JP2010515408A - ほとんど完全に誘導性の負荷を制御する方法と該方法を適用する装置 - Google Patents

ほとんど完全に誘導性の負荷を制御する方法と該方法を適用する装置 Download PDF

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Abstract

ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する方法であって、
前記負荷(3)の一つの相に給電するために、所定の切換え、変調またはサンプリング時間間隔を使用し、一つまたは複数の電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)によって印加される少なくとも二つの切換えられる出力電圧を使用するような制御方法において、
当該出力電圧の波形が異なっているか、または時間的にずれており、また、前記出力電圧が差動モード装置(6)を通じて負荷(3)に供給され、ここで、すべての完全な前記サンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの前記出力電圧が一定に保たれ、したがって切り換えられないこと、
を特徴とする方法。
【選択図】図11

Description

本発明は、
ほぼ完全に誘導性の負荷、たとえば電動機、発電機、その他を制御する方法であって、
前記負荷の一つの相に給電するために、所定の切換え、変調またはサンプリング時間間隔を使用し、一つまたは複数の電子的逆変換装置、たとえば直流の段間回路、バック(buck)またはブースト(boost)逆変換装置、その他によって印加される少なくとも二つの切換えられる出力電圧を使用するような制御方法、
に関する。
一般に、直流段間回路としては二つの基本タイプが知られている。すなわち、DCリンクキャパシターを使用し、切換え出力電圧を与える電圧源逆変換装置(VSI)と、DCリンクインダクタンスを使用し、その出力に切換え電流波形を与える電流源逆変換装置(CSI)である。以下の説明では、電圧源逆変換装置についてのみ考える。
代表的な電圧源逆変換装置においては、各逆変換装置脚を、正または負のDCバス電圧を短時間前記負荷の相の一つに印加するような、負荷に切換え電圧波形を印加する二路スイッチの形に簡単化することができる。
負の電圧がある相に印加される場合、この相の電流は減少し、逆に、正の電圧が印加されると、通常増大する。
変調技法たとえばパルス幅変調(PWM)、または公知の技法たとえばヒステリシス制御の使用により、各PWM時間間隔内において基準電圧に等しい平均電圧を供給することができる。PWM周波数は、前記基準電圧の周波数よりもずっと大きいので、基準電圧は、切換えパルスパターンの基本波によって影響される。たとえばモーターの端子における電圧スペクトルは、この基本波のほか、多くの高調波を含んでいる。電気駆動装置用途の場合、この変動出力は、さらに電流高調波を生成し、この高調波は、速度変化増大を生じるトルク脈動を増大させる。また、これは、モーター加熱をもたらす損失をも生じる。
切換え電圧波形から生じる電流脈動を減少させる公知の方法は、逆変換装置の切換え頻度を上昇させることから成る。しかし、切換え頻度は、パワーエレクトロニクスと制御ユニットとの両方に依存する最大値に制限されている。さらに、逆変換装置の損失は、切換え頻度の増大の結果として、増大する。
電流脈動を低下させるもう一つの周知の方策は、逆変換装置出力にチョークを備えるか、またはチョークとキャパシターとの組合せから成る正弦(sinus)フィルターを備えることである。
逆変換装置の出力にチョークを使用することの欠点は、高価であること、損失の増大、および電圧降下である。特に、高周波数用途たとえば高速駆動装置の場合、最後の欠点は重要である。というのは、電圧降下は、基本波の周波数に依存するからである。
並列逆変換装置による給電はすでに公知であり、これは、並列の各逆変換装置電力定格を制限するために使用され、このとき、各逆変換装置の脚は互いに並列に直接接続される。
そのようなシステムの欠点は、並列逆変換装置脚の出力電圧が同一でなければならないということである。というのは、出力電圧の違いたとえばPWMパルスのずれが、並列接続内に、危険なほど大きな循環電流または短絡電流を生じうるからである。
他の公知のシステムにおいては、各並列逆変換装置は、個別のチョークを備えており、したがって逆変換装置のこれらの並列出力脚それぞれの電圧パルスがずれを生じうる。
並列逆変換装置の出力脚のための公知のPWM方策は、同一の電圧波形を使用することから成るが、その場合、電圧パルスはPWM時間間隔の半分以上ずらされる。
そのような方策の主要欠点は、すべてのチョークが、逆変換装置の全出力電流によって生成される磁場にさらされ、切換え頻度を減少させることができない、ということである。
前記の公知の方法の他の欠点は、高調波成分が少ししか減少せず、高い基本周波数において大きな電圧降下がある、ということである。
前記公知の方法のもう一つの欠点は、大電力の場合、前記チョークが、非常に大きく、高価になる、ということである。
本件の出願人による先行特許出願においては、すでに、前記欠点のいくつかを克服する装置が開示されている。該装置は、差動モード装置として設計されており、逆変換装置脚の一つにおける電流によって生成される磁束の主要部が、確実に、他の一つまたは複数の逆変換装置脚を流れる電流によって生成される磁束によって打ち消されるようになっている。
同一の許容電力の標準チョークの場合に比して、生成される磁束は非常に小さく、小さな寸法の低価格の差動モード装置が得られる。
本発明の目的は、ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する方法を提供することである。この方法においては、負荷の制御に使用される従来の方法に比して、逆変換装置の切換え頻度が減少させられ、電流高調波が減少し、かつ/または他の利点が得られる。
そのために、本発明は、
ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する方法であって、
前記負荷の一つの相に給電するために、所定の切換え、変調またはサンプリング時間間隔を使用し、一つまたは複数の電子的逆変換装置によって印加される少なくとも二つの切換えられる出力電圧を使用するような制御方法において、
当該出力電圧の波形が異なっているか、または時間的にずれており、また、前記出力電圧が差動モード装置として設計された装置を通じて負荷に印加され、ここで、すべての完全な前記サンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの前記出力電圧が一定に保たれ、したがって切り換えられないこと、
を特徴とする方法、
に関する。
本発明の方法の主要な利点は、逆変換装置の切換え頻度を相当に減少させることができ、その結果、この逆変換装置における損失が低下する、ということである。
ほぼ完全に誘導性の負荷を制御するための本発明の方法のもう一つの利点は、電流高調波が減少し、したがって負荷効率が増大し、負荷の加熱が小さくなる、ということである。
本発明の方法のさらにもう一つの利点は、コモンモード電圧がかなり低く、その結果、たとえば、電磁適合性(EMC)に関する問題が小さくなる、ということである。
本発明は、また、
ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する前記方法を適用するための装置であって、
少なくとも二つの切換えられる出力電圧を供給するために、所定の切換え、変調またはサンプリング時間間隔を使用する、一つまたは複数の電子的逆変換装置を有する装置において、
一つまたは複数の前記逆変換装置が接続されて、前記負荷の一つの相に給電する少なくとも一つの差動モード装置を有し、
前記一つまたは複数の逆変換装置が、当該出力電圧の波形が異なっているかまたは時間的にずれていることを保証する制御器を備えており、
すべての完全な前記サンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの前記出力電圧が一定に保たれ、したがって切り換えられないこと、
を特徴とする装置、
にも関する。
前記差動モード装置が、好ましくは、一つまたは複数のインダクター要素、たとえばチョーク、変圧器、トロイド変圧器、フェライトリング、鉄心、コモンモードチョーク、電流補正チョーク、その他を備え、このインダクター要素が、二つ以上の並列巻線を有し、前記差動モード装置に接続された二つ以上の逆変換装置脚の、それぞれ電圧、電流の差動モードの減衰を可能にするようになっている。
以下、本発明の特徴をさらに詳しく説明するために、本発明の方法の好ましい実施形態について、添付の図面を参照しつつ説明する。この実施形態は単なる例であり、いかなる意味でも本発明を限定するものではない。
図1は、公知の構成を示し、ここでは、図示しない二つの逆変換装置の出力脚1と2が、並列に接続され、ほぼ完全に誘導性の負荷3に接続されている。この場合、負荷3は、モーター4から成り、特にモーター4の一つの相から成る。
それぞれの逆変換装置の出力脚1と2のそれぞれは、周知のように、いつもチョーク5を備えている。
すでにはじめに述べたように、このような公知の構成は、多くの欠点を有し、たとえば大きな切換え頻度、高調波成分の小さな減少、高い基本周波数の場合の大きな電圧降下、各チョークにおける強い磁場(この磁場は、逆変換装置の全出力電流によって生成されるからである)、および大きな寸法の高価なチョーク5(特に大電力の場合)、といった欠点を有する。
図2は、本件の出願人の先行特許出願で述べた差動モード装置6の基本構成を示し、ここでは、二つの反平行巻線7が共通の磁心8たとえば鉄心に巻かれている。
前記巻線7は、どちらも二つの逆変換装置の脚1と2を接続するのに使用され、それぞれ電圧U1とU2を与えるようになっている。
巻線7の端は、共通の導線9によって、負荷の一つの相に接続されている。この相は、誘導性を有する能動または受動グリッド(grid)、たとえばモーターの一つの相から成ることができる。キルヒホッフの法則によれば、導線9を流れる負荷電流iは、逆変換装置のそれぞれの脚1と2によって与えられる逆変換装置電流i1とi2の和に等しい。
図3は、図2のものと同じ構成を簡単化等価回路によって示す。
並列電力制御の場合、磁心8に磁場を生成する二つの逆変換装置の脚1と2の電流は、同じでなければならない。電流の向きに応じて、巻線7によって生成される磁束は、平行または反平行(opposite)とする。
二つの逆変換装置の出力電流が等しく、巻き数比1:1で100%電磁結合の場合、どちらの磁束も、互いに完全に打ち消しあい、差動モード装置6内に生成される磁場は、ゼロになる。
しかし、i1がi2と異なる差動モード電流が存在する場合、磁心8内に磁束が存在し、その結果、チョークはこの望ましくない電流に対抗する誘導コイルとして作用する。
通常の単相チョークの場合、相電流の総和によって磁場が生成され、差動モード装置6の磁場は、主として、並列に接続されたそれぞれの逆変換装置の出力電流i1とi2の差によって生成される。
この差動モード電流(すなわち、電流差)は、すべての相電流の一部分にしかならない。鉄心は逆変換装置電流と逆変換装置電圧の基本成分を感じないので、鉄心は同じ許容電力に対して使用されている標準チョークまたは変圧器よりもかなり小さな寸法にすることができる。
試験構成においては、たとえば2 kVAチョークの鉄心を使用して、それぞれの逆変換装置の出力脚1と2が並列に接続されている並列電源によって、300 kWモーターに給電した。
しかし、そのような構成は自明ではない。というのは、差動モード装置6が飽和し、したがって割合に低い差動モード電流レベルでは正しく作動しないからである。
図4〜10に示すように、様々の構成が可能である。しかし、基本原理は同じであって、以下のようである。
- 負荷3の同一の相に給電する逆変換装置の脚1と2の出力電流は同じで、漏れ損を無視すると、差動モード装置6内の磁場はゼロである。
- 差動モード装置6の出力電圧は、この差動モード装置6のそれぞれの出力電圧U1とU2の和を入力数で割ったものである。
並列電源として使用される差動モード装置6は、一つまたはいくつかのインダクター要素、たとえばチョーク、変圧器、トロイド変圧器、フェライトリング、鉄心、“コモンモード”チョーク、電流補正を行うチョーク、その他の使用によって、具体化することができる。そのような誘導要素は、二つ以上の並列巻線(並列逆変換装置の脚の数による)を有し、それぞれが差動モードの電圧、電流を減衰させる。
図4は、図3の差動モード装置6の代表的な構成を示し、モーターの一つの相の形の負荷3に接続され、この装置は、それぞれ出力電圧U1とU2を供給する二つの逆変換装置の脚1と2によって給電されている。
この例の場合、図2に示すように、差動モード装置6は、磁心8の回りに巻かれた反平行巻線7から成り、それぞれの逆変換装置の出力電流i1とi2が等しいとき、巻線7によって生成される磁場はゼロに等しい。
反平行巻きの巻線7は同一の磁束が通っているので、巻線7における電圧降下は逆になる。抵抗電圧降下、漏れ磁束、容量結合およびその他の寄生効果を無視すると、逆変換装置の脚1と2の出力電圧U1とU2は下記のように表現できる。
U1=Uload+UL (1)
U2=Uload−UL (2)
ここで、ULは、第一の逆変換装置の脚1の巻線7における電圧降下を示し、Uloadは、モーターの当該相に印加される電圧を示す。
(1)−(2)から、逆変換装置の出力電圧の和は、下記のようになる。
U1+U2=2・Uload (3)
前記式から、負荷における電圧降下は、下記のようになる。
Figure 2010515408
この式は、下記の連立方程式から導くこともできる。これらの式で、ULは、チョークの自己誘導電圧を示し、Ldは、チョークの自己インダクタンスである。
Figure 2010515408
前記連立方程式から、チョークの自己誘導電圧も導かれ、下記のようになる。
Figure 2010515408
図5は、3相用途のための三つの差動モード装置6を備えた本発明の装置の例を示す。この例においては、電気機械の形の多相負荷、この場合3相モーター10から成る電気機械の形の多相負荷に、二つの3相逆変換装置11と12から給電される。これらの逆変換装置は、本発明の装置の部分ともなっている。
この給電のために、各逆変換装置11と12の出力脚13と14は三つの差動モード装置6によって並列に接続されており、三つの差動モード装置6のそれぞれはそれぞれモーターの相15、16または17に給電している。
前記逆変換装置は、この場合、共通のDCバス電圧に接続してもよく、しなくてもよい。
差動モード装置6の作動原理と得られる方程式は、図4に示す前記の例の場合と同様である。
実際、たとえば下記の式が成り立つ。
Figure 2010515408
本発明においては、前記逆変換装置11および/または12は、制御器を有し、該制御器は、同一の差動モード装置に接続された逆変換装置の脚13と14の出力電圧の波形が時間によって異なるかまたは時間的にずれていることを保証するものであり、また、すべての前記完全時間間隔中に、前記出力電圧のうち少なくとも一つが一定に保たれ、したがって切り換えられないということを保証するものである。
同一の原理により、たとえば図6に示すように、二つよりも多くの逆変換装置脚を並列に接続することも可能である。図6には、例として、三つの逆変換装置脚18、19および20に接続され、モーター21の一つの相に給電する二つの逆変換装置6から成る構成が示されている。
この例の場合、下記の連立方程式が成り立つ。
Figure 2010515408
この例の場合、下記の式も成立する。
Figure 2010515408
これらの式においては、UL1とUL2は、各差動モード装置6のチョークの自己誘導電圧を示し、電圧U1、U2およびU3は、各逆変換装置の出力電圧を示す。
図6の構成の変形においては、たとえば、二つよりも多くの差動モード装置6を備えることができ、あるいは差動モード装置6の巻線配置を変えることができる。
やはり可能なのは、逆変換装置を分離する(decouple)ためにただ一つの鉄心を備えた差動モード装置6を備え、その結果、並列給電が可能になるということである。
本発明の特徴により、差動モード装置は、二つ以上の磁束路を有する鉄心に巻いた巻線から成ることができる。
図7〜9は、三つの異なる巻線方式を示す。これらの巻線においては、図6の例における前記式(6)と同様の負荷に関する電圧の式が導かれる。ただし、巻線比を1:1:1とし、漏れ損は無視するものとする。
各図において、差動モード装置6は、3相変圧器22から成り、この変圧器には、図には示さない三つの独立の逆変換装置からの三つの出力脚23〜25によって給電される。
図7に示す例の場合、変圧器の各鉄心脚27に巻かれた巻線26の端が、並列に接続され、これらは共通の導線28によって、ほぼ完全に誘導性の負荷3たとえばモーターの一つの相に接続されている。
図8の構成の場合、二つの独立の巻線29と30が、変圧器の各鉄心脚27に巻かれ、第一の巻線29には、各逆変換装置の出力脚23〜25が接続され、第二の巻線30の一端は、前記第一の巻線29の自由端に接続されている。また、第二の巻線30の他端は、並列に負荷に給電するように接続されている。
変圧器鉄心脚27の第一および第二の巻線29と30の間の接続は、この場合、各第一の巻線29がもう一つの変圧器鉄心脚27に巻かれた第二の巻線30と接続するようになっている。
図9に示す構成の場合、三つの独立の巻線31〜33が変圧器の各鉄心脚に巻かれている。ここでは、これらの巻線31〜33は、互いに、各逆変換装置によって供給される出力電流が三つの巻線を通過するように接続されており、このとき、これら三つの巻線はそれぞれ別の変圧器鉄心脚27に巻かれているものである。
図8の差動モード装置6の使用例を、図10に示す。これは、負荷に給電する本発明の装置を示す。
この例の場合、モーター10の形の3相負荷3が、三つの3相逆変換装置34〜36すなわち三つの差動モード装置6によって給電される。この差動モード装置6は、図8に示されているものであり、変圧器の各鉄心脚27に二つの巻線29と30が巻かれている。
この場合、別々の3相逆変換装置34〜36がそれぞれのモーターの相15〜17に給電するのに使用されるが、明らかに、逆変換装置34〜36の出力脚23〜25は、他のやり方で接続することもでき、たとえば、モーターの一つの相15に給電するのに各逆変換装置34〜36の第一の相23を使用し、負荷3の第二の相16に給電するのに逆変換装置の第二の相24を使用し、負荷の第三の相17に給電するのに各逆変換装置34〜36の第三の相25を使用することができる。
差動モード装置6のすべての用途において、負荷の各相に印加される電圧は、当該差動モード装置6に給電する各逆変換装置の出力電圧の和をこの差動モード装置6に接続された逆変換装置出力の数で割ったものに等しい。
負荷の必要基準電圧に達するためのもっとも簡単なやり方は、すべての並列逆変換装置の脚に同じ電圧を印加し、したがって何らかの新たな欠点の発生なしで通常の給電がなされるようにすることである。
ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する本発明の方法は、負荷の一つの相に給電する共通差動モード装置に接続された各逆変換装置脚の出力電圧の波形が異なるかまたは時間的にずれており、また、各完全な切換え、変調またはサンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの前記出力電圧が一定に保たれ、したがって前記制御器によって切り換えられない、ということから成る。
本発明の好ましい特徴によれば、各完全な切換え、変調またはサンプリング時間間隔中に、負荷の同一相に接続された出力電圧の高々一つが切換えられる。
前記時間間隔中に、同じ差動モード装置に接続されたすべての他の逆変換装置脚が一定の出力電圧を供給する。
図11は、三つの逆変換装置脚によって給電される負荷の一つの相に関する例を示す。
いちばん上のグラフは、基準電圧urefを破線で示し、このときの負荷に供給される相電圧を実線で示す。
下の三つのグラフも、基準電圧を×印で示し、同時に、各逆変換装置脚の切換えロジックS1、S2およびS3をも示す。
この例は、対称パルス幅変調(PWM)を示し、これは、各切換えサイクルを、“高”状態(すなわち、各逆変換装置脚の正の出力電圧)からはじめる。
横軸は、PWM時間間隔TPWMで割った時間tを示す。
第一のサンプリングまたはPWM時間間隔中に、上の二つの逆変換装置脚の出力電圧は“高”であるが、第三の逆変換装置脚は、このサンプリングまたはPWM時間間隔中に短時間“低”に切り換えられる。
このサンプリングまたはPWM時間間隔中に、差動モード装置によって負荷のこの相に印加される電圧は、“高”であり、一時的に低電圧レベルに切り換えられる。
次の五つのサンプリングまたはPWM時間間隔中に、当該差動モード装置に接続された逆変換装置の出力脚の高々一つが切り換えられるが、他の出力脚には連続的に“高”電圧が供給される。
次の三つのサンプリングまたはPWM時間間隔中、一つの出力電圧は連続的に“低”であるが、もう一つの出力電圧は連続的に“高”であり、第三の出力電圧は“高”の場合一時的に“高”から“低”に切り換えられる。
次の八つのサンプリングまたはPWM時間間隔中、二つの出力電圧は連続的に“低”に保たれるが、このサンプリングまたはPWM時間間隔中、第三の出力電圧は一時的に“高”から“低”に切り換えられる。
次に、ふたたび、出力電圧の一つが連続的に“低”であるいくつかのサンプリングまたはPWM時間間隔が続くが、このとき、第二の出力電圧は連続的に“高”であり、第三の出力電圧は“高”の状態のとき一時的に“低”に切り換えられる。
このようにして、図11のいちばん上のグラフに破線で示す基準信号が得られ、電圧がある数の離散電圧レベルこの場合、四つの電圧レベルの間で切り換えられる。
本発明においては、各時間間隔を“高”からはじめる対称PWMの代わりに、他のPWM方式を使用することもでき、たとえば、各時間間隔を“低”からはじめる対称PWM、“へり整列PWM(edge aligned PWM)、非同期および同期PWM、その他を使用することもできる。
各サンプリング時間間隔中に高々一つの逆変換装置脚が切り換えられるという本発明の好ましい特徴は、前記切換え方式のそれぞれにおいて実施することができる。
実時間用途の場合、追加の特徴、たとえばデッドタイム遅れ、最小パルス検出、その他がつけ加えられる。
すべての下記の例において、逆変換装置脚の出力電圧は、基準信号Xrefに比例する。ここで、Xrefは、-1≦Xref≦+1の範囲にある。
ここで、参照信号“+1”は、正のDCバス電圧に連続的に切り換えられている逆変換装置脚に対応し、参照信号“-1”は、負のDCバス電圧に等しい逆変換装置脚の出力電圧に対応する。
中性接続(neutral connection)のない多相用途の場合、各相間の相互作用を使用することができる。
各相に対して個別の逆変換装置を使用する代わりに、複合基準信号を全体として処理することができる。
用途によっては、そのような技法により追加の利点が得られうる。文献に述べられている代表的な例は、電気駆動装置のための“空間ベクトル変調”(SVM)である。
本発明においては、すべての相にコモンモード電圧を加えることにより、切換え頻度のさらなる減少が得られうる。たとえば、完全な切換え、変調またはサンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの相を連続的に高または低にする(すなわち、少なくとも一つの相においては、切換えがない)。
そのようなコモンモード電圧変化は、線間電圧には影響しないので、負荷には影響を与えない。
図12は、3相用途の場合の電圧変更の例である。
この図の一番上のグラフは、120°ずつずれた三つの正弦基準信号U、VおよびWを示す。
例として破線で示す“コモンモード”電圧の印加により、下の三つのグラフで示すような、基準信号Uref、VrefおよびWrefが得られる。
この例の場合、+1または-1に等しい基準信号は、切換え動作を引き起こさない。
したがって、有効切換え頻度はかなり減少する。というのは、各切換え、変調またはサンプリング時間間隔中、高々二つの逆変換装置脚での切換え動作しかないからである。
この例の場合、たとえば第三、第四、第五、第九、第十、第十一、第十五、第十六、第十七、第二十一、第二十二および第二十三サンプリングまたはPWM時間間隔中に相Uに給電するのに使用される各逆変換装置出力は、一定に保たれる。
同様に、各相VおよびWのための正弦基準信号にコモンモード電圧を加えることにより、確実に、これらの相も、あるサンプリングまたはPWM時間間隔中に、状態+1または-1にあるようにする。これは、当該相VまたはWに給電する差動モード装置に接続された各逆変換装置脚の出力電圧がどれも切り換えられない、ということを意味する。
全体的な切り換え頻度のさらなる減少を、公知の技法たとえば最小パルス検出その他を使用することによって、得ることができる。
本発明は、また、前記出力電圧が低変調範囲にあり、基準電圧がDCバス電圧に比して小さい用途の場合に、さらなる使用利点を与える特殊な切換え方式を与える。
主要な利点は、逆変換装置の非線形特性たとえばデッドタイム効果を打ち消すこと、および切換え頻度が減少すること、である。
図12に示す前記例と同様に、この切換え方式の主要アイデアは、すべての相にコモンモード電圧を加えて、各切換え、変調またはサンプリング時間間隔中に、高々一つの並列逆変換装置脚に対して切換え動作がなされるようにする、ということである。
同一のPWM時間間隔中に、すべての他の逆変換装置脚が同一の出力電圧にある。これは、すべてのこれらの他の逆変換装置脚が連続的に“高”または連続的に“低”であり、常に高および常に低の電圧が組み合わされることがない、ということを意味する。
そのような3相用途の例を、図13に示す。この図は、図12と同様の構成になっており、示されている基準電圧が低変調範囲で使用される。
たとえば図14に、三つの逆変換装置脚の切換えロジックを示す。これは、負荷の一つの相、この場合相Uに給電するのに使用される。
図15〜17は、3相用途の場合の電圧波形の例である。この例では、3相電気機械が、順次に、差動モード装置によって並列に接続されている一つ、二つまたは三つの逆変換装置によって給電され、この場合、非線形特性は無視されている。
図15は、基準電圧、および、第一の相と第二の相との間のモーターの入力電圧u12を時間tの関数として示す。
一般に、単一の3相逆変換装置によって給電される3相モーターの線間電圧は、三つの異なる状態、すなわち、ゼロ、正および負のDCバス電圧から成る。
したがって、本発明においては、二つよりも多い状態から成る線間電圧を印加することができる。
したがって、電圧はより正弦的になり、電圧が基準電圧により似てくるということになる。
ここに示す例では、状態の数nは、下記の式で表される。
n=2・k+1 (6)
ここで、kは、並列逆変換装置脚の数である。
図16と17は、それぞれ、逆変換装置の出力電流iinvとモーターの入力電流imotとを時間tの関数として示す。
当然のことながら、単一の逆変換装置によって給電されるモーターの場合、逆変換装置の出力電流は、この逆変換装置によって給電されるモーターの入力電流に等しい。
複数の逆変換装置による給電モードにおいては、逆変換装置の出力電流がモーター電流に加えられる。
これらの図からわかるように、モーター電流imotは、多相逆変換装置モードにおいては、さらに均一になる。というのは、供給電圧がより正弦的だからである。
限定を意図するものではないが、本発明は、いくつかの層を有する巻線を備えた電機駆動装置にも適用することができる。その場合、必要ではないが、並列巻線を接続することができる。というのは、並列巻線が同一のモーター束(motor flux)に連結されるからである。したがって、並列巻線の電圧降下も等しくなる。
本発明においては、差動モード装置に接続される前記負荷は、あらゆる種類の受動または能動負荷、たとえばモーター、発電機、給電網、その他から成ることができる。
したがって、本発明の方法は、電気駆動装置に対する使用のみに限定されるものではなく、逆に、本発明の方法は、圧縮機駆動装置のための使用に特によく適していると思われる。
本発明の方法は、その特別な性質により、高速用途および/または能動フロントエンド(front end)および/または能動フィルター用途に使用される。
本発明においては、前記差動モード装置は、少なくとも部分的に、逆変換装置のハウジング内に備えることができる。
さらに、本発明の差動モード装置は、部分的に、電気機械の巻線から成ることができ、かつ/または、部分的に、電気機械の積層鉄心から成ることができる。
本発明においては、作動モード装置を、もう一つの相に給電するもう一つの差動モード装置の巻線をも備えた、鉄心に巻かれた一つ以上の巻線の形に作る、ということも排除されず、そのように作ることもできる。
本発明は、添付の図面に示し、例として説明した方法と装置とに限定されるものではなく、逆に、本発明の方法と装置は、本発明の範囲を逸脱することのない、あらゆる種類のやり方で具体化することができる。
二つの並列逆変換装置脚の公知の配置を示す図である。 差動モード装置の巻き方を示す図である。 図2の巻き方と等価な回路を示す図である。 図3の差動モード装置の使用例の構成を示す図である。 図4の構成の変形を示す図である。 図4の構成の変形を示す図である。 図2の巻き方の変形を示す図である。 図7の構成の変形を示す図である。 図7の構成の変形を示す図である。 3相用途の場合の差動モード装置の使用例を示す構成である。 本発明の方法に適用される切換えロジックを示す図である。 3相用途の場合のコモンモード電圧を示す図である。 低変調範囲における切換え方式を示す図である。 低変調範囲における電圧波形を示す図である。 各種システムに対する基準電圧と、3相電気機械の第一の相に対して得られるモーター入力電圧を示す図である。 各種システムにおける3相用途の場合の逆変換装置の出力電流を示す図である。 各種システムにおける、3相電気機械の入力電流の例を示す図である。
1 逆変換装置の出力脚
2 逆変換装置の出力脚
3 負荷
4 モーター
5 チョーク
6 差動モード装置
7 反平行巻線
8 磁心
9 導線
10 3相モーター
11 3相逆変換装置
12 3相逆変換装置
13 11の出力脚
14 12の出力脚
15 モーターの相
16 モーターの相
17 モーターの相
18 逆変換装置脚
19 逆変換装置脚
20 逆変換装置脚
21 モーター
22 3相変圧器
23 出力脚
24 出力脚
25 出力脚
26 巻線
27 鉄心脚
28 導線
29 巻線
30 巻線
31 巻線
32 巻線
33 巻線
34 逆変換装置
35 逆変換装置
36 逆変換装置
i1 逆変換装置電流
i2 逆変換装置電流
iinv 逆変換装置の出力電流
imot モーターの入力電流
S1 切換えロジック
S2 切換えロジック
S3 切換えロジック
U 正弦基準信号
V 正弦基準信号
W 正弦基準信号
U1 電圧
U2 電圧
Uref 基準信号
Vref 基準信号
Wref 基準信号
u12 入力電圧
PMW パルス幅変調

Claims (18)

  1. ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する方法であって、
    前記負荷(3)の一つの相に給電するために、所定の切換え、変調またはサンプリング時間間隔を使用し、一つまたは複数の電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)によって印加される少なくとも二つの切換えられる出力電圧を使用するような制御方法において、
    当該出力電圧の波形が異なっているか、または時間的にずれており、また、前記出力電圧が差動モード装置(6)を通じて負荷(3)に供給され、ここで、すべての完全な前記サンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの前記出力電圧が一定に保たれ、したがって切り換えられないこと、
    を特徴とする方法。
  2. すべての完全な当該サンプリング時間間隔中に、高々一つの当該出力電圧が切り換えられることを特長とする請求項1に記載の方法。
  3. 当該負荷(3)が、多相負荷の形であり、この負荷の相のいくつかが、それぞれ、当該差動モード装置(6)を通じて供給されることを特徴とする請求項1または2に記載の方法。
  4. 当該出力電圧が低変調範囲内にあり、コモンモード電圧が各相に印加されて、すべての時間間隔中に、各相において、高々一つの逆変換装置脚(13、14；18〜20；23〜25)がその出力電圧を変え、このとき同一の相にあるすべての他の逆変換装置脚(13、14；18〜20；23〜25)が連続的に“高”に切り換えられたままになるようになっていることを特徴とする請求項1から3の中のいずれか一つに記載の方法。
  5. 当該出力電圧が低変調範囲内にあり、コモンモード電圧が各相に印加されて、すべての時間間隔中に、各相において、高々一つの逆変換装置脚(13、14；18〜20；23〜25)がその出力電圧を変え、このとき同一の相にあるすべての他の逆変換装置脚(13、14；18〜20；23〜25)が連続的に“低”に切り換えられたままになるようになっていることを特徴とする請求項1から3の中のいずれか一つに記載の方法。
  6. いくつかの電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)を使用し、これらの電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)が同一のDCバス電圧によって給電されることを特徴とする請求項1から5の中のいずれか一つに記載の方法。
  7. いくつかの電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)を使用し、これらの電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)のすべてが同一のDCバス電圧には接続されていないことを特徴とする請求項1から5の中のいずれか一つに記載の方法。
  8. 電気駆動用途に使用されることを特徴とする請求項1から7の中のいずれか一つに記載の方法。
  9. 高速用途に使用されることを特徴とする請求項1から8の中のいずれか一つに記載の方法。
  10. 圧縮機駆動用途に使用されることを特徴とする請求項1から9の中のいずれか一つに記載の方法。
  11. 能動フロントエンドおよび/または能動フィルター用途に使用されることを特徴とする請求項1から10の中のいずれか一つに記載の方法。
  12. 請求項1から11のいずれか一つに記載の、ほぼ完全に誘導性の負荷を制御する方法を適用するのに適した装置であって、
    少なくとも二つの切換えられる出力電圧を供給するために、所定の切換え、変調またはサンプリング時間間隔を使用する、一つまたは複数の電子的逆変換装置(11、12；34、35、36)を有する装置において、
    一つまたは複数の前記逆変換装置(11、12；34、35、36)が接続されて、前記負荷(3)の一つの相に給電する少なくとも一つの差動モード装置(6)を有し、
    前記一つまたは複数の逆変換装置(11、12；34、35、36)が、当該出力電圧の波形が異なっているかまたは時間的にずれていることを保証する制御器を備えており、
    すべての完全な前記サンプリング時間間隔中に、少なくとも一つの前記出力電圧が一定に保たれ、したがって切り換えられないこと、
    を特徴とする装置。
  13. 当該差動モード装置(6)が、一つまたは複数のインダクター要素、たとえばチョーク、変圧器、トロイド変圧器、フェライトリング、鉄心、“コモンモード”チョーク、電流補正チョーク、その他を備え、このインダクター要素が、二つまたは数個の並列巻線を有し、差動モード装置(6)に接続された二つ以上の逆変換装置脚(13、14；18〜20、23〜25)の、それぞれ電圧、電流の差動モードの減衰を可能にするようになっていることを特徴とする請求項12に記載の装置。
  14. 当該差動モード装置(6)の一部が、電気機械の巻線から成ることを特徴とする請求項12または13に記載の装置。
  15. 当該差動モード装置(6)の一部が、電気機械の積層鉄心から成ることを特徴とする請求項12から14の中のいずれか一つに記載の装置。
  16. 当該差動モード装置(6)が、一つ以上の磁束路を有する鉄心に巻かれた巻線から成ることを特徴とする請求項12から15の中のいずれか一つに記載の装置。
  17. 当該差動モード装置が、鉄心に巻かれた一つまたはいくつかの巻線を備えており、該鉄心の回りに、もう一つの相に給電するもう一つの差動モード装置(6)の巻線も備えられていることを特徴とする請求項12から16の中のいずれか一つに記載の装置。
  18. 当該差動モード装置(6)が少なくとも部分的に当該逆変換装置(11、12；34、35、36)のハウジング内に備えられていることを特徴とする請求項12から17の中のいずれか一つに記載の装置。
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