JPH05260745A - 一石電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
一石電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH05260745A JPH05260745A JP4055211A JP5521192A JPH05260745A JP H05260745 A JPH05260745 A JP H05260745A JP 4055211 A JP4055211 A JP 4055211A JP 5521192 A JP5521192 A JP 5521192A JP H05260745 A JPH05260745 A JP H05260745A
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- inductance
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流入力電源にピーク値の高い共振電流が直
接流れない構成とすると共に、回路効率が優れた一石電
流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 本発明は、一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータにおいて、１次側回路に３端子ゼロ電流スイッチン
グ共振型回路３が設けられ、該共振型回路３は、互いに
並列接続された半導体スイッチ素子７、及びリカバリダ
イオード８、並びに逆接型センタタップ構成の共振用イ
ンダクタンス１３が直流入力電源１と高周波トランスの
１次側インダクタンス４間に直列接続され、且つ共振用
コンデンサ６が直流入力電源１と共振用インダクタンス
１３のセンタタップ間に並列接続されている。
接流れない構成とすると共に、回路効率が優れた一石電
流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 本発明は、一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータにおいて、１次側回路に３端子ゼロ電流スイッチン
グ共振型回路３が設けられ、該共振型回路３は、互いに
並列接続された半導体スイッチ素子７、及びリカバリダ
イオード８、並びに逆接型センタタップ構成の共振用イ
ンダクタンス１３が直流入力電源１と高周波トランスの
１次側インダクタンス４間に直列接続され、且つ共振用
コンデンサ６が直流入力電源１と共振用インダクタンス
１３のセンタタップ間に並列接続されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、回路構成が簡易な一石
電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＤＣ／ＤＣコンバータの普及に伴
ないその特性向上、特に高効率、低ノイズ、廉価が求め
られている。そして、他方式に比べ低ノイズで、廉価な
一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが種々の用途に用
いられ始めている。
ないその特性向上、特に高効率、低ノイズ、廉価が求め
られている。そして、他方式に比べ低ノイズで、廉価な
一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが種々の用途に用
いられ始めている。
【０００３】図３に従来の一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータの回路図を示す。
ンバータの回路図を示す。
【０００４】１次側回路は直流電源１に対して、入力用
平滑コンデンサ２、３端子ゼロ電流スイッチング（以
下、ＺＣＳと略記する。）共振型スイッチ回路３、及び
高周波トランスＨＴの１次側インダクタンス４が並列接
続されている。そして、ＺＣＳ共振型スイッチ回路３
は、共振用インダクタンス５、共振用コンデンサ６、半
導体スイッチ素子７、及びリカバリダイオード８から構
成され、共振用インダクタンス５が直流電源１と１次側
インダクタンス４との間に直列接続され、共振用コンデ
ンサ６が１次側インダクタンス４に並列接続され、互い
に並列接続された半導体スイッチ素子７、及びリカバリ
ダイオード８が直流電源１のマイナス側と１次側インダ
クタンス４間に直列接続されている。尚、半導体スイッ
チ素子７は、共振開始前は導通状態に設定され、共振電
流ｉLrが正から負、若しくはその逆に転じる際に、オ
ン、オフの切り換え制御が行われている。
平滑コンデンサ２、３端子ゼロ電流スイッチング（以
下、ＺＣＳと略記する。）共振型スイッチ回路３、及び
高周波トランスＨＴの１次側インダクタンス４が並列接
続されている。そして、ＺＣＳ共振型スイッチ回路３
は、共振用インダクタンス５、共振用コンデンサ６、半
導体スイッチ素子７、及びリカバリダイオード８から構
成され、共振用インダクタンス５が直流電源１と１次側
インダクタンス４との間に直列接続され、共振用コンデ
ンサ６が１次側インダクタンス４に並列接続され、互い
に並列接続された半導体スイッチ素子７、及びリカバリ
ダイオード８が直流電源１のマイナス側と１次側インダ
クタンス４間に直列接続されている。尚、半導体スイッ
チ素子７は、共振開始前は導通状態に設定され、共振電
流ｉLrが正から負、若しくはその逆に転じる際に、オ
ン、オフの切り換え制御が行われている。
【０００５】一方、２次側回路は、高周波トランスＨＴ
の２次側インダクタンス９と、整流用ダイオード１０
と、平滑用チョーク１１と、平滑用コンデンサ１２とか
ら構成されている。
の２次側インダクタンス９と、整流用ダイオード１０
と、平滑用チョーク１１と、平滑用コンデンサ１２とか
ら構成されている。
【０００６】次に、従来装置の回路動作について説明す
る。
る。
【０００７】半導体スイッチ素子７の導通期間では、直
流電源１の電圧がＺＣＳ共振型スイッチ回路３に供給さ
れ、これにより共振用インダクタンス５と共振用コンデ
ンサ６とが共振し、共振電流ｉLrの一部が１次側インダ
クタンス４に供給されて１次側にトランス電圧ＶT1が発
生する。
流電源１の電圧がＺＣＳ共振型スイッチ回路３に供給さ
れ、これにより共振用インダクタンス５と共振用コンデ
ンサ６とが共振し、共振電流ｉLrの一部が１次側インダ
クタンス４に供給されて１次側にトランス電圧ＶT1が発
生する。
【０００８】この時２次側にも巻線比に比例した電圧が
発生し、整流用ダイオード１０により全波整流された
後、平滑用回路１１、１２を通して出力電圧ＶOが負荷
に供給される。
発生し、整流用ダイオード１０により全波整流された
後、平滑用回路１１、１２を通して出力電圧ＶOが負荷
に供給される。
【０００９】次に、半導体スイッチ素子７の非導通期間
になると、共振用コンデンサ６の充電電圧、及び共振用
インダクタンス５に発生する逆起電力により、リカバリ
ダイオード８を介して１次側インダクタンス４が励磁さ
れ、１次側に電圧が発生する。そして、２次側には半導
体スイッチ素子７が導通期間と同様に、出力電圧ＶOが
発生し負荷に供給される。
になると、共振用コンデンサ６の充電電圧、及び共振用
インダクタンス５に発生する逆起電力により、リカバリ
ダイオード８を介して１次側インダクタンス４が励磁さ
れ、１次側に電圧が発生する。そして、２次側には半導
体スイッチ素子７が導通期間と同様に、出力電圧ＶOが
発生し負荷に供給される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って、上記従来装置
では、半導体スイッチ素子７の導通期間に、ピーク値が
数十Ａ以上の共振電流が全て直流電源１、及び入力用平
滑コンデンサ２に供給されことになる。
では、半導体スイッチ素子７の導通期間に、ピーク値が
数十Ａ以上の共振電流が全て直流電源１、及び入力用平
滑コンデンサ２に供給されことになる。
【００１１】このため、直流電源１の内部コンデンサが
発熱して、内部コンデンサの寿命が低下し、その結果、
直流電源１の寿命の低下を招来していた。また、入力用
平滑コンデンサ２に高電流が流れ込むため、コンデンサ
容量を大きく設計しなければならず、小型化の障害とな
っていた。更に、半導体スイッチ素子７の導通損と回路
の抵抗損等が増加し、回路効率が８０％程度となり効率
が良くなかった。
発熱して、内部コンデンサの寿命が低下し、その結果、
直流電源１の寿命の低下を招来していた。また、入力用
平滑コンデンサ２に高電流が流れ込むため、コンデンサ
容量を大きく設計しなければならず、小型化の障害とな
っていた。更に、半導体スイッチ素子７の導通損と回路
の抵抗損等が増加し、回路効率が８０％程度となり効率
が良くなかった。
【００１２】本発明は、上記問題点に鑑みてなされたも
のであって、直流電源にピーク値の高い共振電流が直接
流れない構成とすると共に、回路効率が優れた一石電流
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
のであって、直流電源にピーク値の高い共振電流が直接
流れない構成とすると共に、回路効率が優れた一石電流
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源に対
して、入力用平滑コンデンサ、並びに互いに並列接続さ
れた３端子ゼロ電流スイッチング共振型回路、及び高周
波トランスの１次側インダクタンスが並列接続された１
次側回路と、前記高周波トランスの２次側インダクタン
スと、該２次側インダクタンスに発生した電圧を整流す
る整流用ダイオードと、該整流用ダイオードを介して整
流された電圧を平滑する平滑回路とを有する２次側回路
と、からなる一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであ
って、前記３端子ゼロ電流スイッチング共振型回路は、
互いに並列接続された半導体スイッチ素子、及びリカバ
リダイオード、並びに逆接型センタタップ構成の共振用
インダクタンスが前記直流電源と前記１次側インダクタ
ンス間に直列接続され、共振用コンデンサが前記直流電
源と前記共振用インダクタンスのセンタタップ間に並列
接続されていることを特徴とする。
して、入力用平滑コンデンサ、並びに互いに並列接続さ
れた３端子ゼロ電流スイッチング共振型回路、及び高周
波トランスの１次側インダクタンスが並列接続された１
次側回路と、前記高周波トランスの２次側インダクタン
スと、該２次側インダクタンスに発生した電圧を整流す
る整流用ダイオードと、該整流用ダイオードを介して整
流された電圧を平滑する平滑回路とを有する２次側回路
と、からなる一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであ
って、前記３端子ゼロ電流スイッチング共振型回路は、
互いに並列接続された半導体スイッチ素子、及びリカバ
リダイオード、並びに逆接型センタタップ構成の共振用
インダクタンスが前記直流電源と前記１次側インダクタ
ンス間に直列接続され、共振用コンデンサが前記直流電
源と前記共振用インダクタンスのセンタタップ間に並列
接続されていることを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明によれば、共振電流に比べてピーク値が
低いトランス電流が直流電源、及び入力用平滑コンデン
サに流れることになる。
低いトランス電流が直流電源、及び入力用平滑コンデン
サに流れることになる。
【００１５】また、共振用インダクタンスが逆接型セン
タタップ構成であるので、共振エネルギーの一部を高周
波トランスを介して２次側に伝達されると共に、半導体
スイッチ素子に流れる電流のピーク値を低減させる。
タタップ構成であるので、共振エネルギーの一部を高周
波トランスを介して２次側に伝達されると共に、半導体
スイッチ素子に流れる電流のピーク値を低減させる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明をその実施例を示す図面に基づ
いて説明する。
いて説明する。
【００１７】図１は、本発明の一実施例を示す一石電流
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示す。尚図中、
図３と同一符号は同一部分を示す。１３は空芯逆接形セ
ンタタップインダクタンスであり、共振用インダクタン
スとして作用する。尚、センタタップ比は、共振側：高
周波トランス側＝１０：１に設定されている。
共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図を示す。尚図中、
図３と同一符号は同一部分を示す。１３は空芯逆接形セ
ンタタップインダクタンスであり、共振用インダクタン
スとして作用する。尚、センタタップ比は、共振側：高
周波トランス側＝１０：１に設定されている。
【００１８】１次側回路は直流電源１に対して、入力用
平滑コンデンサ２、並びに互いに直列接続されたＺＣＳ
共振型スイッチ回路３、及び１次側インダクタンス４が
並列に接続されている。そして、ＺＣＳ共振型スイッチ
回路３は、共振用コンデンサ６、半導体スイッチ素子
７、リカバリダイオード８、及び共振用インダクタンス
１３から構成され、互いに並列接続された半導体スイッ
チ素子７、及びリカバリダイオード８、並びに共振用イ
ンダクタンス１３が直流電源１のプラス側と１次側イン
ダクタンス４間に直列に接続され、共振用コンデンサ６
が直流電源１のプラス側と共振用インダクタンス１３の
センタタップ間に並列接続されている。
平滑コンデンサ２、並びに互いに直列接続されたＺＣＳ
共振型スイッチ回路３、及び１次側インダクタンス４が
並列に接続されている。そして、ＺＣＳ共振型スイッチ
回路３は、共振用コンデンサ６、半導体スイッチ素子
７、リカバリダイオード８、及び共振用インダクタンス
１３から構成され、互いに並列接続された半導体スイッ
チ素子７、及びリカバリダイオード８、並びに共振用イ
ンダクタンス１３が直流電源１のプラス側と１次側イン
ダクタンス４間に直列に接続され、共振用コンデンサ６
が直流電源１のプラス側と共振用インダクタンス１３の
センタタップ間に並列接続されている。
【００１９】一方、２次側回路は、上記従来装置と同様
に高周波トランスＨＴの２次側インダクタンス９と、整
流用ダイオード１０と、平滑用チョーク１１と、平滑用
コンデンサ１２とから構成されている。
に高周波トランスＨＴの２次側インダクタンス９と、整
流用ダイオード１０と、平滑用チョーク１１と、平滑用
コンデンサ１２とから構成されている。
【００２０】また、上述のように共振用インダクタンス
１３を逆接型センタタップ構成としているのは、共振エ
ネルギーの一部を高周波トランスを介して２次側に伝達
すると共に、半導体スイッチ素子７に流れる電流のピー
ク値を低減させるためである。更に、共振用インダクタ
ンス１３を空芯構成としているため、鉄芯による非線形
の影響がなくなり、回路効率の向上、及び回路の小型
化、軽量化を図ることができる。
１３を逆接型センタタップ構成としているのは、共振エ
ネルギーの一部を高周波トランスを介して２次側に伝達
すると共に、半導体スイッチ素子７に流れる電流のピー
ク値を低減させるためである。更に、共振用インダクタ
ンス１３を空芯構成としているため、鉄芯による非線形
の影響がなくなり、回路効率の向上、及び回路の小型
化、軽量化を図ることができる。
【００２１】次に、図１実施例の回路の動作について説
明する。
明する。
【００２２】半導体スイッチ素子７の導通期間では、直
流電源１の電圧がＺＣＳ共振型スイッチ回路３に供給さ
れ、これにより共振用インダクタンス１３と共振用コン
デンサ６とが共振し、共振電流ｉLr、及び共振用コンデ
ンサ６の電流ｉCrによるトランス電流ｉT1が１次側イン
ダクタンス４に供給されて１次側にトランス電圧ＶT1が
発生する。この時２次側にも巻線比に比例した電圧が発
生し、整流用ダイオード１０により全波整流された後、
平滑用回路１１、１２を通して出力電圧ＶOが負荷に供
給される。
流電源１の電圧がＺＣＳ共振型スイッチ回路３に供給さ
れ、これにより共振用インダクタンス１３と共振用コン
デンサ６とが共振し、共振電流ｉLr、及び共振用コンデ
ンサ６の電流ｉCrによるトランス電流ｉT1が１次側イン
ダクタンス４に供給されて１次側にトランス電圧ＶT1が
発生する。この時２次側にも巻線比に比例した電圧が発
生し、整流用ダイオード１０により全波整流された後、
平滑用回路１１、１２を通して出力電圧ＶOが負荷に供
給される。
【００２３】そして、共振電流ｉLrが正から負に転じる
と、共振電流ｉLrはリカバリダイオード８を介して共振
用コンデンサ６の放電回路を構成する。この時、半導体
スイッチ素子７を非導通状態に切り換える。
と、共振電流ｉLrはリカバリダイオード８を介して共振
用コンデンサ６の放電回路を構成する。この時、半導体
スイッチ素子７を非導通状態に切り換える。
【００２４】半導体スイッチ素子７が非導通状態には、
上記導通状態と同様に共振電流ｉLr、及び共振用コンデ
ンサ６の電流ｉCrによるトランス電流ｉT1が１次側イン
ダクタンス４に供給されて１次側にトランス電圧ＶT1が
発生する。そして、２次側に巻線比に比例した電圧が発
生して、整流用ダイオード１０により全波整流された
後、平滑用回路１１、１２を通して出力電圧ＶOが負荷
に供給される。
上記導通状態と同様に共振電流ｉLr、及び共振用コンデ
ンサ６の電流ｉCrによるトランス電流ｉT1が１次側イン
ダクタンス４に供給されて１次側にトランス電圧ＶT1が
発生する。そして、２次側に巻線比に比例した電圧が発
生して、整流用ダイオード１０により全波整流された
後、平滑用回路１１、１２を通して出力電圧ＶOが負荷
に供給される。
【００２５】そして、半導体スイッチ素子７の非導通期
間において、共振用コンデンサ６の共振が終わると、半
導体スイッチ素子７を導通状態として再び共振させる。
従って、本回路では半導体スイッチ素子７の導通、非導
通に拘かわらず、直流電源１にはトランス電流ｉT1が供
給されている。
間において、共振用コンデンサ６の共振が終わると、半
導体スイッチ素子７を導通状態として再び共振させる。
従って、本回路では半導体スイッチ素子７の導通、非導
通に拘かわらず、直流電源１にはトランス電流ｉT1が供
給されている。
【００２６】図２に、共振電流ｉLr、及びトランス電流
ｉT1の動作波形を示す。図から明らかなように、電流ｉ
Lrのピーク値に比べて電流ｉT1のピーク値が低減されて
いることが分かる。即ち、直流電源１には共振電流ｉLr
に比べてピーク値が低いトランス電流ｉT1が流れること
になる。
ｉT1の動作波形を示す。図から明らかなように、電流ｉ
Lrのピーク値に比べて電流ｉT1のピーク値が低減されて
いることが分かる。即ち、直流電源１には共振電流ｉLr
に比べてピーク値が低いトランス電流ｉT1が流れること
になる。
【００２７】また、共振用インダクタンス１３を空芯逆
接形センタタップ構成にすることにより、その他の構成
に比較して回路効率が高く、約９０％を達成可能である
ことが確認された。
接形センタタップ構成にすることにより、その他の構成
に比較して回路効率が高く、約９０％を達成可能である
ことが確認された。
【００２８】尚、上記実施例の他に、２次側回路におけ
る平滑用チョーク１１を除去し、高周波トランスの漏れ
インダクタンスを利用する構成とした場合には、高周波
トランスＨＴに蓄えられたエネルギーが損失とならず、
有効に出力に供給され、更に回路効率の向上させること
ができる。
る平滑用チョーク１１を除去し、高周波トランスの漏れ
インダクタンスを利用する構成とした場合には、高周波
トランスＨＴに蓄えられたエネルギーが損失とならず、
有効に出力に供給され、更に回路効率の向上させること
ができる。
【００２９】また、上記実施例では共振用インダクタン
ス１３のセンタタップ比を共振側：高周波トランス側＝
１０：１の場合について説明したが、共振側：高周波ト
ランス側＝６：１〜１２：１であれば、同様の効果を奏
することができる。
ス１３のセンタタップ比を共振側：高周波トランス側＝
１０：１の場合について説明したが、共振側：高周波ト
ランス側＝６：１〜１２：１であれば、同様の効果を奏
することができる。
【００３０】
【発明の効果】以上述べた通り本発明によれば、共振電
流に比べてピーク値が低いトランス電流が直流電源、及
び入力用平滑コンデンサに流れることになり、直流電源
の高寿命化、及び入力用平滑コンデンサの小型化を図る
ことができる。
流に比べてピーク値が低いトランス電流が直流電源、及
び入力用平滑コンデンサに流れることになり、直流電源
の高寿命化、及び入力用平滑コンデンサの小型化を図る
ことができる。
【００３１】また、共振用インダクタンスを逆接型セン
タタップ構成にすることにより、共振エネルギーの一部
を高周波トランスを介して２次側に伝達すると共に、半
導体スイッチ素子に流れる電流のピーク値を低減させ、
回路効率を向上させることができる。
タタップ構成にすることにより、共振エネルギーの一部
を高周波トランスを介して２次側に伝達すると共に、半
導体スイッチ素子に流れる電流のピーク値を低減させ、
回路効率を向上させることができる。
【００３２】従って、高寿命化、小型化、高効率化を実
現した一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する
ことができる。
現した一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する
ことができる。
【図１】本発明の一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
の概略回路図である。
の概略回路図である。
【図２】図１実施例の回路の動作波形図である。
【図３】従来の一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの
概略回路図である。
概略回路図である。
１ 直流入力電源 ２ 入力用平滑コンデンサ ３ ＺＣＳ共振型スイッチ回路 ４ １次側インダクタンス ５、１３ 共振用インダクタンス ６ 共振用コンデンサ ７ 半導体スイッチ素子 ８ リカバリダイオード ９ ２次側インダクタンス １０ 整流用ダイオード １１ 平滑用チョーク １２ 平滑用コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源に対して、入力用平滑コンデン
サ、並びに互いに並列接続された３端子ゼロ電流スイッ
チング共振型回路、及び高周波トランスの１次側インダ
クタンスが並列接続された１次側回路と、 前記高周波トランスの２次側インダクタンスと、該２次
側インダクタンスに発生した電圧を整流する整流用ダイ
オードと、該整流用ダイオードを介して整流された電圧
を平滑する平滑回路とを有する２次側回路と、からなる
一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、 前記３端子ゼロ電流スイッチング共振型回路は、互いに
並列接続された半導体スイッチ素子、及びリカバリダイ
オード、並びに逆接型センタタップ構成の共振用インダ
クタンスが前記直流電源と前記１次側インダクタンス間
に直列接続され、共振用コンデンサが前記直流電源と前
記共振用インダクタンスのセンタタップ間に並列接続さ
れていることを特徴とする一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項２】前記共振用インダクタンスは空芯逆接型セ
ンタタップ構成であることを特徴とする請求項１記載の
一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04055211A JP3101406B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 一石電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US08/028,134 US5327334A (en) | 1992-03-13 | 1993-03-09 | Zero current switching DC-DC converter incorporating a tapped resonant inductor |
Applications Claiming Priority (1)
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