JP2009540672A - 高速同相直交不平衡校正 - Google Patents
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Abstract
Description
qは、ボルトを単位とするQチャネル、
Iは、ボルトを単位とする混合器の後のIチャネル、
Qは、ボルトを単位とする混合器の後のQチャネル、
Vは、ボルトを単位とする送信機の出力、
fmは、変調周波数、
fcは、搬送周波数、
fsは、100psを単位とするサンプリング周波数、
Δtは、100psを単位とする時間、
ΔSは、Δtを単位とする経路遅延、
VIcは、ボルトを単位とするDCオフセットI補正、
VQcは、ボルトを単位とするDCオフセットQ補正、
ΔGcは、ボルトを単位とする利得不平衡補正、
Δφcは、度を単位とする位相不平衡補正、
VIPは、ボルトを単位とする物理的DCオフセットI、
VQPは、ボルトを単位とする物理的DCオフセットQ、
ΔGPは、ボルトを単位とする物理的利得不平衡、
ΔφPは、度を単位とする物理的位相不平衡
とする。
M1は、ボルトを単位とする第1の試験信号またはトーンの振幅、
Φ1は、度を単位とする第1の試験信号またはトーンの位相、
M2は、ボルトを単位とする第2の試験信号またはトーンの振幅、
Φ2は、度を単位とする第2の試験信号またはトーンの位相、
Dは、度を単位とする経路遅延
である。
Claims (36)
- 受信機からのダウンコンバート信号の同相および直交(I−Q)成分をそれぞれ表すN個のディジタル化サンプルI(n)およびQ(n)を記憶することと、なお、前記I−Q成分はI−Q不平衡を有する直交復調器または直交変調器から生成される;
閉形式解を使用して、前記I−Q不平衡を補償するために、前記N個のディジタル化サンプルから位相および利得調整定数を計算することと;
を備える方法。 - 前記積行列の前記逆行列として前記行列Aを計算することは、
B(0)=Iとし、B(n)=A・B(n−1)を使用して、行列Aを更新することを備える、請求項5に記載の方法。 - 前記信号をベースバンド信号にダウンコンバートするために、単一の非変調信号を前記直交復調器を有する前記受信機に注入すること、なお、前記直交復調器は前記I−Q不平衡を有する、をさらに備える、請求項1に記載の方法。
- 前記I−Q不平衡を有する直交変調器を送信機経路上に有する送信機で信号を生成することと;
前記信号を校正された基準受信機の受信機経路にループバックさせることと、なお、前記校正された基準受信機は、前記信号をベースバンド信号にダウンコンバートする受信機混合器を有し、前記受信機混合器は校正されている;
をさらに備える、請求項1に記載の方法。 - 第1の周波数にある第1の信号を、同相および直交(I−Q)不平衡を有する直交変調器を有する送信機に注入することと、なお、前記直交変調器は搬送周波数を有し、前記送信機は送信機信号を生成する;
前記第1の信号と前記第1の周波数の2倍の第2の周波数にある第2の信号とを有する合成信号を生成するために、前記送信機信号を検出することと;
前記合成信号をディジタル化することと;
閉形式解を使用して、前記I−Q不平衡を補正するために、前記ディジタル化合成信号から、I−Q直流(DC)オフセット補正VIC、VQCと、位相補正Δφcと、利得補正ΔGcとを計算することと;
を備える方法。 - 前記送信機信号を検出することは、
アナログ乗算器を使用して、前記送信機信号を自乗することと;
前記第2の周波数の近くにコーナ周波数を有するローパスフィルタを用いて、前記自乗信号をフィルタリングすることと、なお、前記ローパスフィルタは前記搬送周波数を除去し、前記第1および第2の信号を通過させる;
を備える、請求項9に記載の方法。 - 前記I−Q DCオフセット補正と、前記位相補正と、前記利得補正とを計算することは、
検出およびディジタル化からの経路遅延Dを計算することと;
前記第1および第2の信号の第1および第2の振幅M1、M2をそれぞれ計算することと;
前記第1および第2の信号の第1および第2の位相Φ1、Φ2をそれぞれ計算することと;
前記経路遅延D、前記第1および第2の振幅M1、M2、ならびに前記第1および第2の位相Φ1、Φ2を使用して、前記I−Q DCオフセット補正VIC、VQCと、前記位相補正Δφcと、前記利得補正ΔGcとを計算することと;
を備える、請求項9に記載の方法。 - 前記I−Q DCオフセット補正VIC、VQCと、前記位相補正Δφcと、前記利得補正ΔGcとを計算することは、
前記I DCオフセット補正VIc=M1cos((Φ1−D/2)π/180)を計算することと;
前記Q DCオフセット補正VQc=−M1sin((Φ1−D/2)π/180)を計算することと;
前記位相補正Δφc=−M2cos((Φ2−D/2)π/180)を計算することと;
前記利得補正ΔGc=−2M2sin((Φ2−D/2)π/180)(180/π)を計算することと;
を備える、請求項11に記載の方法。 - 第1の積を第2の積に加算して、通信デバイスの通信経路における第1の同相(I)成分を生成する第1の加算器と、なお、前記通信経路は信号の周波数を変換する直交復調器または直交変調器を有し、前記直交復調器または前記直交変調器はIおよび直交(Q)不平衡を有する;
第3の積を第4の積に加算して、前記通信経路における第1の直交(Q)成分を生成する第2の加算器と;
前記通信経路における第2のIおよびQ成分を第1および第2の調整定数でそれぞれ乗算して、前記第1および第2の積をそれぞれ生成する、前記第1の加算器に結合された第1および第2の乗算器と;
前記通信経路における第2のIおよびQ成分を第3および第4の調整定数でそれぞれ乗算して、前記第3および第4の積をそれぞれ生成する、前記第2の加算器に結合された第3および第4の乗算器と;
を備え、
前記第1、第2、第3、および第4の調整定数が、前記I−Q不平衡を補正するために、閉形式解を使用して計算される、
装置。 - 前記通信経路は受信機経路であり、前記第1のIおよびQ成分は前記I−Q不平衡について補正されており、前記第2のIおよびQ成分は前記I−Q不平衡によってゆがめられている、請求項13に記載の装置。
- 前記通信経路は送信機経路であり、前記第1のIおよびQ成分は前記I−Q不平衡について事前にゆがめられており、前記第2のIおよびQ成分は正しい、請求項13に記載の装置。
- 送信機信号を生成するための送信機内の直交変調器回路と、なお、前記直交変調器回路は同相および直交(I−Q)不平衡を有する;
前記直交変調器回路およびI−Qディジタル−アナログ変換器(DAC)に結合され、前記I−Q不平衡をモデル化する誤差回路と;
前記送信機の変調器の変調器同相および直交(I−Q)成分に結合され、前記I−Q不平衡を補償するために、補償定数を使用して、前記I−Q DACへの事前補償I−Q成分をそれぞれ生成する事前補償回路と、なお、前記補償定数は校正手順において閉形式解を使用して計算される;
を備える装置。 - 前記直交変調器回路に結合され、第1および第2の周波数を有する合成信号を前記送信機信号から生成する検出器と、なお、前記第2の周波数は前記第1の周波数の2倍である;
前記検出器に結合され、前記合成信号のディジタル化サンプルを提供するアナログ−ディジタル変換器(ADC)と、なお、前記ディジタル化サンプルは補償定数を計算するために使用される;
をさらに備える、請求項16に記載の装置。 - 前記直交変調器回路は、
I−Q補償成分を生成するために搬送波信号のI−Q搬送波成分を用いてI−Q成分を混合するI−Q混合器と;
前記I−Q混合器に結合され、前記I−Q補償成分を前記送信機信号に結合する結合器と;
を備える、請求項16に記載の装置。 - 前記誤差回路は、
第1および第2の差分をそれぞれ生成するために、I−Q DCオフセット補償定数を前記DACの対応する出力から減算する第1および第2の加算器と;
前記第1および第2の加算器に結合され、前記第1および第2の差分をI−Q利得補償定数の負値で乗算して前記直交変調器へのI−Q入力を生成する、第1および第2の乗算器と;
I−Q位相誤差を前記I−Q搬送波波形成分に提供するI−Q遅延エレメントと;
を備える、請求項18に記載の装置。 - 前記事前補償回路は、
I−Q利得事前補償成分を生成するI−Q利得不平衡回路と、なお、前記I−Q利得不平衡回路は前記変調器I−Q成分をI−Q利得補償定数で乗算して前記I−Q利得事前補償成分を生成するI−Q利得乗算器を含む;
前記I−Q利得不平衡回路に結合され、I−Q利得および位相事前補償成分を生成するI−Q位相不平衡回路と;
前記I−Q位相不平衡回路に結合され、不平衡事前補償I−Q成分を生成する直流(DC)オフセット回路と、なお、前記DCオフセット回路は、前記I−Q利得および位相事前補償成分をI−Q DCオフセット補償定数に加算して前記不平衡事前補償I−Q成分を生成するI−Q DCオフセット加算器を含む;
を備える、請求項16に記載の装置。 - 前記I−Q位相不平衡回路は、
第1の積を第2の積に加算して前記I利得および位相事前補償成分を生成する第1の加算器と;
第3の積を第4の積に加算して前記Q利得および位相事前補償成分を生成する第2の加算器と;
前記第1の加算器に結合され、前記I−Q利得事前補償成分をI−Q位相補償定数でそれぞれ乗算して前記第1および第2の積をそれぞれ生成する第1および第2の乗算器と;
前記第2の加算器に結合され、I−Q成分をI−Q位相補償定数でそれぞれ乗算して前記第3の積および第4の積をそれぞれ生成する第3および第4の乗算器と;
を備える、請求項18に記載の装置。 - 機械によってアクセスされたとき、
受信機からのダウンコンバート信号の同相および直交(I−Q)成分をそれぞれ表すN個のディジタル化サンプルI(n)およびQ(n)を記憶することと、なお、前記I−Q成分はI−Q不平衡を有する直交復調器または直交変調器から生成される;
閉形式解を使用して、前記I−Q不平衡を補償するために、前記N個のディジタル化サンプルから位相および利得調整定数を計算することと;
を備える動作を前記機械に実行させる情報を含む、機械アクセス可能記憶媒体
を備える製造物。 - 前記位相および利得調整定数の計算を前記機械に実行させる前記情報は、前記機械によってアクセスされたとき、
前記N個のディジタル化サンプルI(n)およびQ(n)から、同相平均電力PI,avgと、直交平均電力PQ,avgと、I−Q相関RIQとを計算することと;
前記同相平均電力PI,avg、前記直交平均電力PQ,avg、および前記I−Q相関RIQを使用して、利得差分Δgおよび位相差分Δφを推定することと;
前記利得差分Δgおよび前記位相差分Δφを使用して、行列
を備える動作を前記機械に実行させる情報を備える、請求項22に記載の製造物。 - 前記積行列の逆行列として前記行列Aの計算を前記機械に実行させる前記情報は、前記機械によってアクセスされたとき、
B(0)=Iとし、B(n)=A・B(n−1)を使用して、行列Aを更新すること、
を備える動作を前記機械に実行させる情報を備える、請求項26に記載の製造物。 - 前記情報は、
単一の非変調信号を、前記信号をベースバンド信号にダウンコンバートする前記直交復調器を有する前記受信機に注入すること、なお、前記直交復調器は前記I−Q不平衡を有する;
を備える動作を前記機械に実行させる情報をさらに備える、請求項22に記載の製造物。 - 前記情報は、
前記I−Q不平衡を有する前記直交変調器を送信機経路上に有する送信機で信号を生成することと;
前記信号を校正された基準受信機の受信機経路にループバックさせること、なお、前記校正された基準受信機は前記信号をベースバンド信号にダウンコンバートする受信機混合器を有し、前記受信機混合器は校正されている;
を備える動作を前記機械に実行させる情報をさらに備える、請求項22に記載の製造物品。 - 機械によってアクセスされたとき、
第1の周波数にある第1の信号を、同相および直交(I−Q)不平衡を有する直交変調器を有する送信機に注入することと、なお、前記直交変調器は搬送周波数を有し、前記送信機は送信機信号を生成する;
前記第1の信号と前記第1の周波数の2倍の第2の周波数にある第2の信号とを有する合成信号を生成するために、前記送信機信号を検出することと;
前記合成信号をディジタル化することと;
閉形式解を使用して、前記I−Q不平衡を補正するために、前記ディジタル化合成信号から、I−Q直流(DC)オフセット補正VIC、VQCと、位相補正Δφcと、利得補正ΔGcとを計算することと;
を備える動作を前記機械に実行させる情報を含む、機械アクセス可能記憶媒体
を備える製造物。 - 前記送信機信号の検出を前記機械に実行させる前記情報は、前記機械によってアクセスされたとき、
アナログ乗算器を使用して、前記送信機信号を自乗することと;
前記第2の周波数の近くにコーナ周波数を有するローパスフィルタを用いて、前記自乗信号をフィルタリングすること、なお、前記ローパスフィルタは前記搬送周波数を除去し、前記第1および第2の信号を通過させる;
を備える動作を前記機械に実行させる情報を備える、請求項30に記載の製造物。 - 前記I−Q DCオフセット補正と、前記位相補正と、前記利得補正との計算を前記機械に実行させる前記情報は、前記機械によってアクセスされたとき、
検出およびディジタル化からの経路遅延Dを計算することと;
前記第1および第2の信号の第1および第2の振幅M1、M2をそれぞれ計算することと;
前記第1および第2の信号の第1および第2の位相Φ1、Φ2をそれぞれ計算することと;
前記経路遅延D、前記第1および第2の振幅M1、M2、ならびに前記第1および第2の位相Φ1、Φ2を使用して、前記I−Q DCオフセット補正VIC、VQCと、前記位相補正Δφcと、前記利得補正ΔGcとを計算することと;
を備える動作を前記機械に実行させる情報を備える、請求項30に記載の製造物。 - 前記I−Q DCオフセット補正VIC、VQCと、前記位相補正Δφcと、前記利得補正ΔGcとの計算を前記機械に実行させる前記情報は、前記機械によってアクセスされたとき、
前記I DCオフセット補正VIc=M1cos((Φ1−D/2)π/180)を計算することと;
前記Q DCオフセット補正VQc=−M1sin((Φ1−D/2)π/180)を計算することと;
前記位相補正Δφc=−M2cos((Φ2−D/2)π/180)を計算することと;
前記利得補正ΔGc=−2M2sin((Φ2−D/2)π/180)(180/π)を計算することと;
を備える動作を前記機械に実行させる情報を備える、請求項32に記載の製造物。 - 受信機サブシステムで受け取った無線周波(RF)信号をダウンコンバートする直交復調器と、なお、前記直交復調器は、同相および直交(I−Q)不平衡を有するアナログI−Q成分を提供し、かつ、混合器を有する;
前記直交復調器に結合され、前記I−Q成分をディジタルI−Q成分に変換するアナログ−ディジタル変換器(ADC)と;
前記ADCに結合され、前記I−Q不平衡を補償する補償器と、なお前記補償器は、
第1の積を第2の積に加算して、出力I成分を生成する第1の加算器と、
第3の積を第4の積に加算して、出力Q成分を生成する第2の加算器と、
前記第1の加算器に結合され、前記ディジタルIおよびQ成分を第1および第2の調整定数でそれぞれ乗算して前記第1および第2の積をそれぞれ生成する第1および第2の乗算器と、
前記第2の加算器に結合され、前記ディジタルIおよびQ成分を第3および第4の調整定数でそれぞれ乗算して前記第3および第4の積をそれぞれ生成する第3および第4の乗算器と、
を備え、前記第1、第2、第3、および第4の調整定数は、前記I−Q不平衡を補正するために閉形式解を使用して計算される;
を備えるシステム。 - ベースバンド信号のアナログ同相および直交(I−Q)成分を送信信号にアップコンバートする直交変調器と、なお、前記直交変調器はI−Q不平衡を生成する混合器を有する;
前記直交変調器に結合され、事前補償I−Q成分を前記アナログI−Q成分に変換するディジタル−アナログ変換器(DAC)と;
前記DACに結合され、変調器I−Q成分からの前記I−Q不平衡を補償する補償器と、なお、前記補償器は、
第1の積を第2の積に加算して、前記事前補償I成分を生成する第1の加算器と、
第3の積を第4の積に加算して、前記事前補償Q成分を生成する第2の加算器と、
前記第1の加算器に結合され、前記変調器IおよびQ成分を第1および第2の調整定数でそれぞれ乗算して前記第1および第2の積をそれぞれ生成する第1および第2の乗算器と、
前記第2の加算器に結合され、前記変調器IおよびQ成分を第3および第4の調整定数でそれぞれ乗算して前記第3および第4の積をそれぞれ生成する第3および第4の乗算器と、
を備え、前記第1、第2、第3、および第4の調整定数は前記I−Q不平衡を補正するために閉形式解を使用して計算される;
を備えるシステム。 - 前記直交変調器に結合され、前記I−Q不平衡の補償のためのループバック経路を提供する、校正された基準受信機をさらに備える、請求項35に記載のシステム。
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