JPH0771359B2 - マルチウエイスピ−カ装置用ネツトワ−ク - Google Patents
マルチウエイスピ−カ装置用ネツトワ−クInfo
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- JPH0771359B2 JPH0771359B2 JP10331587A JP10331587A JPH0771359B2 JP H0771359 B2 JPH0771359 B2 JP H0771359B2 JP 10331587 A JP10331587 A JP 10331587A JP 10331587 A JP10331587 A JP 10331587A JP H0771359 B2 JPH0771359 B2 JP H0771359B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、デジタル化された入力信号を少なくとも低域
と高域に帯域分割し、該帯域分割されたデジタル信号を
それぞれアナログ信号に変換して対応する帯域用のスピ
ーカに印加するようにしたマルチウェイスピーカ装置用
ネットワークに関する。
と高域に帯域分割し、該帯域分割されたデジタル信号を
それぞれアナログ信号に変換して対応する帯域用のスピ
ーカに印加するようにしたマルチウェイスピーカ装置用
ネットワークに関する。
従来のマルチウェイスピーカ装置用ネットワークを第４
図に示す。
図に示す。
図において、１はチューナ、アナログテープレコーダ、
アナログプレーヤ等からのアナログ信号が入力されるア
ナログ入力端、２は該アナログ入力端からのアナログ信
号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルコンバ
ータ（以下A/Dコンバータという）、３はデジタルオー
ディオテープレコーダ、コンパクトディスク等のデジタ
ル出力をもつデジタルソース源、４は前記A/Dコンバー
タ２とデジタルソース源３とを選択切換えるスイッチ、
５は高域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ8,9を
演算処理させるためのマスタクロック発振器、22は、前
記スイッチ４によって選択的に入力されるデジタル信号
群のサンプリング周波数が入力ソース毎に異なる場合
に、規定のサンプリング周波数fSに変換するためのサン
プリングコンバータである。入力してくるデジタル信号
のサンプリング周波数が規定のfSであれば、このサンプ
リングコンバータ22は不要である。
アナログプレーヤ等からのアナログ信号が入力されるア
ナログ入力端、２は該アナログ入力端からのアナログ信
号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルコンバ
ータ（以下A/Dコンバータという）、３はデジタルオー
ディオテープレコーダ、コンパクトディスク等のデジタ
ル出力をもつデジタルソース源、４は前記A/Dコンバー
タ２とデジタルソース源３とを選択切換えるスイッチ、
５は高域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ8,9を
演算処理させるためのマスタクロック発振器、22は、前
記スイッチ４によって選択的に入力されるデジタル信号
群のサンプリング周波数が入力ソース毎に異なる場合
に、規定のサンプリング周波数fSに変換するためのサン
プリングコンバータである。入力してくるデジタル信号
のサンプリング周波数が規定のfSであれば、このサンプ
リングコンバータ22は不要である。
6,7はサンプリング周波数fSの入力デジタル信号群に対
し、周波数軸上の低域側に任意の減衰特性を持たせるよ
うに演算処理をさせる高域通過フィルタ、8,9は同じく
サンプリング周波数fSの入力デジタル信号群に対し周波
数軸上の高域側に任意の減衰特性を持たせるように演算
処理をさせる低域通過フィルタ、10〜13は各フィルタ６
〜９よりのデジタル信号をそれぞれアナログ信号に変換
するデジタル／アナログコンバータ（以下D/Aコンバー
タという）、14〜17は該D/Aコンバータ10〜13よりのア
ナログ信号を増幅する増幅器、18,19は該増幅器14,15よ
りの出力で駆動される左右の高域用スピーカ、20,21は
前記増幅器16,17よりの出力で駆動される左右の低域用
スピーカである。
し、周波数軸上の低域側に任意の減衰特性を持たせるよ
うに演算処理をさせる高域通過フィルタ、8,9は同じく
サンプリング周波数fSの入力デジタル信号群に対し周波
数軸上の高域側に任意の減衰特性を持たせるように演算
処理をさせる低域通過フィルタ、10〜13は各フィルタ６
〜９よりのデジタル信号をそれぞれアナログ信号に変換
するデジタル／アナログコンバータ（以下D/Aコンバー
タという）、14〜17は該D/Aコンバータ10〜13よりのア
ナログ信号を増幅する増幅器、18,19は該増幅器14,15よ
りの出力で駆動される左右の高域用スピーカ、20,21は
前記増幅器16,17よりの出力で駆動される左右の低域用
スピーカである。
前記構成になる従来のマルチウェイスピーカ装置用ネッ
トワークにあっては、スイッチ４で選択された入力デジ
タル信号中から高域通過フィルタ6,7によって左右の高
域成分の信号のみが抽出され、また、低域通過フィルタ
8,9によって左右の低域成分の信号のみが抽出される。
そして、D/Aコンバータ10〜13で高域の左右アナログ信
号と低域の左右アナログ信号に変換され、次段の増幅器
14〜17で増幅された後、スピーカ18〜21から鳴らされる
ものである。
トワークにあっては、スイッチ４で選択された入力デジ
タル信号中から高域通過フィルタ6,7によって左右の高
域成分の信号のみが抽出され、また、低域通過フィルタ
8,9によって左右の低域成分の信号のみが抽出される。
そして、D/Aコンバータ10〜13で高域の左右アナログ信
号と低域の左右アナログ信号に変換され、次段の増幅器
14〜17で増幅された後、スピーカ18〜21から鳴らされる
ものである。
ところで、前述した従来のマルチウェイスピーカ装置用
ネットワークにおいては、高域通過フィルタ6,7と低域
通過フィルタ8,9のそれぞれに同一のサンプリング周波
数fSからなるデジタル信号が入力されるが、低域通過フ
ィルタ8,9の遮断周波数fCとサンプリング周波数fSとの
間に差があり過ぎる場合、所定の遮断特性を得るための
低域通過フィルタ8,9の次数が高くなり、設計が難しく
なると共に、ハードウェアの規模も大きくなるという問
題があった。
ネットワークにおいては、高域通過フィルタ6,7と低域
通過フィルタ8,9のそれぞれに同一のサンプリング周波
数fSからなるデジタル信号が入力されるが、低域通過フ
ィルタ8,9の遮断周波数fCとサンプリング周波数fSとの
間に差があり過ぎる場合、所定の遮断特性を得るための
低域通過フィルタ8,9の次数が高くなり、設計が難しく
なると共に、ハードウェアの規模も大きくなるという問
題があった。
すなわち、例えば、低域通過フィルタとして非巡回型
（FIR）フィルタを例に採ると、非巡回型フィルタは、
入力デジタル信号を遅延素子で１サンプル時間づつ遅延
させながら、それぞれの遅延出力に乗算器でそれぞれ所
定の係数を掛けてこれを加算するいわゆる畳み込み演算
を行なうことにより、所定の周波数特性からなるフィル
タ出力を得るようにしている。前記遅延素子と乗算器の
設置段数すなわちフィルタの次数は、インパルス応答の
どの次数までの係数を採用するかによって決定される。
（FIR）フィルタを例に採ると、非巡回型フィルタは、
入力デジタル信号を遅延素子で１サンプル時間づつ遅延
させながら、それぞれの遅延出力に乗算器でそれぞれ所
定の係数を掛けてこれを加算するいわゆる畳み込み演算
を行なうことにより、所定の周波数特性からなるフィル
タ出力を得るようにしている。前記遅延素子と乗算器の
設置段数すなわちフィルタの次数は、インパルス応答の
どの次数までの係数を採用するかによって決定される。
ところで、前記したように低域通過フィルタ8,9の遮断
周波数fCと入力デジタル信号のサンプリング周波数fSと
の間の周波数差が大きい場合、サンプリング間隔は極め
て詰まったものとなり、遮断周波数fCの１周期の間のサ
ンプリング回数は極めて大きなものとなる。このことを
インパルス応答でみると、インパルス応答の各次数間の
間隔が詰まっていることと等価である。
周波数fCと入力デジタル信号のサンプリング周波数fSと
の間の周波数差が大きい場合、サンプリング間隔は極め
て詰まったものとなり、遮断周波数fCの１周期の間のサ
ンプリング回数は極めて大きなものとなる。このことを
インパルス応答でみると、インパルス応答の各次数間の
間隔が詰まっていることと等価である。
デジタルフィルタの周波数特性は、インパルス応答波形
のどの減衰位置までの次数の係数を採用するかによって
決定される。したがって、サンプリング周波数が大きく
なればなる程、インパルス応答波形の所定の減衰位置ま
での次数は高くなるので、この高い次数までの係数を用
いてフィルタを構成しなければならない。このため、前
述したように低域通過フィルタ8,9の遮断周波数fCと入
力デジタル信号のサンプリング周波数fSとの周波数差が
大きすぎる場合には、インパルス応答波形の所定の減衰
位置までの次数もそれに応じて高くなり、フィルタの次
数もそれに応じて増えるので設計がそれだけ難しくなる
と共に、次数に応じて遅延素子と乗算器の数も増え、ハ
ードウェアの規模も大きくなってしまう。
のどの減衰位置までの次数の係数を採用するかによって
決定される。したがって、サンプリング周波数が大きく
なればなる程、インパルス応答波形の所定の減衰位置ま
での次数は高くなるので、この高い次数までの係数を用
いてフィルタを構成しなければならない。このため、前
述したように低域通過フィルタ8,9の遮断周波数fCと入
力デジタル信号のサンプリング周波数fSとの周波数差が
大きすぎる場合には、インパルス応答波形の所定の減衰
位置までの次数もそれに応じて高くなり、フィルタの次
数もそれに応じて増えるので設計がそれだけ難しくなる
と共に、次数に応じて遅延素子と乗算器の数も増え、ハ
ードウェアの規模も大きくなってしまう。
簡単のために、例えばサンプリング周波数fSが遮断周波
数fCの４倍（4fC）と２倍（2fC）の場合を例にとって説
明すると、4fCの場合には遮断周波数fCの１周期の間の
サンプリング回数は４回、また、2fCの場合には遮断周
波数fCの１周期の間のサンプリング回数は２回となり、
4fCの場合は2fCの場合の２倍のサンプリング回数とな
る。したがって、これをインパルス応答に置き換える
と、4fCの場合には、インパルス応答波形の所定の減衰
位置までの次数は2fCの場合の２倍となり、同一減衰特
性を得るには2fCの場合に比べて２倍の数の係数、すな
わち２倍の数の遅延素子と２倍の数の乗算器を用いて低
域通過フィルタを構成しなければならない。
数fCの４倍（4fC）と２倍（2fC）の場合を例にとって説
明すると、4fCの場合には遮断周波数fCの１周期の間の
サンプリング回数は４回、また、2fCの場合には遮断周
波数fCの１周期の間のサンプリング回数は２回となり、
4fCの場合は2fCの場合の２倍のサンプリング回数とな
る。したがって、これをインパルス応答に置き換える
と、4fCの場合には、インパルス応答波形の所定の減衰
位置までの次数は2fCの場合の２倍となり、同一減衰特
性を得るには2fCの場合に比べて２倍の数の係数、すな
わち２倍の数の遅延素子と２倍の数の乗算器を用いて低
域通過フィルタを構成しなければならない。
〔発明の目的〕 本発明は、前記した問題点を解決せんとするもので、低
域通過フィルタとして構成が簡単で安価な製品を提供す
ることができると共に、デジタル信号の処理時間の遅れ
を補正して再生音に波形歪が生じないようにしたマルチ
ウェイスピーカ装置用ネットワークを提供することを目
的とする。
域通過フィルタとして構成が簡単で安価な製品を提供す
ることができると共に、デジタル信号の処理時間の遅れ
を補正して再生音に波形歪が生じないようにしたマルチ
ウェイスピーカ装置用ネットワークを提供することを目
的とする。
本発明は、デジタル化された入力信号を少なくとも低域
通過フィルタと高域通過フィルタによって低域と高域に
帯域分割し、該帯域分割されたデジタル信号をそれぞれ
アナログ信号に変換して対応する帯域用のスピーカに印
加するようにしたマルチウェイスピーカ装置用ネットワ
ークにおいて、低域通過フィルタの前段にアンダーサン
プリングコンバータを接続し、さらに、低域通過フィル
タの後段に元のサンプリング周波数に戻すためのオーバ
ーサンプリングコンバータを接続し、さらにまた、低域
通過フィルタと高域通過フィルタの後段もしくは高域通
過フィルタの後段に聴取位置からみたスピーカの音源位
置の違いによる再生音の到達時間の差を補正するデジタ
ル遅延回路を接続したことを要旨とするものである。
通過フィルタと高域通過フィルタによって低域と高域に
帯域分割し、該帯域分割されたデジタル信号をそれぞれ
アナログ信号に変換して対応する帯域用のスピーカに印
加するようにしたマルチウェイスピーカ装置用ネットワ
ークにおいて、低域通過フィルタの前段にアンダーサン
プリングコンバータを接続し、さらに、低域通過フィル
タの後段に元のサンプリング周波数に戻すためのオーバ
ーサンプリングコンバータを接続し、さらにまた、低域
通過フィルタと高域通過フィルタの後段もしくは高域通
過フィルタの後段に聴取位置からみたスピーカの音源位
置の違いによる再生音の到達時間の差を補正するデジタ
ル遅延回路を接続したことを要旨とするものである。
以下、本発明の第１の実施例を第１図と共に説明する。
なお、第４図と同一符号は同一部分を示し、その説明は
省略する。
なお、第４図と同一符号は同一部分を示し、その説明は
省略する。
本発明において従来例と相違する点は、スイッチ４を介
して入力されるデジタル信号のサンプリング周波数fSよ
りも低い所定のサンプリング周波数fS/n（ｎは２以上の
整数）に変換するアンダーサンプリングコンバータ23を
低域通過フィルタ８の前段に接続すると共に、該低域通
過フィルタ８の後段に前記変換された低いサンプリング
周波数にてデジタル信号をアナログ信号に変換するD/A
コンバータ24,25を接続したことである。
して入力されるデジタル信号のサンプリング周波数fSよ
りも低い所定のサンプリング周波数fS/n（ｎは２以上の
整数）に変換するアンダーサンプリングコンバータ23を
低域通過フィルタ８の前段に接続すると共に、該低域通
過フィルタ８の後段に前記変換された低いサンプリング
周波数にてデジタル信号をアナログ信号に変換するD/A
コンバータ24,25を接続したことである。
なお、26〜29は各D/Aコンバータ10,11,24,25の前段に接
続されたデジタル遅延回路である。
続されたデジタル遅延回路である。
次に、前記構成になる第１の実施例の動作を説明する。
スイッチ４で選択された入力デジタル信号は、左右の高
域通過フィルタ6,7に入力されると共に、アンダーサン
プリングコンバータ23に入力される。そして、アンダー
サンプリングコンバータ23に入力されたデジタル信号
は、入力された元のデジタル信号のサンプリング周波数
fSよりも低い1/nのサンプリング周波数に変換された
後、低域通過フィルタ８に入力される。
域通過フィルタ6,7に入力されると共に、アンダーサン
プリングコンバータ23に入力される。そして、アンダー
サンプリングコンバータ23に入力されたデジタル信号
は、入力された元のデジタル信号のサンプリング周波数
fSよりも低い1/nのサンプリング周波数に変換された
後、低域通過フィルタ８に入力される。
このようにサンプリング周波数を1/nに下げることで、
低域通過フィルタ８において信号処理に使用できる処理
時間は、下げる前に比べてｎ倍となる。
低域通過フィルタ８において信号処理に使用できる処理
時間は、下げる前に比べてｎ倍となる。
例えば、ｎ＝２として1/2・fSに下げた場合、低域通過
フィルタ８において信号処理に使用できる時間は下げる
前に比べて２倍になる。従って、低域通過フィルタ８を
時分割処理で使用すれば、左右チャンネルのフィルタ処
理がただ１つのフィルタで行なえることになる。これに
より、従来例（第４図）における他方の低域通過フィル
タ９を不要となすことができる。この場合、低域通過フ
ィルタ８は遅延素子としてのシフトレジスタが２倍にな
るのみであり、時分割処理しない場合とコスト的にはそ
れ程変わらない。
フィルタ８において信号処理に使用できる時間は下げる
前に比べて２倍になる。従って、低域通過フィルタ８を
時分割処理で使用すれば、左右チャンネルのフィルタ処
理がただ１つのフィルタで行なえることになる。これに
より、従来例（第４図）における他方の低域通過フィル
タ９を不要となすことができる。この場合、低域通過フ
ィルタ８は遅延素子としてのシフトレジスタが２倍にな
るのみであり、時分割処理しない場合とコスト的にはそ
れ程変わらない。
一般にマルチウェイスピーカシステムで用いられる低域
通過フィルタは、入力されたデジタル信号群のサンプリ
ング周波数fS（CDの場合、fS＝44.1KHz）に比べて十分
に低い遮断周波数となっているので、前記アンダーサン
プリングは、ｎ＝２だけでなく、ｎ＝４や８でも実現性
が高い。このように入力デジタル信号のサンプリング周
波数を低く下げることにより、低域通過フィルタの次数
をそれだけ下げることができ、フィルタの設計が容易と
なる。
通過フィルタは、入力されたデジタル信号群のサンプリ
ング周波数fS（CDの場合、fS＝44.1KHz）に比べて十分
に低い遮断周波数となっているので、前記アンダーサン
プリングは、ｎ＝２だけでなく、ｎ＝４や８でも実現性
が高い。このように入力デジタル信号のサンプリング周
波数を低く下げることにより、低域通過フィルタの次数
をそれだけ下げることができ、フィルタの設計が容易と
なる。
なお、例えば入力デジタル信号のサンプリング周波数fS
を1/2・fSに下げる場合、1/2・fSからfSまでの周波数を
十分減衰させておかないと、０〜1/2・fSの使用帯域内
に折り返し周波数歪を生じることになる。したがって、
アンダーサンプリングコンバータ23でサンプリング周波
数を1/2に変換する場合、まず1/2・fS以上の周波数成分
を減衰させた後、サンプリング周波数fSの入力デジタル
信号のデータ列から１個置きにデータを間引くことにな
る。
を1/2・fSに下げる場合、1/2・fSからfSまでの周波数を
十分減衰させておかないと、０〜1/2・fSの使用帯域内
に折り返し周波数歪を生じることになる。したがって、
アンダーサンプリングコンバータ23でサンプリング周波
数を1/2に変換する場合、まず1/2・fS以上の周波数成分
を減衰させた後、サンプリング周波数fSの入力デジタル
信号のデータ列から１個置きにデータを間引くことにな
る。
このようにして低域通過フィルタ８で抽出された左右チ
ャンネルのデジタル信号の低域成分は、デジタル遅延回
路28,29に加えられる。ここで、デジタル遅延回路28,29
を設けたのは、低音用スピーカ20あるいは21と高音用ス
ピーカ18あるいは19の音源位置の差から聴取位置で到達
時間に差が生じ、波形歪が生じるので、これを防止する
ためである。
ャンネルのデジタル信号の低域成分は、デジタル遅延回
路28,29に加えられる。ここで、デジタル遅延回路28,29
を設けたのは、低音用スピーカ20あるいは21と高音用ス
ピーカ18あるいは19の音源位置の差から聴取位置で到達
時間に差が生じ、波形歪が生じるので、これを防止する
ためである。
すなわち、第５図に示すように、受音点Ｐから見て、低
音用スピーカ20,21に対して高音用スピーカ18,19の方が
奥にある場合、低音用スピーカ20,21、高音用スピーカ1
8,19からの到達時間をそれぞれTl,Thとすると、Tl＜Th
となり、特にクロスオーバ付近で高音用スピーカ17,19
からの音に遅れ時間差Δｓ、すなわち、Δｓ＝Th−Tlに
よる波形歪を生じる。この時間差Δｓを補正するために
デジタル遅延回路28,29を設けたものである。
音用スピーカ20,21に対して高音用スピーカ18,19の方が
奥にある場合、低音用スピーカ20,21、高音用スピーカ1
8,19からの到達時間をそれぞれTl,Thとすると、Tl＜Th
となり、特にクロスオーバ付近で高音用スピーカ17,19
からの音に遅れ時間差Δｓ、すなわち、Δｓ＝Th−Tlに
よる波形歪を生じる。この時間差Δｓを補正するために
デジタル遅延回路28,29を設けたものである。
また、スイッチ４を介して入力されたデジタル信号を高
域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ８に通した
際、そのフィルタリングに要する信号処理時間に差が生
じるので、これを補正するために設けたものである。
域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ８に通した
際、そのフィルタリングに要する信号処理時間に差が生
じるので、これを補正するために設けたものである。
すなわち、デジタル信号を高域通過フィルタ6,7で処理
するのに要する時間をTH、同じく低域通過フィルタ８で
処理するのに要する時間をTL、アンダーサンプリングコ
ンバータ23によりアンダーサンプリング処理するのに要
する時間をTUとする。ここで、TU＋TL＞THで、この場合
の処理時間の差Δｆとすると、Δｆ＝（TU＋TL）−THと
なり、かつΔｆ＞Δｓの場合、低音用スピーカ20,21と
高域用スピーカ18,19からの再生出力は、受音点Ｐで前
記とは逆に低音用スピーカ20,21からの音に遅れ時間差
を生じる。従って、このような場合には高域通過フィル
タ6,7の後段にデジタル遅延回路26,27を設け、この時間
差（Δｆ−Δｓ）を補正する。この場合、デジタル遅延
回路28,29は不要である。
するのに要する時間をTH、同じく低域通過フィルタ８で
処理するのに要する時間をTL、アンダーサンプリングコ
ンバータ23によりアンダーサンプリング処理するのに要
する時間をTUとする。ここで、TU＋TL＞THで、この場合
の処理時間の差Δｆとすると、Δｆ＝（TU＋TL）−THと
なり、かつΔｆ＞Δｓの場合、低音用スピーカ20,21と
高域用スピーカ18,19からの再生出力は、受音点Ｐで前
記とは逆に低音用スピーカ20,21からの音に遅れ時間差
を生じる。従って、このような場合には高域通過フィル
タ6,7の後段にデジタル遅延回路26,27を設け、この時間
差（Δｆ−Δｓ）を補正する。この場合、デジタル遅延
回路28,29は不要である。
なお、Δｆ＝Δｓの場合、高域通過フィルタ6,7、低域
通過フィルタ８の何れの系においてもデジタル遅延回路
26〜29は必要でない。
通過フィルタ８の何れの系においてもデジタル遅延回路
26〜29は必要でない。
そして、デジタル遅延回路26〜29で時間軸補正を行なっ
たデジタル信号は、それぞれD/Aコンバータ10,11,24,25
でアナログ信号に変換された後、増幅器14〜17で増幅さ
れて各スピーカ18〜21に加えられる。このデジタル信号
をアナログ信号に変換するD/Aコンバータ10,11と24,25
とでは、異なるフィルタを使用している。すなわち、低
域通過フィルタ８から出力されるデジタル信号は、アン
ダーサンプリングコンバータ23で変換された1/nの低い
サンプリング周波数となっているので、D/Aコンバータ2
4,25はD/Aコンバータ10,11とは異なる構成となってい
る。アナログ信号に変換された信号は増幅器14〜17で増
幅され、各スピーカ18〜21を駆動することとなる。
たデジタル信号は、それぞれD/Aコンバータ10,11,24,25
でアナログ信号に変換された後、増幅器14〜17で増幅さ
れて各スピーカ18〜21に加えられる。このデジタル信号
をアナログ信号に変換するD/Aコンバータ10,11と24,25
とでは、異なるフィルタを使用している。すなわち、低
域通過フィルタ８から出力されるデジタル信号は、アン
ダーサンプリングコンバータ23で変換された1/nの低い
サンプリング周波数となっているので、D/Aコンバータ2
4,25はD/Aコンバータ10,11とは異なる構成となってい
る。アナログ信号に変換された信号は増幅器14〜17で増
幅され、各スピーカ18〜21を駆動することとなる。
次に、第２の実施例を第２図によって説明する。
この第２の実施例は、前記第１図の実施例における低域
通過フィルタ８の後段に接続されたデジタル遅延回路2
8,29に代えて、オーバーサンプリングコンバータ30,31
を接続した点で異なる。
通過フィルタ８の後段に接続されたデジタル遅延回路2
8,29に代えて、オーバーサンプリングコンバータ30,31
を接続した点で異なる。
前記オーバーサンプリングコンバータ30,31は、前記し
たアンダーサンプリングコンバータ23によってアンダー
サンプリングされたデジタル信号のサンプリング周波数
fS/nをｎ倍して元のサンプリング周波数fSに戻すもので
ある。従って、本実施例にあっては、オーバーサンプリ
ングコンバータ30,31を通過したデジタル信号のサンプ
リング周波数は、高域通過フィルタ6,7と同一のサンプ
リング周波数fSとなり、D/Aコンバータのサンプリング
周波数を統一できるので、高域通過フィルタ6,7を通過
したデジタル信号をD/A変換するD/Aコンバータ9,10と、
低域通過フィルタ８を通過したデジタル信号をD/A変換
するD/Aコンバータ12,13とは同じサンプリング周波数の
ものを使用でき、コストの低下が図れるものである。
たアンダーサンプリングコンバータ23によってアンダー
サンプリングされたデジタル信号のサンプリング周波数
fS/nをｎ倍して元のサンプリング周波数fSに戻すもので
ある。従って、本実施例にあっては、オーバーサンプリ
ングコンバータ30,31を通過したデジタル信号のサンプ
リング周波数は、高域通過フィルタ6,7と同一のサンプ
リング周波数fSとなり、D/Aコンバータのサンプリング
周波数を統一できるので、高域通過フィルタ6,7を通過
したデジタル信号をD/A変換するD/Aコンバータ9,10と、
低域通過フィルタ８を通過したデジタル信号をD/A変換
するD/Aコンバータ12,13とは同じサンプリング周波数の
ものを使用でき、コストの低下が図れるものである。
いま、アンダーサンプリングコンバータ23におけるアン
ダーサンプリング処理に要する時間をTU、低域通過フィ
ルタ８におけるフィルタ処理に要する演算時間をTL、オ
ーバーサンプリングコンバータ30,31におけるオーバー
サンプリング処理に要する時間をTOとすると、デバイデ
ィングネットワークとしての低域通過フィルタ８側の総
処理時間TLPFは、 TLPF＝TU＋TL＋TO 同様に、高域通過フィルタ6,7側の総処理時間THPFは、 THPF＝TH 信号系の処理時間の差Δｆは、 Δｆ＝TLPF−THPF で表わされ、Δｆ＞０であり、かつ、マルチスピーカシ
ステムにおけるスピーカ音源位置の違いによる到達時間
の差Δｓは、 Δｓ＝Th−Tl で表わされ、２ウェイスピーカで高音用スピーカ18,19
が低音用スピーカ20,21よりもバッフル面から見て奥に
取りつけられている場合、 Δｓ＞０ である。ΔｆとΔｓとの関係がΔｆ＞Δｓであれば、マ
ルチウェイスピーカシステム全体で見ると、聴取位置に
おける低音用スピーカと高音用スピーカからの到達時間
差ΔＴは、 ΔＴ＝TLPF−THPF−（Th−Tl） で表わされ、低音用スピーカ20,21からの再生音が高音
用スピーカ18,19の再生音に比べてΔＴの遅れを生じる
ことになる。そこで、高域通過フィルタ6,7からの信号
はデジタル遅延回路26,27に加えられて、システム全体
の時間軸補正がなされる。この場合、ΔＴなる時間がデ
ジタル遅延回路26,27に対して設定されている。
ダーサンプリング処理に要する時間をTU、低域通過フィ
ルタ８におけるフィルタ処理に要する演算時間をTL、オ
ーバーサンプリングコンバータ30,31におけるオーバー
サンプリング処理に要する時間をTOとすると、デバイデ
ィングネットワークとしての低域通過フィルタ８側の総
処理時間TLPFは、 TLPF＝TU＋TL＋TO 同様に、高域通過フィルタ6,7側の総処理時間THPFは、 THPF＝TH 信号系の処理時間の差Δｆは、 Δｆ＝TLPF−THPF で表わされ、Δｆ＞０であり、かつ、マルチスピーカシ
ステムにおけるスピーカ音源位置の違いによる到達時間
の差Δｓは、 Δｓ＝Th−Tl で表わされ、２ウェイスピーカで高音用スピーカ18,19
が低音用スピーカ20,21よりもバッフル面から見て奥に
取りつけられている場合、 Δｓ＞０ である。ΔｆとΔｓとの関係がΔｆ＞Δｓであれば、マ
ルチウェイスピーカシステム全体で見ると、聴取位置に
おける低音用スピーカと高音用スピーカからの到達時間
差ΔＴは、 ΔＴ＝TLPF−THPF−（Th−Tl） で表わされ、低音用スピーカ20,21からの再生音が高音
用スピーカ18,19の再生音に比べてΔＴの遅れを生じる
ことになる。そこで、高域通過フィルタ6,7からの信号
はデジタル遅延回路26,27に加えられて、システム全体
の時間軸補正がなされる。この場合、ΔＴなる時間がデ
ジタル遅延回路26,27に対して設定されている。
また、Th＝Tlの場合には、Δｓ＝０であるから、 ΔＴ＝TLPF−THPFとなる。
この第２の実施例では、前記低域通過フィルタ８側と高
域通過フィルタ6,7側の演算処理時間の差Δｆの時間軸
補正を行なうためのデジタル遅延回路32を高域通過フィ
ルタ6,7の後に設けているので、再生波形の歪を防止で
きる等の効果を有するものである。
域通過フィルタ6,7側の演算処理時間の差Δｆの時間軸
補正を行なうためのデジタル遅延回路32を高域通過フィ
ルタ6,7の後に設けているので、再生波形の歪を防止で
きる等の効果を有するものである。
さらに、第３の実施例を第３図によって説明する。
この第３の実施例は、前記第２図の実施例では、高域通
過フィルタ6,7を通過したデジタル信号をそれぞれ分離
した状態でデジタル遅延回路26,27およびD/Aコンバータ
10,11で処理した後に増幅器14,15に入力していたもの
を、高域通過フィルタ6,7を通過したデジタル信号を時
分割処理してデジタル遅延回路32に一括して加え、その
出力信号をD/Aコンバータ33で再び分離して増幅器14,15
に加えるようにしたものであり、さらに、第２図の実施
例では、低域通過フィルタ８によって左右のチャンネル
信号に分離していたものを、１つのオーバーサンプリン
グコンバータ34を通過した後、D/Aコンバータ35で左右
のチャンネル信号に分離するようにしたものである。
過フィルタ6,7を通過したデジタル信号をそれぞれ分離
した状態でデジタル遅延回路26,27およびD/Aコンバータ
10,11で処理した後に増幅器14,15に入力していたもの
を、高域通過フィルタ6,7を通過したデジタル信号を時
分割処理してデジタル遅延回路32に一括して加え、その
出力信号をD/Aコンバータ33で再び分離して増幅器14,15
に加えるようにしたものであり、さらに、第２図の実施
例では、低域通過フィルタ８によって左右のチャンネル
信号に分離していたものを、１つのオーバーサンプリン
グコンバータ34を通過した後、D/Aコンバータ35で左右
のチャンネル信号に分離するようにしたものである。
この第３の実施例では、低域通過フィルタ８側と高域通
過フィルタ6,7側の演算処理時間の差Δｆの時間軸補正
のためのデジタル遅延回路32を高域通過フィルタ6,7の
後に設けているので、再生波形の歪を防止できる。
過フィルタ6,7側の演算処理時間の差Δｆの時間軸補正
のためのデジタル遅延回路32を高域通過フィルタ6,7の
後に設けているので、再生波形の歪を防止できる。
以上説明したように、本発明は、低域通過フィルタの前
段にアンダーサンプリングコンバータを接続し、入力さ
れるデジタル信号のサンプリング周波数をより低い所定
のサンプリング周波数に変換するようにしたので、同じ
減衰特性の低域通過フィルタを得るにはフィルタの次数
を下げることができ、フィルタの構成がより簡単とな
り、ハードウェアの規模を小さくしてコスト低減とコン
パクト化を図ることができる。
段にアンダーサンプリングコンバータを接続し、入力さ
れるデジタル信号のサンプリング周波数をより低い所定
のサンプリング周波数に変換するようにしたので、同じ
減衰特性の低域通過フィルタを得るにはフィルタの次数
を下げることができ、フィルタの構成がより簡単とな
り、ハードウェアの規模を小さくしてコスト低減とコン
パクト化を図ることができる。
また、アンダーサンプリングした信号を時分割処理を行
って左および右チャンネルの低域帯域を分割するように
したので、低域通過フィルタを１個で構成することがで
き、バードウェアの規模を小さくしてコスト低域とコン
パクト化を図ることができる。
って左および右チャンネルの低域帯域を分割するように
したので、低域通過フィルタを１個で構成することがで
き、バードウェアの規模を小さくしてコスト低域とコン
パクト化を図ることができる。
また、低域通過フィルタの後にオーバーサンプリングコ
ンバータを接続して、前記一度下げられたサンプリング
周波数を再び元に周波数に上げるようにしたので、D/A
コンバータを高域用と低域用とで同じ特性のものが利用
でき、従って、部品の共用化が可能となり、コストの低
減を図ることができる。
ンバータを接続して、前記一度下げられたサンプリング
周波数を再び元に周波数に上げるようにしたので、D/A
コンバータを高域用と低域用とで同じ特性のものが利用
でき、従って、部品の共用化が可能となり、コストの低
減を図ることができる。
さらに、低域通過フィルタ側と高域通過フィルタ側の演
算処理時間の差の時間軸補正のためのデジタル遅延回路
を高域通過フィルタの後に設けたので、再生波形の歪を
防止できる等、種々の優れた効果を奏するものである。
算処理時間の差の時間軸補正のためのデジタル遅延回路
を高域通過フィルタの後に設けたので、再生波形の歪を
防止できる等、種々の優れた効果を奏するものである。
第１図は本発明に係るマルチウェイスピーカ装置用ネッ
トワークの第１の実施例を示すブロック図、 第２図は第２実施例を示すブロック図、 第３図は第３実施例を示すブロック図、 第４図は従来例の一例を示すブロック図、 第５図は高音用スピーカと低音用スピーカとの受音点か
らの時間差を示す説明図である。 １……アナログ入力端、２……A/Dコンバータ、３……
デジタルソース源、４……スイッチ、５……マスタクロ
ック発生器、6,7……高域通過フィルタ、８……低域通
過フィルタ、10〜13、24,25,33,35……D/Aコンバータ、
14〜17……増幅器、18,19……高音用スピーカ、20,21…
…低音用スピーカ、22……サンプリングコンバータ、23
……アンダーサンプリングコンバータ、30,31,34……オ
ーバーサンプリングコンバータ、26〜29,32……デジタ
ル遅延回路。
トワークの第１の実施例を示すブロック図、 第２図は第２実施例を示すブロック図、 第３図は第３実施例を示すブロック図、 第４図は従来例の一例を示すブロック図、 第５図は高音用スピーカと低音用スピーカとの受音点か
らの時間差を示す説明図である。 １……アナログ入力端、２……A/Dコンバータ、３……
デジタルソース源、４……スイッチ、５……マスタクロ
ック発生器、6,7……高域通過フィルタ、８……低域通
過フィルタ、10〜13、24,25,33,35……D/Aコンバータ、
14〜17……増幅器、18,19……高音用スピーカ、20,21…
…低音用スピーカ、22……サンプリングコンバータ、23
……アンダーサンプリングコンバータ、30,31,34……オ
ーバーサンプリングコンバータ、26〜29,32……デジタ
ル遅延回路。
Claims (4)
- 【請求項１】デジタル化された入力信号を少なくとも低
域通過フィルタと高域通過フィルタによって低域と高域
に帯域分割し、該帯域分割されたデジタル信号をそれぞ
れアナログ信号に変換して対応する帯域用のスピーカに
印加するようにしたマルチウェイスピーカ装置用ネット
ワークにおいて、 前記低域通過フィルタの前段に、前記入力されるデジタ
ル信号のサンプリング周波数をより低い所定のサンプリ
ング周波数に変換するアンダーサンプリングコンバータ
を接続したことを特徴とするマルチウェイスピーカ装置
用ネットワーク。 - 【請求項２】前記アンダーサンプリングコンバータでア
ンダーサンプリングされた信号を前記低域通過フィルタ
で時分割処理を行なわせて左および右チャンネルの低域
帯域を分割させるようにしたことを特徴とする請求項１
記載のマルチウェイスピーカ装置用ネットワーク。 - 【請求項３】前記低域通過フィルタの後段もしくは高域
通過フィルタの後段の何れか一方にデジタル遅延回路を
接続したことを特徴とする請求項１または２記載のマル
チウェイスピーカ装置用ネットワーク。 - 【請求項４】前記低域通過フィルタの後段に、フィルタ
を通過した後のデジタル信号のサンプリング周波数の元
の入力デジタル信号のサンプリング周波数に戻すオーバ
ーサンプリングコンバータを接続し、 前記高域通過フィルタの後段には、前記低域通過フィル
タの前後に接続された前記２つのサンプリングコンバー
タによる処理時間遅れを補正するためのデジタル遅延回
路を接続したことを特徴とする請求項１または２記載の
マルチウェイスピーカ装置用ネットワーク。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10331587A JPH0771359B2 (ja) | 1987-04-28 | 1987-04-28 | マルチウエイスピ−カ装置用ネツトワ−ク |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10331587A JPH0771359B2 (ja) | 1987-04-28 | 1987-04-28 | マルチウエイスピ−カ装置用ネツトワ−ク |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63269699A JPS63269699A (ja) | 1988-11-07 |
| JPH0771359B2 true JPH0771359B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=14350766
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10331587A Expired - Fee Related JPH0771359B2 (ja) | 1987-04-28 | 1987-04-28 | マルチウエイスピ−カ装置用ネツトワ−ク |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0771359B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2252023B (en) * | 1991-01-21 | 1995-01-18 | Mitsubishi Electric Corp | Acoustic system |
| JPH0536997U (ja) * | 1991-10-18 | 1993-05-18 | 株式会社ケンウツド | オーデイオ増幅器 |
| GB0124352D0 (en) | 2001-10-11 | 2001-11-28 | 1 Ltd | Signal processing device for acoustic transducer array |
| JP2008109279A (ja) * | 2006-10-24 | 2008-05-08 | Pioneer Electronic Corp | オーディオ信号処理装置及びオーディオ信号処理方法 |
| US8433085B2 (en) * | 2007-12-19 | 2013-04-30 | Panasonic Corporation | Video and audio output system |
| JP2012227589A (ja) * | 2011-04-15 | 2012-11-15 | Clarion Co Ltd | デジタルスピーカーシステム |
-
1987
- 1987-04-28 JP JP10331587A patent/JPH0771359B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63269699A (ja) | 1988-11-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |