JPH04245897A - デジタルクロスオーバーネットワーク - Google Patents
デジタルクロスオーバーネットワークInfo
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- JPH04245897A JPH04245897A JP3175891A JP3175891A JPH04245897A JP H04245897 A JPH04245897 A JP H04245897A JP 3175891 A JP3175891 A JP 3175891A JP 3175891 A JP3175891 A JP 3175891A JP H04245897 A JPH04245897 A JP H04245897A
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- audio signal
- digital
- frequency
- low
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims abstract description 112
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 26
- 238000000605 extraction Methods 0.000 abstract description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル音声信号をデ
ジタル信号のままで複数の周波数帯域に分割するデジタ
ルクロスオーバーネットワークに関する。
ジタル信号のままで複数の周波数帯域に分割するデジタ
ルクロスオーバーネットワークに関する。
【0002】
【従来の技術】従来、ハイファイ用のステレオ装置に接
続されるスピーカ装置として、再生する周波数帯域が異
なる複数のスピーカユニットを組み合わしたいわゆる複
合スピーカが広く使用されている。例えば、3ウェイ構
成の複合スピーカの場合には、低域の周波数帯域と中域
の周波数帯域と高域の周波数帯域とに3分割して、それ
ぞれの帯域毎に専用のスピーカユニットを割り当てるも
のである。このように複数の周波数帯域に分けてスピー
カユニットを駆動させることで、例えば3ウェイ構成の
場合、それぞれのスピーカユニットを低域,中域,高域
の再生に適したものにすることができ、それぞれの周波
数帯域が良好に再生され、総合的な周波数特性をフルレ
ンジスピーカよりも良好にすることができる。
続されるスピーカ装置として、再生する周波数帯域が異
なる複数のスピーカユニットを組み合わしたいわゆる複
合スピーカが広く使用されている。例えば、3ウェイ構
成の複合スピーカの場合には、低域の周波数帯域と中域
の周波数帯域と高域の周波数帯域とに3分割して、それ
ぞれの帯域毎に専用のスピーカユニットを割り当てるも
のである。このように複数の周波数帯域に分けてスピー
カユニットを駆動させることで、例えば3ウェイ構成の
場合、それぞれのスピーカユニットを低域,中域,高域
の再生に適したものにすることができ、それぞれの周波
数帯域が良好に再生され、総合的な周波数特性をフルレ
ンジスピーカよりも良好にすることができる。
【0003】この場合、それぞれのスピーカユニットに
供給する音声信号は、該当する周波数帯域だけに制限さ
れた信号にする必要がある。従って、例えば上述した3
ウェイ構成のものは、クロスオーバーネットワークで低
域の音声信号と中域の音声信号と高域の音声信号とを作
成し、このそれぞれの帯域の音声信号を該当するスピー
カユニットに供給するようにしていた。
供給する音声信号は、該当する周波数帯域だけに制限さ
れた信号にする必要がある。従って、例えば上述した3
ウェイ構成のものは、クロスオーバーネットワークで低
域の音声信号と中域の音声信号と高域の音声信号とを作
成し、このそれぞれの帯域の音声信号を該当するスピー
カユニットに供給するようにしていた。
【0004】従来のこの各帯域に音声信号を分割するク
ロスオーバーネットワークは、一般にスピーカ装置に内
蔵され、コイル,コンデンサ等より構成されるアナログ
フィルタによりアナログ音声信号をそれぞれの帯域に分
割していた。
ロスオーバーネットワークは、一般にスピーカ装置に内
蔵され、コイル,コンデンサ等より構成されるアナログ
フィルタによりアナログ音声信号をそれぞれの帯域に分
割していた。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ところが、アナログフ
ィルタより構成されるクロスオーバーネットワークで分
割した音声信号は、信号位相が各帯域で完全な直線とは
ならず、周波数帯域によって歪みが生じる不都合があっ
た。この問題点を解決するためには、CDプレーヤ等の
音声信号源からアンプ装置に供給されるデジタル音声信
号を、デジタル信号のままでデジタルフィルタによるデ
ジタル処理により所定の周波数帯域毎に分割し、それぞ
れの周波数帯域のデジタル音声信号を、アナログ音声信
号に変換して該当するスピーカユニットに供給すること
が考えられる。
ィルタより構成されるクロスオーバーネットワークで分
割した音声信号は、信号位相が各帯域で完全な直線とは
ならず、周波数帯域によって歪みが生じる不都合があっ
た。この問題点を解決するためには、CDプレーヤ等の
音声信号源からアンプ装置に供給されるデジタル音声信
号を、デジタル信号のままでデジタルフィルタによるデ
ジタル処理により所定の周波数帯域毎に分割し、それぞ
れの周波数帯域のデジタル音声信号を、アナログ音声信
号に変換して該当するスピーカユニットに供給すること
が考えられる。
【0006】このようにデジタル処理で周波数分割を行
ういわゆるデジタルクロスオーバーネットワークとする
ことで、周波数帯域毎の位相差等がない良好な周波数分
割ができる。ところが、このようなデジタルクロスオー
バーネットワークの場合には、デジタル信号を周波数分
割するデジタルフィルタとして大規模なものが必要で、
回路構成が複雑化する不都合があった。
ういわゆるデジタルクロスオーバーネットワークとする
ことで、周波数帯域毎の位相差等がない良好な周波数分
割ができる。ところが、このようなデジタルクロスオー
バーネットワークの場合には、デジタル信号を周波数分
割するデジタルフィルタとして大規模なものが必要で、
回路構成が複雑化する不都合があった。
【0007】本発明の目的は、この種のデジタルクロス
オーバーネットワークの回路構成を簡単にすることにあ
る。
オーバーネットワークの回路構成を簡単にすることにあ
る。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明は、例えば図1に
示すように、入力デジタル音声信号を、少なくとも低域
の周波数帯域と中域の周波数帯域と高域の周波数帯域と
に3分割するデジタルクロスオーバーネットワークにお
いて、端子1に得られるデジタル音声信号をダウンサン
プリング回路2とハイパスフィルタ8とに供給し、ダウ
ンサンプリング回路2の出力をFIRフィルタよりなる
ローパスフィルタ3に供給し、このローパスフィルタ3
の出力をオーバーサンプリング回路4に供給し、このオ
ーバーサンプリング回路4の出力とハイパスフィルタ8
の出力とを端子1に得られるデジタル音声信号から減算
器11で減算し、オーバーサンプリング回路4の出力よ
り低域のデジタル音声信号を得、減算器11の出力より
中域のデジタル音声信号を得、ハイパスフィルタ8の出
力より高域のデジタル音声信号を得るようにしたもので
ある。
示すように、入力デジタル音声信号を、少なくとも低域
の周波数帯域と中域の周波数帯域と高域の周波数帯域と
に3分割するデジタルクロスオーバーネットワークにお
いて、端子1に得られるデジタル音声信号をダウンサン
プリング回路2とハイパスフィルタ8とに供給し、ダウ
ンサンプリング回路2の出力をFIRフィルタよりなる
ローパスフィルタ3に供給し、このローパスフィルタ3
の出力をオーバーサンプリング回路4に供給し、このオ
ーバーサンプリング回路4の出力とハイパスフィルタ8
の出力とを端子1に得られるデジタル音声信号から減算
器11で減算し、オーバーサンプリング回路4の出力よ
り低域のデジタル音声信号を得、減算器11の出力より
中域のデジタル音声信号を得、ハイパスフィルタ8の出
力より高域のデジタル音声信号を得るようにしたもので
ある。
【0009】
【作用】本発明によると、低域のデジタル音声信号を得
るためのローパスフィルタが、ダウンサンプリングされ
たデジタル音声信号を処理するようにしたことで、次数
の低いFIRフィルタで低域のデジタル音声信号の抽出
ができ、それだけ回路構成が簡単になる。
るためのローパスフィルタが、ダウンサンプリングされ
たデジタル音声信号を処理するようにしたことで、次数
の低いFIRフィルタで低域のデジタル音声信号の抽出
ができ、それだけ回路構成が簡単になる。
【0010】
【実施例】以下、本発明の一実施例を添付図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【0011】図1において、1はデジタル音声信号入力
端子を示し、この入力端子1に所定の音声信号源からデ
ジタル音声信号を供給する。ここでは、サンプリング周
波数44.1kHzのデジタル音声信号が供給されると
する。そして、この入力端子1に得られるデジタル音声
信号を、ダウンサンプリング回路2に供給する。このダ
ウンサンプリング回路2は、入力デジタル音声信号を1
/4のサンプリング周波数に変換する回路で、11.0
25kHzのサンプリング周波数に変換する。この1/
4のサンプリング周波数への変換は、デジタル信号を4
サンプリング周期毎に1回だけ信号を出力させる間引き
処理をすることで行われ、変換後のデジタル音声信号は
1/4の情報量になる。
端子を示し、この入力端子1に所定の音声信号源からデ
ジタル音声信号を供給する。ここでは、サンプリング周
波数44.1kHzのデジタル音声信号が供給されると
する。そして、この入力端子1に得られるデジタル音声
信号を、ダウンサンプリング回路2に供給する。このダ
ウンサンプリング回路2は、入力デジタル音声信号を1
/4のサンプリング周波数に変換する回路で、11.0
25kHzのサンプリング周波数に変換する。この1/
4のサンプリング周波数への変換は、デジタル信号を4
サンプリング周期毎に1回だけ信号を出力させる間引き
処理をすることで行われ、変換後のデジタル音声信号は
1/4の情報量になる。
【0012】そして、このダウンサンプリング回路2が
出力するダウンサンプリングされたてデジタル音声信号
を、ローパスフィルタ3に供給する。このローパスフィ
ルタ3は、FIR(finite impulse r
esponse:有限長インパルス応答)フィルタで構
成され、カットオフ周波数を80Hzとして、80Hz
以下の低域のデジタル音声信号を抽出させる。
出力するダウンサンプリングされたてデジタル音声信号
を、ローパスフィルタ3に供給する。このローパスフィ
ルタ3は、FIR(finite impulse r
esponse:有限長インパルス応答)フィルタで構
成され、カットオフ周波数を80Hzとして、80Hz
以下の低域のデジタル音声信号を抽出させる。
【0013】ここで、このFIRフィルタの最も簡単な
構成を図2に示すと、この図2に示したものは2次のF
IRフィルタで、入力端子41に得られるデジタル信号
を、遅延回路42,43の直列回路に供給する。この場
合、両遅延回路42,43の遅延時間τは、入力デジタ
ル信号の1サンプリング周期に対応した時間である。そ
して、入力端子41に得られるデジタル信号と、遅延回
路42の出力信号と、遅延回路43の出力信号とを、そ
れぞれ係数乗算器44,45,46を介して加算器47
に供給し、それぞれの信号を加算する。なお、係数乗算
器44,45,46と加算器47とは、それぞれデジタ
ル乗算器及びデジタル加算器である。そして、加算器4
7の加算出力を、出力端子48に供給する。このように
構成したことで、係数乗算器44,45,46で乗算す
る係数に応じて、所望の周波数帯域のデジタル音声信号
を、信号位相を変えることなく抽出することができる。 この場合、ここでは説明のために最も簡単な2次のFI
Rフィルタとしたが、実際にはサンプリング周波数と抽
出周波数に対応してタップ数を非常に多くする必要があ
り、サンプリング周波数11.025kHzとした本例
の場合には、500次のFIRフィルタとする。
構成を図2に示すと、この図2に示したものは2次のF
IRフィルタで、入力端子41に得られるデジタル信号
を、遅延回路42,43の直列回路に供給する。この場
合、両遅延回路42,43の遅延時間τは、入力デジタ
ル信号の1サンプリング周期に対応した時間である。そ
して、入力端子41に得られるデジタル信号と、遅延回
路42の出力信号と、遅延回路43の出力信号とを、そ
れぞれ係数乗算器44,45,46を介して加算器47
に供給し、それぞれの信号を加算する。なお、係数乗算
器44,45,46と加算器47とは、それぞれデジタ
ル乗算器及びデジタル加算器である。そして、加算器4
7の加算出力を、出力端子48に供給する。このように
構成したことで、係数乗算器44,45,46で乗算す
る係数に応じて、所望の周波数帯域のデジタル音声信号
を、信号位相を変えることなく抽出することができる。 この場合、ここでは説明のために最も簡単な2次のFI
Rフィルタとしたが、実際にはサンプリング周波数と抽
出周波数に対応してタップ数を非常に多くする必要があ
り、サンプリング周波数11.025kHzとした本例
の場合には、500次のFIRフィルタとする。
【0014】そして、この500次のFIRフィルタよ
りなるローパスフィルタ3が出力するデジタル音声信号
を、オーバーサンプリング回路4に供給し、このオーバ
ーサンプリング回路4で4倍のサンプリング周波数に補
間処理で変換する。この4倍のサンプリング周波数に変
換することで、入力端子1に得られるデジタル音声信号
と同じサンプリング周波数44.1kHzのデジタル音
声信号が得られる。なお、ダウンサンプリング回路2と
オーバーサンプリング回路4も、FIRフィルタで構成
する。
りなるローパスフィルタ3が出力するデジタル音声信号
を、オーバーサンプリング回路4に供給し、このオーバ
ーサンプリング回路4で4倍のサンプリング周波数に補
間処理で変換する。この4倍のサンプリング周波数に変
換することで、入力端子1に得られるデジタル音声信号
と同じサンプリング周波数44.1kHzのデジタル音
声信号が得られる。なお、ダウンサンプリング回路2と
オーバーサンプリング回路4も、FIRフィルタで構成
する。
【0015】そして、オーバーサンプリング回路4が出
力するデジタル音声信号を、ビットシフタ5に供給し、
このビットシフタ5でデジタル音声信号を2ビットシフ
トさせてレベルを12dB上げさせる。ここでの処理は
、FIRフィルタよりなるローパスフィルタ3での処理
時に12dB下がった分を補正するためのものである。 そして、ビットシフタ5が出力するデジタル音声信号を
、出力回路6とデジタル加算器7に供給する。この出力
回路6に供給するデジタル音声信号を、低域デジタル音
声信号とする。
力するデジタル音声信号を、ビットシフタ5に供給し、
このビットシフタ5でデジタル音声信号を2ビットシフ
トさせてレベルを12dB上げさせる。ここでの処理は
、FIRフィルタよりなるローパスフィルタ3での処理
時に12dB下がった分を補正するためのものである。 そして、ビットシフタ5が出力するデジタル音声信号を
、出力回路6とデジタル加算器7に供給する。この出力
回路6に供給するデジタル音声信号を、低域デジタル音
声信号とする。
【0016】また、デジタル音声信号入力端子1に得ら
れるデジタル音声信号を、FIRフィルタで構成される
ハイパスフィルタ8に供給する。この場合、このハイパ
スフィルタ8は50次のFIRフィルタで構成し、カッ
トオフ周波数を2kHzとして、2kHz以上の高域の
デジタル音声信号を抽出させる。そして、このハイパス
フィルタ8が出力するデジタル音声信号を、位相合わせ
用の遅延回路9を介して出力回路6とデジタル加算器7
に供給する。この出力回路6に供給するデジタル音声信
号を、高域デジタル音声信号とする。また、遅延回路9
は1950次のFIRフィルタで構成する。
れるデジタル音声信号を、FIRフィルタで構成される
ハイパスフィルタ8に供給する。この場合、このハイパ
スフィルタ8は50次のFIRフィルタで構成し、カッ
トオフ周波数を2kHzとして、2kHz以上の高域の
デジタル音声信号を抽出させる。そして、このハイパス
フィルタ8が出力するデジタル音声信号を、位相合わせ
用の遅延回路9を介して出力回路6とデジタル加算器7
に供給する。この出力回路6に供給するデジタル音声信
号を、高域デジタル音声信号とする。また、遅延回路9
は1950次のFIRフィルタで構成する。
【0017】そして、デジタル音声信号入力端子1に得
られるデジタル音声信号を、位相合わせ用の遅延回路1
0を介してデジタル減算器11の+側入力端子に供給し
、デジタル加算器7の加算出力を、デジタル減算器11
の−側入力端子に供給する。この場合、遅延回路10は
2000次のFIRフィルタで構成する。そして、この
デジタル減算器11で遅延回路10の出力からデジタル
加算器7の加算出力を減算し、減算出力をローパスフィ
ルタ12とハイパスフィルタ13とに供給する。この場
合、ローパスフィルタ12とハイパスフィルタ13もF
IRフィルタで構成し、両フィルタのカットオフ周波数
を630Hzとして、ローパスフィルタ12が出力する
デジタル音声信号を630Hz以下の低域とし、ハイパ
スフィルタ13が出力するデジタル音声信号を630H
z以下の高域とする。そして、ローパスフィルタ12が
出力するデジタル音声信号とハイパスフィルタ13が出
力するデジタル音声信号を、出力回路6に供給する。 この場合、ローパスフィルタ12が出力するデジタル音
声信号を、低中域デジタル音声信号とし、ハイパスフィ
ルタ13が出力するデジタル音声信号を、高中域デジタ
ル音声信号とする。
られるデジタル音声信号を、位相合わせ用の遅延回路1
0を介してデジタル減算器11の+側入力端子に供給し
、デジタル加算器7の加算出力を、デジタル減算器11
の−側入力端子に供給する。この場合、遅延回路10は
2000次のFIRフィルタで構成する。そして、この
デジタル減算器11で遅延回路10の出力からデジタル
加算器7の加算出力を減算し、減算出力をローパスフィ
ルタ12とハイパスフィルタ13とに供給する。この場
合、ローパスフィルタ12とハイパスフィルタ13もF
IRフィルタで構成し、両フィルタのカットオフ周波数
を630Hzとして、ローパスフィルタ12が出力する
デジタル音声信号を630Hz以下の低域とし、ハイパ
スフィルタ13が出力するデジタル音声信号を630H
z以下の高域とする。そして、ローパスフィルタ12が
出力するデジタル音声信号とハイパスフィルタ13が出
力するデジタル音声信号を、出力回路6に供給する。 この場合、ローパスフィルタ12が出力するデジタル音
声信号を、低中域デジタル音声信号とし、ハイパスフィ
ルタ13が出力するデジタル音声信号を、高中域デジタ
ル音声信号とする。
【0018】そして出力回路6では、供給される低域,
低中域,高中域及び高域のデジタル音声信号に、再生す
るスピーカの特性等による補正を行い、補正されたそれ
ぞれの帯域のデジタル音声信号を、それぞれ別のデジタ
ル/アナログ変換器21,22,23及び24に供給す
る。そして、低域用のデジタル/アナログ変換器21が
変換して出力するアナログ音声信号を、低域音声信号出
力端子31を介して低域再生用のスピーカユニット側に
供給し、低中域用のデジタル/アナログ変換器22が変
換して出力するアナログ音声信号を、低中域音声信号出
力端子32を介して低中域再生用のスピーカユニット側
に供給し、高中域用のデジタル/アナログ変換器23が
変換して出力するアナログ音声信号を、高中域音声信号
出力端子33を介して高中域再生用のスピーカユニット
側に供給し、高域用のデジタル/アナログ変換器24が
変換して出力するアナログ音声信号を、高域音声信号出
力端子34を介して高域再生用のスピーカユニット側に
供給し、それぞれの帯域のスピーカユニットから対応し
た帯域の音声を再生させる。なお、実際には各音声信号
出力端子とスピーカユニットとの間に、アンプ装置等の
信号処理手段が接続される。また、ステレオ再生を行う
際には、各デジタル/アナログ変換器21,22,23
及び24から左右2系統のスピーカユニットに対応した
音声信号を供給させる。
低中域,高中域及び高域のデジタル音声信号に、再生す
るスピーカの特性等による補正を行い、補正されたそれ
ぞれの帯域のデジタル音声信号を、それぞれ別のデジタ
ル/アナログ変換器21,22,23及び24に供給す
る。そして、低域用のデジタル/アナログ変換器21が
変換して出力するアナログ音声信号を、低域音声信号出
力端子31を介して低域再生用のスピーカユニット側に
供給し、低中域用のデジタル/アナログ変換器22が変
換して出力するアナログ音声信号を、低中域音声信号出
力端子32を介して低中域再生用のスピーカユニット側
に供給し、高中域用のデジタル/アナログ変換器23が
変換して出力するアナログ音声信号を、高中域音声信号
出力端子33を介して高中域再生用のスピーカユニット
側に供給し、高域用のデジタル/アナログ変換器24が
変換して出力するアナログ音声信号を、高域音声信号出
力端子34を介して高域再生用のスピーカユニット側に
供給し、それぞれの帯域のスピーカユニットから対応し
た帯域の音声を再生させる。なお、実際には各音声信号
出力端子とスピーカユニットとの間に、アンプ装置等の
信号処理手段が接続される。また、ステレオ再生を行う
際には、各デジタル/アナログ変換器21,22,23
及び24から左右2系統のスピーカユニットに対応した
音声信号を供給させる。
【0019】このように構成したことで、それぞれのス
ピーカユニットに、対応した周波数帯域の音声信号が供
給されるようになる。即ち、低域音声信号出力端子31
から出力される音声信号は、図3Aに示すようにローパ
スフィルタ3を通過した80Hz以下の低域音声信号と
なる。また、高域音声信号出力端子34から出力される
音声信号は、図3Bに示すようにハイパスフィルタ8を
通過した2kHz以上の高域音声信号となる。そして、
デジタル加算器7ではこの低域音声信号と高域音声信号
とが加算され、加算出力として図3Cに示すように中域
だけが抜けた音声信号が得られる。この中域が抜けた音
声信号をデジタル減算器11で入力音声信号から減算す
ることで、図3Dに示すように80Hzから2kHzま
での中域音声信号が得られる。この中域音声信号は、ロ
ーパスフィルタ12とハイパスフィルタ13とで、図3
Eに示す80Hzから630Hzまでの低中域音声信号
と、図3Fに示す630Hzから2kHzまでの高中域
音声信号とに分けられ、それぞれの帯域の音声信号が低
中域音声信号出力端子32及び高中域音声信号出力端子
33から出力される。
ピーカユニットに、対応した周波数帯域の音声信号が供
給されるようになる。即ち、低域音声信号出力端子31
から出力される音声信号は、図3Aに示すようにローパ
スフィルタ3を通過した80Hz以下の低域音声信号と
なる。また、高域音声信号出力端子34から出力される
音声信号は、図3Bに示すようにハイパスフィルタ8を
通過した2kHz以上の高域音声信号となる。そして、
デジタル加算器7ではこの低域音声信号と高域音声信号
とが加算され、加算出力として図3Cに示すように中域
だけが抜けた音声信号が得られる。この中域が抜けた音
声信号をデジタル減算器11で入力音声信号から減算す
ることで、図3Dに示すように80Hzから2kHzま
での中域音声信号が得られる。この中域音声信号は、ロ
ーパスフィルタ12とハイパスフィルタ13とで、図3
Eに示す80Hzから630Hzまでの低中域音声信号
と、図3Fに示す630Hzから2kHzまでの高中域
音声信号とに分けられ、それぞれの帯域の音声信号が低
中域音声信号出力端子32及び高中域音声信号出力端子
33から出力される。
【0020】このようにして入力音声信号が4帯域に分
割されることで、いわゆる4ウェイ構成の複合スピーカ
から良好に音声が再生される。この場合、本例のクロス
オーバーネットワークはFIRフィルタを使用したデジ
タル処理で4帯域に分割するので、分割後の音声信号に
位相ずれ等の歪みが発生せず、信号位相が各帯域で完全
に直線になり、歪みのない良好な音声が再生される。そ
して本例においては、低域の音声信号を抽出するローパ
スフィルタ3に供給するデジタル音声信号を、ダウンサ
ンプリング回路2で1/4のサンプリング周波数にダウ
ンサンプリングされたものとしたので、このローパスフ
ィルタ3での負担が大幅に少なくなり、ローパスフィル
タ3を構成するFIRフィルタの次数を大幅に少なくす
ることができる。即ち、本例においてはローパスフィル
タ3を500次のFIRフィルタとしたが、ダウンサン
プリングされていない44.1kHzのデジタル音声信
号を処理する場合には数倍の次数のFIRフィルタを必
要とする。従って、デジタルクロスオーバーネットワー
クの回路構成を簡単にすることができる。
割されることで、いわゆる4ウェイ構成の複合スピーカ
から良好に音声が再生される。この場合、本例のクロス
オーバーネットワークはFIRフィルタを使用したデジ
タル処理で4帯域に分割するので、分割後の音声信号に
位相ずれ等の歪みが発生せず、信号位相が各帯域で完全
に直線になり、歪みのない良好な音声が再生される。そ
して本例においては、低域の音声信号を抽出するローパ
スフィルタ3に供給するデジタル音声信号を、ダウンサ
ンプリング回路2で1/4のサンプリング周波数にダウ
ンサンプリングされたものとしたので、このローパスフ
ィルタ3での負担が大幅に少なくなり、ローパスフィル
タ3を構成するFIRフィルタの次数を大幅に少なくす
ることができる。即ち、本例においてはローパスフィル
タ3を500次のFIRフィルタとしたが、ダウンサン
プリングされていない44.1kHzのデジタル音声信
号を処理する場合には数倍の次数のFIRフィルタを必
要とする。従って、デジタルクロスオーバーネットワー
クの回路構成を簡単にすることができる。
【0021】なお、1/4のサンプリング周波数にダウ
ンサンプリングした場合に失われる信号成分は高域であ
り、低域の音声信号の情報は失われない。ここで、ロー
パスフィルタ3で抽出する帯域は、80Hz以下の非常
に低い帯域であり、ダウンサンプリングが再生音質に影
響を与えることはない。
ンサンプリングした場合に失われる信号成分は高域であ
り、低域の音声信号の情報は失われない。ここで、ロー
パスフィルタ3で抽出する帯域は、80Hz以下の非常
に低い帯域であり、ダウンサンプリングが再生音質に影
響を与えることはない。
【0022】なお、上述実施例においては、入力音声信
号が4帯域に分割するようにしたが、他の数に分割する
ようにしても良い。また、上述実施例で示した各分割帯
域のクロスオーバ周波数は一例を示したもので、他の周
波数で分割するようにしても良い。さらにまた、本発明
は上述実施例に限らず、その他種々の構成が取り得るこ
とは勿論である。
号が4帯域に分割するようにしたが、他の数に分割する
ようにしても良い。また、上述実施例で示した各分割帯
域のクロスオーバ周波数は一例を示したもので、他の周
波数で分割するようにしても良い。さらにまた、本発明
は上述実施例に限らず、その他種々の構成が取り得るこ
とは勿論である。
【0023】
【発明の効果】本発明によると、低域のデジタル音声信
号を得るためのローパスフィルタが、ダウンサンプリン
グされたデジタル音声信号を処理するようにしたことで
、次数の低いFIRフィルタで低域のデジタル音声信号
の抽出ができ、それだけデジタルクロスオーバーネット
ワークの回路構成を簡単にすることができる。
号を得るためのローパスフィルタが、ダウンサンプリン
グされたデジタル音声信号を処理するようにしたことで
、次数の低いFIRフィルタで低域のデジタル音声信号
の抽出ができ、それだけデジタルクロスオーバーネット
ワークの回路構成を簡単にすることができる。
【図1】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図2】本発明の一実施例に適用されるFIRフィルタ
を説明するための構成図である。
を説明するための構成図である。
【図3】本発明の一実施例の説明に供する周波数特性図
である。
である。
1 デジタル音声信号入力端子
2 ダウンサンプリング回路
3 ローパスフィルタ(FIRフィルタ)4 オー
バーサンプリング回路 8 ハイパスフィルタ 31 低域音声信号出力端子 32 低中域音声信号出力端子 33 高中域音声信号出力端子 34 高域音声信号出力端子
バーサンプリング回路 8 ハイパスフィルタ 31 低域音声信号出力端子 32 低中域音声信号出力端子 33 高中域音声信号出力端子 34 高域音声信号出力端子
Claims (1)
- 【請求項1】 入力デジタル音声信号を、少なくとも
低域の周波数帯域と中域の周波数帯域と高域の周波数帯
域とに3分割するデジタルクロスオーバーネットワーク
において、上記入力デジタル音声信号をダウンサンプリ
ング回路とハイパスフィルタとに供給し、上記ダウンサ
ンプリング回路の出力をFIRフィルタよりなるローパ
スフィルタに供給し、該ローパスフィルタの出力をオー
バーサンプリング回路に供給し、該オーバーサンプリン
グ回路の出力と上記ハイパスフィルタの出力とを上記入
力デジタル音声信号から減算し、上記オーバーサンプリ
ング回路の出力より低域のデジタル音声信号を得、上記
減算信号より中域のデジタル音声信号を得、上記ハイパ
スフィルタの出力より高域のデジタル音声信号を得るよ
うにしたデジタルクロスオーバーネットワーク。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3175891A JPH04245897A (ja) | 1991-01-31 | 1991-01-31 | デジタルクロスオーバーネットワーク |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3175891A JPH04245897A (ja) | 1991-01-31 | 1991-01-31 | デジタルクロスオーバーネットワーク |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04245897A true JPH04245897A (ja) | 1992-09-02 |
Family
ID=12339928
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3175891A Pending JPH04245897A (ja) | 1991-01-31 | 1991-01-31 | デジタルクロスオーバーネットワーク |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04245897A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0759186A (ja) * | 1993-06-29 | 1995-03-03 | Samsung Electron Co Ltd | 音響信号の線形歪補償方法及びその装置 |
-
1991
- 1991-01-31 JP JP3175891A patent/JPH04245897A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0759186A (ja) * | 1993-06-29 | 1995-03-03 | Samsung Electron Co Ltd | 音響信号の線形歪補償方法及びその装置 |
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