図ｂは
カウンタ２３の出力を示し、Ｓは同期トリガ、Ｐ
はプリセツト動作を示す。

さて、ノイズによるトリガN₁は前述のように
T₂期間にのみ存在する。このT₂期間では子機制
御カウンタ２３はプリセツト後、既にＮカウント
数に達しており、出力は“１”に切換つている。
従つて、この場合プリセツト信号選択用のAND
論理回路によりノイズトリガN₁は遮断され、プ
リセツト信号とはならないので、ノイズの影響が
防止される。

次に制御カウンタ２３の数が2N個目のカウン
ト数となると、制御カウンタ出力は“１”から
“０”に切換つているので、T₁期間では、同期ト
リガ信号がプリセツト信号としてAND回路２２
を通過する。

このように、本発明の回路では同期トリガ信号
と子機側制御カウンタとのAND論理をとること
によつて同期のロツクをかけることができ、ノイ
ズに対してはその影響を防止できる効果がある。

さて、子機電話機回路をONさせた時点では、
子機のカウンタ出力における立ち下がり（即ちク
ロツク周波数切換え）タイミングはどのような状
態になつているかは不明である。従つてもしこの
初期状態が第１１図で示す場合、前述のAND論
理によるロツクをかけていると、同期トリガ発生
タイミングでは、子機制御カウンタ出力は図のよ
うに“１”となつているため、プリセツト信号が
供給されず、従つて制御カウンタは全く同期しな
い状態のままという事態が存在する。尚、第１１
図ａは同期トリガ発生回路２９の出力を示し、同
図ｂはカウンタ２３の出力を示す。この対策とし
ては切換スイツチ３０を手動でロツクさせたり、
或はロツクの解除を行なえばよい。また自動とす
る場合には、子機電話機回路のON直後はロツク
解除状態として、少し遅れてからAND回路を動
作させるように、コンデンサ等を用いた遅延回路
を付加しておけばよい。

また、この場合、ロツクをかける迄には、制御
カウンタは同期トリガ発生回路出力２９の出力
（同期トリガの他ノイズトリガも含めて）でプリ
セツトされ、それに応じた動作をしている。従つ
てロツク直前に同期トリガとノイズトリガのどち
らでプリセツトされていたかによつてロツク後の
動作について考えておく必要がある。

同期トリガでプリセツトされた後ロツクされた
場合は、前述で示した動作と同じである。次にノ
イズトリガN₁でプリセツトされた場合を第１２
図に示す。尚、同図ａは同期トリガ発生回路２９
の出力、同ｂはカウンタ２３の出力を示し、図中
ノイズトリガN₁はT₂期間に存在し、T₃の期間に
入る前にロツクがかかつた場合を考える。そして
T₁期間ではノイズトリガは発生しない。

T₂期間のノイズでプリセツトされると、第１
２図のようにT₃期間の同期トリガの時刻では、
制御カウンタ出力は“Ｏ”の状態である。従つ
て、この同期トリガでプリセツトが更新されるこ
とになり、以後正しく同期されることになる。以
上のように、どのような状態でロツクをかけて
も、同じく同期動作が行なえることがわかる。

(ホ) 効果 このように本発明による同期ロツク方法を用い
れば、ノイズが混入した場合にも同期の誤動作を
防止できる。また同期信号はフイルタ処理を用い
るため、音声信号への影響を少なくでき、且つフ
イルタ処理に伴なう時間遅れもカウンタのプリセ
ツト処理で補償される特長があり、同期ミスに伴
なう再生音質の劣化の問題を解消する。また、本
発明による同期方法を用いた遅延回路による秘話
回路を採用したコードレス電話機によつて秘話性
を確保した通話を行なうことができ、本発明は実
用上非常に有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のコードレス電話機のブロツク
図、第２図は同回路の通話漏れの経路を示す図
面、第３図は本発明の秘話通信システムの同期回
路の基本原理を説明するためのブロツク図、第４
図は第３図の回路によりスクランプされた信号を
示す図面、第５図は第３図の回路における基本動
作を説明するための図面、第６図は本発明の秘話
通信システムの信号同期回路を示すブロツク回路
図、第７図は第６図の信号波形を示す図面、第８
図は第９図の動作を説明するための説明図、第９
図は本発明の具体的実施例、第１０図、第１１図
および第１２図は第９図を説明するための説明図
である。第１３図はBBDの書き込み、読み出し
パルスを示す図面、第１４図はBBD内部におけ
る情報のシフトの様子を示す図面、第１５図はカ
ウンタによるプリセツトの動作を説明するための
図面である。 １，１′，１″……親機、２，２′，２″……子
機、５，１６……遅延回路、６，１５……クロツ
クパルス選択回路、７，２２……制御回路、８…
…同期信号発生回路、９……合成回路、１０……
変調回路、１１……送信回路、１２……受信回
路、１３……復調回路、１４，１８，１９……フ
イルタ回路、１７……同期信号発生回路、２０…
…コンパレータ、２１……同期トリガ発生回路、
２２……AND回路、２３……制御回路（カウン
タ回路）、２４……積分回路、２８……短パルス
発生回路。２９……同期トリガ発生回路、３０…
…切換スイツチ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 送信機側に遅延時間がクロツク制御可能な信
   号の可変遅延回路を備え、該可変遅延回路を第１
   および第２クロツクで制御することにより電送信
   号の時間軸の圧縮と伸長を時間的に交互に行なつ
   て送出し、受信機側に於ても遅延回路がクロツク
   制御可能な信号の可変遅延回路を備え、該可変遅
   延回路を送信側と同時にクロツク制御することに
   よつて受信信号の時間軸の伸長と圧縮を時間的に
   交互に行ない、元の信号を復元する秘話通信シス
   テムであつて、前記送信機側において前記可変遅
   延回路のクロツク制御用の第１および第２クロツ
   ク信号発生回路と、前記可変遅延回路の遅延段数
   の最大数に相当するクロツクをカウントする制御
   回路と、該制御回路の出力により前記第１と第２
   クロツクを選択するクロツク選択回路と、所定周
   波数の同期信号を発生する同期信号発生回路とを
   備え、前記同期信号周波数発振回路の出力を前記
   制御回路の出力によりゲート制御して前記電送信
   号に重畳して送信し、一方、受信機側においてフ
   イルタ回路により前記電送信号と前記同期信号と
   を分離し、分離された同期信号に応答してパルス
   列を発生させ、該パルス列の第１番目のパルスに
   同期してトリガ信号を発生させ、前記送信機側の
   制御回路の出力ゲートパルスの立上り或は立下り
   と前記トリガ信号との間の時間差に応答して受信
   機側のクロツク選択回路の制御回路を該時間差に
   相当するクロツク数だけプリセツトすることによ
   り送信機側と受信機側の第１と第２クロツクパル
   スの切換時刻を同期させると共に該クロツク選択
   回路の制御回路の出力信号を用いて該トリガ信号
   から第１と第２クロツクパルスの切換時刻同期用
   同期信号を選択することを特徴とする秘話通信シ
   ステムの信号同期回路。