JPH044837B2

JPH044837B2 -

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Publication number: JPH044837B2
Application number: JP3323083A
Authority: JP
Priority date: 1983-02-28
Filing date: 1983-02-28
Publication date: 1992-01-29
Also published as: JPS59159687A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は交流電動機を駆動するPWMインバー
タの制御方法および装置に関する。

〔発明の背景〕

PWMインバータは誘導電動機や同期電動機な
どの交流電動機を駆動するのに用いられる。
PWMインバータは変調波と搬送波を比較して得
られるパルス幅変調パルスによつて点弧制御され
る。

PWMインバータで交流電動機を駆動する場
合、変調波としては電流指令信号とPWMインバ
ータの電流検出信号との偏差に応じて振幅の変化
する電圧指令信号が与えられる。電流指令信号は
交流電動機の速度指令信号と速度検出信号の偏差
に比例して振幅の変化する正弦波信号として得て
いる。

ところで、PWMインバータで交流電動機を駆
動すると電動機から磁気音（騒音）が発生する。
磁気音が発生する理由はインバータの出力電流に
高調波成分が含まれているためである。騒音は交
流電動機の速度制御系の応答を高くすると大きく
なり、特に電動機の低速運転時のように機械音の
レベルが低いときに不快感を与える。

一方、交流電動機の設置場所も高騒音の場所の
みでなく低騒音の場所にも設置されるようになつ
てきている。また、交流電動機を高騒音の場所に
設置する場合でも、不快感を与える騒音は作業環
境の点からも好ましいことではない。このため、
PWMインバータで駆動される交流電動機の発生
する騒音を低減することが強く要望されている。

従来、PWMインバータで誘導電動機を駆動す
る際に騒音を低減する方法として、１次電流の励
磁電流成分を軽負荷になると小さくして、電動機
磁束を変化させる方法が提案されている。しかし
ながら、この方法は無負荷時や軽負荷時の騒音低
減は可能であるが、定格負荷時においては磁束が
定格値となるため騒音を低減できないという欠点
を有する。

〔発明の目的〕

本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするとするとろは負荷状態で拘らず騒音
を低減でき、かつ速度制御を高応答で行える
PWMインバータの制御方法を提供することにあ
る。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは電流指令信号と
PWMインバータの出力電流を検出した電流検出
信号との偏差に応じて得る電圧指令信号（変調
波）のリツプル分だけが交流電動機の回転速度が
低下するに伴い小さくなるように制御するように
したことにある。

本発明の他の特徴は以下の説明から明らかにな
るであろう。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の一実施例を示す。

第１図において交流電動機２はPWMインバー
タ１により駆動される。PWMインバータ１の出
力電流は電流検出器１４により検出される。交流
電動機２には速度検出器３が機械的に直結されて
いる。速度指令回路１１の速度指令信号N^*と速
度検出器３の速度検出信号Ｎは速度制御回路１２
に図示の極性で加えられる。速度制御回路１２は
速度偏差ΔNに比例して電動機２の入力電流の大
きさを指令する電流制御信号（直流信号）I^*を出
力する。電流制御信号I^*は電流指令回路１３に導
かれる。電流指令回路１３は電流制御信号I^*を入
力し、後述するようにして電流指令信号i^*を発生
し電流制御回路１５に加える。電流制御回路１５
は電流指令信号i^*と電流検出器１４で検出された
電流検出信号ｉは加算器により図示の極性で加算
され、電流偏差Δiを求め、その偏差に応じて電
圧指令信号v^*を出力する。掛算器１９は電圧指
令信号v^*とゲイン設定回路１８のゲイン設定信
号g^*を掛算し、補償電圧指令信号v_C ^*を出力する。
ゲイン設定回路１８は速度検出信号Ｎを入力し、
第２図に示すように回転速度に比例するゲイン設
定信号g^*を出力する。ここで、電流制御回路１
５と掛算器１９及びゲイン設定回路１８は電流の
偏差を電圧指令信号に変換する伝達関数器を構成
するものであり、その伝達特性は第２図に示され
るように回転速度の低下に伴つて電流制御系のゲ
イン特性を低下させている。パルス発生回路１７
は補償電圧指令信号v_C ^*（変調波）と発振器１６
の三角波信号（搬送波）Ｔを比較し、インバータ
１を構成するスイツチング素子をオン、オフする
パルス幅変調パルス（PWMパルス）を発生す
る。

なお、第１図において電流検出器１４、電流制
御回路１５、掛算器１９およびパルス発生回路１
７はインバータ１の相数に応じて設ける必要があ
るが、１相分のみを示してある。

次にその動作を説明する。

速度制御回路１２の電流制御信号I^*は交流電動
機２の入力電流（有効分電流）ｉの大きさを指令
する。電流指令回路１３は次のような演算により
交流の電流指令信号i^*を出力する。

まず、交流電動機２が同期電動機の場合には次
式により電流指令信号i^*を求める。

i^*＝I^*sinωt ……(1) (1)式のsinωtは正弦波位相基準信号であり、こ
の正弦波位相基準信号は良く知られているように
交流電動機２の軸端に取付けられる位置検出器
（図示せず）あるいは電動機２の端子電圧から得
られる。

交流電動機２が誘導電動機で、ベクトル制御を
行う場合には次式により電流指令信号i^*を求め
る。

i^*＝I_a ^*cosωt＋I_b ^*sinωt ＝I^*sin（ωt＋θ） ……(2) ここで、 I^*＝√I^*2 _a＋I^*2 _b θ＝tan^-1（I^* _a／I^* _b） ……(3) である。

(2)式において、I^* _aは有効分電流で速度制御回路
１２の出力I^*に相当する。またI^* _bは無効分電流で
誘導機の励磁電流分に相当し、一般には一定値で
ある。また、sinωt、cosωtは２相の正弦波相基
準信号で、周知のように誘導電動機の磁束位相に
対応する。

電流指令回路１３は以上のようにして電流指令
信号i^*を発生する。

電流制御回路１５は電流指令信号i^*と電流検出
信号ｉの偏差Δiに比例した振幅の電圧指令信号
v^*を出力し掛算器１９に加える。掛算器１９は
電流制御回路１５を構成するゲイン可変の増幅器
と同等な機能を果し、ゲインはゲイン設定回路１
８によつて定められる。ゲイン設定回路１８は第
２図に示すように回転速度Ｎに比例してゲイン設
定信号g^*を増加させる特性になつている。その
結果、電動機２の速度が上昇するのに伴つて掛算
器１９のゲインが増加する。なお、掛算器１９が
飽和する場合にはゲイン設定回路１８の特性を第
２図の破線のように高速域でゲインを一定となる
ようにしてもよい。掛算器１９は電圧指令信号
v^*とゲイン設定信号g^*を乗算して補償電圧指令
信号v_C ^*を出力する。電圧指令信号v^*の振幅が一
定値とすると、補償電圧指令信号v_C ^*の振場は電
動機２の回転速度が高くなるに伴い大きくなる。
このようにして掛算器１９から得られる補償電圧
指令信号v_C ^*は変調波としてパルス発生回路１７
に入力される。パルス発生回路１７は補償電圧指
令信号v_C ^*と発振器１６の搬送波Ｔを比較し、v_C ^*
＞Ｔの期間に“１”レベルとなるPWMパルスを
発生する。このPWMパルスのインバータ１のス
イツチング素子をオン、オフ制御することによ
り、インバータ１の出力電流ｉは電流指令信号i^*
に追従するように制御される。このような動作は
他の相についてもインバータ１が３相であれば
120度の位相差をもつて同様に行われる。この結
果、交流電動機２は速度制御回路１２が発生する
電流制御信号I^*に比例した大きさの電流を供給さ
れ、速度指令信号N^*と一致する速度で回転する。

以上のようにしてPWMインバータの制御を行
うのであるが、電流指令信号i^*と電流検出信号ｉ
の電流偏差Δiからみた補償電圧指令信号v_C ^*まで
の伝達関数のゲインは交流電動機２の回転速度に
比例して大きくなるようにしている。換言する
と、電流指令回路１３、電流制御回路１５、掛算
器１９、パルス発生回路１７、インバータ１、電
流検出器１４などを含む電流制御系の開ループゲ
イン（以下、特に説明しないかぎり、ゲインと略
称する）は交流電動機２の回転速度に比例して大
きくなるようにしている。電流制御系のゲインが
大きくなるのに伴い電圧指令信号v^*（補償電圧指
令信号v_C ^*）に含まれるリツプル分が大きくなる。
何故ならば、電流検出信号ｉに含まれるリツプル
分の振幅はゲインが大きいと大きくなるためであ
る。PWMパルスは電圧指令信号v^*と搬送波Ｔの
比較により得るが、リツプル分が大きいと電圧指
令信号v^*の基本波成分と搬送波Ｔの比較して得
るPWMパルスの他にリツプル分と搬送波Ｔの比
較によつてPWMパルスを発生するようになる。
PWMインバータ１は電圧指令信号v^*の基本波を
出力するために必要なスイツチングだけでなくリ
ツプル分による無駄なスイツチングを行うことに
なる。この無駄なスイツチングによつても交流電
動機２に高調波電流が流れ、結果として騒音も大
きくなる。本発明は騒音が問題となる低速運転時
に電流制御系のゲインを小さくしているので、補
償電圧指令信号v_C ^*に含まれるリツプル分が小さ
くなる。リツプル分が小さくなると、PWMイン
バータ１のリツプル分による無駄なスイツチング
回数を低減できる。したがつて、低速運転時に交
流電動機２に流れる高調波電流を少なくできるの
で騒音を低減できる。

以上のように本発明はPWMインバータの出力
電流を制御する電流制御系のゲインを交流電動機
の回転速度に比例して調整し、低速運転時には搬
送波と比較される正弦波電圧指令信号に含まれる
リツプル分を小さくしているのでPWMインバー
タが無駄なスイツチングすることがなく、騒音を
低減できる。

なお、低速運転時に電流制御系のゲインを小さ
くしているが、交流電動機の逆起電力の大きさに
ほぼ比例してゲインを変えているので交流電動機
を含む閉ループのゲインはほとんど変化せず応答
性が低下することはない。

また、交流電動機の高速運転時にはゲインを大
きくしているので騒音（電磁音）は大きくなる。
しかし、高速になると運転機械音が大きくなるの
で電磁音は比較的に問題にならなくなる。

ここで、第１図の実施例では掛算器１９を電流
制御回路１５の内側に設けているが、電流指令回
路１３と電流制御回路１５の間、および電流検出
器１４と電流制御回路１５の間にそれぞれ掛算器
を挿入し、電流指令回路１３あるいは電流検出器
１４からみて電流制御回路１５に入力される電流
指令信号i^*または電流検出信号ｉのゲインが回転
速度と共に増加するようにしても同様に騒音を低
減できる。

また、電流制御回路１５は通常演算増幅器、入
力抵抗、帰還抵抗などで構成される。したがつ
て、掛算器１９を設けずにゲイン設定回路１８の
ゲイン設定信号g^*により電流制御回路１５の入
力抵抗あるいは帰還抵抗の値を調整しても同様に
騒音低減が可能である。

以上のように、本発明はPWMインバータの出
力電流を制御する電流制御系のゲインを交流電動
機の回転速度に比例して変化させ、低速運転時に
は正弦波電圧指令信号に含まるリツプル分を小さ
くして騒音を低減するものである。

第３図〜第５図に第１図示の実施例における実
験結果を示す。

第３図は本発明者達が実測した速度一定時にお
ける電流制御系のゲインと騒音の関係を示す特性
図である。第３図から明らかなように、騒音は電
流制御系のゲインが小さい程低レベルになる。

一方、第４図は電流制御系のゲインが一定の時
における回転速度と電流の追従性（追従性が良け
れば電流指令信号i^*と電流検出信号ｉの大きさと
位相の差が小さくなる）の関係を示す特性図であ
る。第４図の特性ａはゲインが大きい場合で、特
性ｂはゲインが小さい場合である。第４図から交
流電動機を所定速度にするために必要な電流を流
す追従性を良くするには回転速度が大きくなるの
に伴つて電流制御系のゲインを大きくすれば良い
ことがわかる。

第３図、第４図の実験結果から明らかなよう
に、本発明のように低速回転時に電流制御系のゲ
インを小さくすると騒音を低減でき、かつ回転速
度に比例して電流制御系のゲインを大きくするこ
とにより速度制御を高応答で行える。

第５図に回転速度と騒音の実測特性図を示す。

第５図の破線で示す特性ａは回転速度に関係な
く電流制御系のゲインを一定にしたときの特性
で、回転速度に比例してゲインを変化させる本発
明では実線で示す特性ｂとなる。この特性から明
らかなように本発明によれば全速度範囲にわたり
全体的に騒音レベルが低下し、特に低速回転時に
は騒音レベルを著しく低減できることが分る。

第６図に本発明の他の実施例を示す。

第６図は搬送波Ｔの振幅値を変えて電流制御系
のゲインを変化させるようにしたものである。

第６図において第１図と同一記号のものは相等
物を示す。２０は回転速度Ｎに応じて第７図に示
すように電流制御系のゲインを設定するためのゲ
イン設定信号g^* ₁を出力するゲイン設定回路、２
１は発振器１６の出力する搬送波Ｔの振幅をゲイ
ン設定信号g^* ₁に応じて変えるための掛算器であ
る。

第６図の動作を説明する。

ゲイン設定回路２０は第７図に示すように回転
速度Ｎが大になると小さくなるゲイン設定信号
g^* ₁を出力する。搬送波Ｔとゲイン設定信号g^* ₁は
掛算器２１で掛算され比較器１７に入力される。
比較器１７に入力される搬送波Ｔの振幅、すなわ
ち三角波の振幅値は速度の増加とともに小さくな
る。電流制御回路１５の電圧指令信号v^*の振幅
値をV^*、掛算器２１の出力信号である搬送波Ｔ
（三角波）の振幅値をＡとすると、PWMインバ
ータ１からの出力電圧の大きさＶは(4)式のように
なり、Ｖ∝V^*／Ａ ……(4) 電圧指令信号v^*の振幅値V^*に比例し、搬送波
Ｔの振幅値Ａに反比例する。したがつて、比較器
１７に入力する搬送波Ｔの振幅値Ａを速度の増加
に従つて小さくすると電圧指令信号v^*の振幅値
V^*からみた電圧Ｖのゲイン、すなわちPWMイン
バータ１のゲインが増加する。その結果、電流制
御系のゲインは回転速度Ｎの増加とともに増加す
ることになる。第６図の実施例においても第１図
と同様に速度制御を高応答で行い、かつ低速回転
時の騒音を低減できる。なお、第７図で示したゲ
イン設定回路２０の特性は低速度域において掛算
器２１が飽和するときには第７図破線のように低
速度域で一定にしてもよい。

次に、第６図の実施例においては、掛算器２１
を設けて搬送波Ｔの振幅を変えたが、発振器で直
接変えるようにすることもできる。

第８図はその場合に用いる発振器１６Ａの一例
を示す。

第８図において、１０１〜１０５は演算増幅
器、R₁〜R₁₄は抵抗、D₁，D₂はダイオード、Ｃは
コンデンサである。演算増幅器１０１，１０４，
１０５は入力信号の符号を反転させる動作を行
い、演算増幅器１０２は積分器を構成する。ま
た、演算増幅器１０３は演算増幅器１０４，１０
５の出力によつて入力に対するヒステリシス幅を
変えることができるヒステリシス特性のコンパレ
ータを構成する。

第８図の動作を第９図を用いて簡単に説明す
る。

演算増幅器１０２は積分動作を行ない、第９図
ａに示すような三角波を発生する。演算増幅器１
０３はヒステリシスコンパレータの動作を行い、
第９図ｂに示すような方形波の信号を出力する。
方形波信号ｂを演算増幅器１０１で符号反転し、
演算増幅器１０２に入力すると、演算増幅器１０
２からは三角波が出力される。三角波の振幅値は
演算増幅器１０３におけるヒステリシス幅を変え
ることによつて行なわれる。ヒステリシス幅は演
算増幅器１０４，１０５によつて演算増幅器１０
３の出力リミツタ値を変えることによつて実現で
きる。第９図において実線はヒステリシス幅を狭
く設定したときの波形で、一点鎖線はヒステリシ
ス幅を広く設定したとかの波形を示す。ヒステリ
シス幅はゲイン設定回路２０のゲイン設定信号
g^* ₁によつて連続的に変えることができ、結局、
搬送波Ｔの振幅値を連続的に変えられる。

第８図のように発振器１６自体で搬送波の振幅
値を速度に応じて変えることができる。

第６図、第８図に示すように、回転速度に応じ
て搬送波の振幅値を変えても電流制御系のゲイン
が変わり、広い速度範囲にわたつて高応答で、低
騒音の速度制御ができる。また、交流電動機２が
３相機の場合、電流制御回路１５、比較器１７は
各相に対応して３組必要となるが、第６図の実施
例によれば、発振器１６、掛算器２１は各相共通
に１個あればよいので、第１図の実施例に比べ部
品が少なくてもよいという効果もある。

第１０図に本発明の他の実施例を示す。

第１０図において第１図と同一記号のものは相
当物を示す。２３はPWMインバータ１の出力電
圧を絶縁検出するための変圧器、２４は変圧器２
３で検出した線間電圧を相電圧に変換し、さらに
リツプル分を除去するフイルタからなる電圧検出
回路、２５は加算器である。

第１０図において、電圧検出回路２４は漏れイ
ンピーダンス降下を無視すると交流電動機２の誘
起電圧に相当する相電圧を検出する。誘起電圧は
交流電動機２の励磁電流が一定であれば回転速度
に比例して大きさが変化する。したがつて、電圧
検出回路２４の電圧検出信号ｖと電流制御回路１
５の電圧指令信号v^*を加算器２５で加算し、補
償電圧指令信号v_C ^*とすれば、電流指令信号i^*と
電流検出信号ｉの偏差Δiからみた補償電圧指令
信号v_C ^*までのゲインは回転速度の増加とともに
大きくなる。

このように第１０図の実施例においても電流制
御系のゲインを回転速度に比例して変化させるこ
とができる。

ここで、第１０図の実施例では実際の電圧を検
出して誘起電圧に相当する相電圧を検出したが、
次のようにしても相電圧に相当する信号が得られ
る。すなわち、交流電動機２が誘導電動機で、１
次電流のトルク電流成分と励磁電流成分を独立に
制御する場合において、電流指令回路１３の内部
で使用されるトルク電流位相基準信号に回転速度
Ｎを乗算することにより検出可能である。

第１１図に本発明の他の実施例を示す。

第１１図において第１図と異なるのは掛算器１
９の代りに１次遅れ回路３１を設け、１次遅れ回
路３１の時定数を時定数設定回路３２によつて設
定するようにしたことである。時定数設定回路３
２は第１２図に示すように交流電動機２の回転速
度Ｎの大きくなると１次遅れ回路３１の時定数を
小さくする。

１次遅れ回路３１の時定数を第１２図に示すよ
うに回転速度Ｎと逆比例の関係で変形で変化させ
ると、低速度域では補償電圧指令信号v_C ^*のリツ
プルは小さくなる。補償電圧指令信号v_C ^*のリツ
プルは回転速度Ｎの上昇に伴い大きくなる。１次
遅れ回路３１のカツトオフ周波数は回転速度Ｎに
比例して上昇するので、電流制御系閉ループの周
波数特性も回転速度Ｎの上昇に伴い上昇する。一
方、電流制御系のゲインを大きくすると周波数特
性も上昇する。したがつて、１次遅れ回路３１の
時定数を回転速度に応じて変えると等価的に電流
制御系のゲインが変化することになる。

このように第１１図の実施例においても第１図
の実施例と同様に低速度時の騒音を低減し、かつ
速度制御を高応答で行うことができる。

なお、１次遅れ回路３１は電流制御回路１５内
に組込んでも良く、また電流検出信号ｉの帰還回
路中に挿入しても等効が得られる。

第１３図に本発明の他の実施例を示す。

第１３図は電流制御回路のリミツタ値を回転速
度に比例して変化させ、リツプル分によつて不要
なスイツチングを行わないようにしたものであ
る。

第１３図は電流制御回路１５Ａの一例構成を示
す。

第１３図において、１０６，１０７は演算増幅
器、１０８は速度検出器３の速度検出信号Ｎに応
じて第１５図のようなリミツタ設定信号V_l ^*を出
力するリミツタ設定回路、R₁〜R₁₁は抵抗、D₁，
D₂はダイオード、Ｃはコンデンサである。この
電流制御回路１５Ａは演算増幅器１０６の出力信
号（電圧指令信号v^*）が正負の所定値を越えな
いようにリミツタ回路が設けられる点が電流制御
回路１５と異なる。

演算増幅器１０６は電流指令信号i^*と電流検出
信号ｉの偏差Δiを増幅する偏差増幅器として働
き、抵抗R₄とコンデンサの直列回路が接続され
る。電流制御回路１５Ａは比例積分動作する。演
算増幅器１０６の出力は電圧指令信号v^*となる。
一方、リミツタ設定回路１０８では演算増幅器１
０６の出力信号をリミツトする。リミツト値はリ
ミツタ設定器１０８のリミツタ設定信号をV_l ^*と
し、抵抗R₅とR₇，R₆とR₈，R₁₀とR₁₁の値を等し
く選べば±R₆／R₅V_lで定められる。したがつて、リミツタ設定信号V_l ^*の値を任意に選ぶことにより
電圧指令信号v^*の最大値（絶対値）を自由に変
えられることになる。

電圧指令信号v^*にリミツタを掛けることの意
味を第１４図を参照して説明する。

第１４図はPWMインバータ１に加えられる
PWMパルスがリミツタの有無によつてどのよう
に異なるかを示す波形図である。

第１４図ａはリミツタが無いときの搬送波Ｔと
電圧指令信号v^*の関係を示し、同図ｂはこのと
き比較器１７から得られるPWMパルスを示す。
なお、同図ａに点線で示す波形ｖは電圧の基本波
を示す。また、第１４図ｃはリミツタが有るとき
の波形で、同図ｄはこのときのPWMパルスを示
す。

さて、第１４図ｂ，ｄに示すPWMパルスは
PWMインバータ１の出力電圧（実効値）に関係
する。第１４図ｃに一点鎖線で示すリミツト値V_l
^＊で演算増幅器１０６の出力を制限すると電圧指
令信号v^*に含まれるリツプル分が小さくなる。
このため、PWMパルスは同図ｄのようになり、
同図ｂと比較して斜線を施したパルスのスイツチ
ングだけ減らすことができる。スイツチング回数
が減少するとインバータ１の出力電圧に含まれる
高調波分を小さくでき、騒音を低減できる。

交流電動機２の速度上昇と共に第１４図ａに点
線で示すPWMインバータ１の出力電圧基本波分
ｖは速度に比例して大きくなるので、リミツタ値
V_l ^*を速度に応じて変えるようにする。

第１５図にリミツタ値設定回路１０８の一例特
性図を示す。

第１５図に示すように、リミツタ値V_l ^*を速度
Ｎの増加とともに大きくし、PWMインバータ１
の出力電圧の基本波分が大きい高速域では電圧が
十分に得られるように、リミツタ値V_l ^*が三角波
Ｔの振幅値Ａよりわずかに大きくなるように設定
する。

なお、第１５図の特性は搬送波（三角波）Ｔの
大きさＡが一定のものについて示したが、これを
変えるものであつても同様の考え方で実施でき
る。

このように、電流制御回路１５Ａで電圧指令信
号v^*にリミツタを掛けることによつて、誘起電
圧が小さくリツプル分の割合が大きいときにイン
バータ１のスイツチング回数を少なくしている。
スイツチング回数が少ないとPWMインバータ１
の出力電圧（高調波を含む実効値）は低下するこ
とになり、見掛上電流制御系のゲインを変化させ
ていることになる。その結果、第１３図の実施例
においても低速度域において騒音を低減できると
共に速度制御を高応答で行える。

なお、第１３図に示す電流制御回路１５Ａを第
１図、第６図、第１０図の各実施例の電流制御回
路１５として用いると更に騒音を低減することが
可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば交流電動
機の回転速度に比例して電流制御系のゲインを変
化するだけで負荷状態に拘らず広い速度範囲にお
いて騒音を低減でき、かつ高応答の速度制御を行
える。

なお、上述の実施例では回転速度によつて電流
制御系のゲインを変化させるようにしたが、交流
電動機の駆動周波数に応じてゲインを変化させて
もよいのは明らかである。

また、上述の実施例はアナログ回路で構成した
ものを示しているが、マイクロプロセツサなどを
用いてデイジタル制御を行う場合にも本発明を採
用できるのは勿論である。

さらに、上記実施例は誘導電動機に適用する場
合を中心に説明したが、同期電動機に対しても適
用できるのはいうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図におけるゲイン設定回路の特性図、第
３〜５図は本発明の効果を説明するための実験特
性図、第６図は本発明の他の実施例を示す構成
図、第７図は第６図におけるゲイン設定回路の特
性図、第８図は第６図に示す発振器の一例を示す
構成図、第９図は第８図の動作波形図、第１０，
１１図はそれぞれ本発明の他の実施例を示す構成
図、第１２図は第１１図における時定数設定回路
の特性図、第１３図は本発明による電流制御回路
の一例を示す構成図、第１４図は第１３図の電流
制御回路の動作波形図、第１５図は第１３図にお
けるリミツタ設定回路の特性図である。１……PWMインバータ、２……交流電動機、
１３……電流指令回路、１４……電流検出器、１
５……電流制御回路、１６……発振器、１７……
比較器、１８，２０……ゲイン設定回路、１９，
２１……掛算器。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電動機を駆動するPWMインバータの出
力電流の検出値と指令値に基づいて前記インバー
タの出力電流を制御するループからなる電流制御
系を有するPWMインバータの制御方法におい
て、前記電流制御系のループゲインを前記交流電
動機の回転速度が低くなるに伴い低下させること
によつて、前記電流制御系の応答特性を低下させ
ることを特徴とするPWMインバータの制御方
法。２特許請求の範囲第１項において、前記電流制
御系のループにおける比例ゲインを前記交流電動
機の回転速度が低くなるに伴い低下させることに
よつて、前記電流制御系のループゲインを低下さ
せることを特徴とするPWMインバータの制御方
法。３特許請求の範囲第１項において、前記電流制
御系のループにリミツタ要素を介入させることに
より、前記リミツタ要素のリミツタ値を前記交流
電動機の回転速度が低くなるに伴い低下させ、前
記電流制御系のループゲインを低下させることを
特徴とするPWMインバータの制御方法。４特許請求の範囲第１項において、前記電流制
御系のループに１次遅れ要素を介入させることに
より、前記１次遅れ要素の時定数を前記交流電動
機の回転速度が低くなるに伴い大きくさせ、前記
電流制御系のループゲインを低下させることを特
徴とするPWMインバータの制御方法。５交流電動機を駆動するPWMインバータと、
前記交流電動機の回転速度を指令する速度指令手
段と、前記PWMインバータの出力電流を検出す
る電流検出手段と、前記インバータの出力電流の
指令信号を出力する電流指令手段と、前記電流検
出手段からの電流検出信号と前記電流指令手段か
らの電流指令信号との偏差を求め、該偏差を伝達
関数器に入力し前記インバータの電圧指令信号を
出力する電流制御手段と、前記電圧指令信号に基
づいて前記PWMインバータを制御するパルス幅
変調パルスを出力するPWMパルス出力手段とを
具備し、前記電流制御手段における伝達関数器は少なく
とも比例関数器で構成し、該比例関数器に前記速
度指令値を入力し、前記比例関数器の比例係数は
前記速度指令値の低下に伴い低下する特性を有す
ることを特徴とするPWMインバータの制御装
置。６特許請求の範囲第５項において、前記交流電
動機の回転速度を検出する速度検出手段を具備
し、前記電流制御手段における前記比例関数器に
前記前記速度検出手段からの速度検出値を入力
し、前記比例関数器の比例係数は前記速度検出値
の低下に伴い低下する特性を有することを特徴と
するPWMインバータの制御装置。７交流電動機を駆動するPWMインバータと、
前記交流電動機の回転速度を指令する速度指令手
段と、前記PWMインバータの出力電流を検出す
る電流検出手段と、前記インバータの出力電流の
指令信号を出力する電流指令手段と、前記電流検
出手段からの電流検出信号と前記電流指令手段か
らの電流指令信号との偏差を求め、該偏差を伝達
関数器に入力し前記インバータの電圧指令信号を
出力する電流制御手段と、前記電圧指令信号に基
づいて前記PWMインバータを制御するパルス幅
変調パルスを出力するPWMパルス出力手段とを
具備し、前記電流制御手段における伝達関数器は少なく
とも１次遅れ回路で構成し、該１次遅れ回路に前
記速度指令値を入力し、前記１次遅れ回路の時定
数は前記速度指令値の低下に伴い大きくなる特性
を有することを特徴とするPWMインバータの制
御装置。