JPH03876Y2

JPH03876Y2 -

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Publication number: JPH03876Y2
Application number: JP1983069426U
Authority: JP
Priority date: 1983-05-09
Filing date: 1983-05-09
Publication date: 1991-01-11
Also published as: JPS59173487U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は交流を直流に変換しこれを任意の周波
数の交流に変換するインバーターを構成するトラ
ンジスタのベースを駆動する装置に関するもので
ある。

従来より、トランジスタはサイリスタよりオン
オフ制御が容易であることから大容量トランジス
タ（以下パワートランジスタと呼称する）によつ
てインバーターを構成するいわゆるトランジスタ
インバータがよく用いられておる。第１図はこれ
を例示したもので商用交流電源１を整流平滑する
整流回路２の出力端に、６個のパワートランジス
タＱ，Ｑ……を２個づつ直列アームとし、これを
３相ブリツジ形に結線したスイツチング回路３を
接続し、このスイツチング回路３の出力端に電動
機等の負荷４を接続し、パルス幅を変調したパル
ス信号を制御回路５の出力端からベースドライブ
回路６を介して上記トランジスタＱ，Ｑ……のベ
ースに送出して、トランジスタＱ，Ｑ……を適時
オンオフ制御することにより、任意の周波数の交
流を負荷４に供給するようになつておる。そし
て、上記トランジスタＱ，Ｑ……のベースに接続
されたベースドライブ回路６は、第２図に例示す
るように形成されておる。即ち、制御回路５の出
力端子間に発光ダイオードLED₁と抵抗R₁を直列
に挿入し、この発光ダイオードLED₁の発光によ
つてオンするホトトランジスタPQ₁のコレクタを
図示しない制御電源Vcc（例えば＋5V）に接続
し、エミツタを抵抗R₂，R₃を介して回路接地
（GND）し、この抵抗R₂とR₃の接続点をエミツ
タ接地のトランジスタQ₁のベースに接続し、こ
のトランジスタQ₁のコレクタを抵抗R₅，R₄を介
して上記制御電源Vccに接続し、上記抵抗R₄と
R₅の接続点を、エミツタが制御電源Vccに接続さ
れ、コレクタが抵抗R₆を介して図示しない制御
電源V_EE（例えば−5V）に接続されたPNP形トラ
ンジスタQ₂のベースに接続し、トランジスタQ₂
のコレクタを抵抗R₇を介してパワートランジス
タＱのベースに接続し、このトランジスタＱのエ
ミツタを回路接地すると共に上記ベースにカソー
ドを接続したダイオードD₁のアノードに接続し
て形成されておる。

そして、その動作を第３図と共に説明すると、
制御回路５のパルス信号により発光ダイオード
LED₁に電流ｉが流れると（第３図ａ）、該発光ダ
イオードLED₁が発光し、これを受光したホトト
ランジスタPQ₁がオンし、V_CC→PQ₁のコレク
タ・エミツタ→R₂→Q₁のベース・エミツタ→
GNDの経路（一部はV_CC→PQ₁のコレクタ・エミ
ツタ→R₂→R₃→GNDの経路）で電流が流れてト
ランジスタQ₁がオンする。これにより、V_CC→Q₂
のエミツタ・ベース→R₅→Q₁のコレクタ・エミ
ツタ→GNDの経路（一部はV_CC→R₄→R₅→Q₁の
コレクタ・エミツタ→GNDの経路）で電流が流
れるため、トランジスタQ₂がオンして、V_CC→Q₂
のエミツタ・コレクタ→R₇→Ｑのベース・エミ
ツタ→GNDの経路（一部はV_CC→Q₂のエミツ
タ・コレクタ→R₆→V_EE）でドライブ出力電流i_B
が流れてパワートランジスタＱをオンさせる。

その後、上記発光ダイオードLED₁に流れる電
流が０になると、ホトトランジスタPQ₁が若干遅
れてオフとなり、（第３図ｂ）、抵抗R₂を流れる
電流も０となるが、上記トランジスタQ₁がオン
時に該トランジスタQ₁のベース・エミツタ間に
蓄積された電荷によつて、トランジスタQ₁のベ
ース・エミツタ間、即ち抵抗R₃の端子間電圧は
直ちには0Vにならず抵抗R₃と蓄積された電荷C_BE
_１とにより定まる時定数で漸減する。このため、
トランジスタQ₁はホトトランジスタPQ₁がオフと
なつて抵抗R₂の電流が０となつても直ちにオフ
せず、蓄積時間もt_stg1だけ遅れてオフする（第３
図ｃ）。このトランジスタQ₁がオフすると、抵抗
R₅に流れる電流も０となるが、トランジスタQ₂
のベース・エミツタ間はそのオン時にベース・エ
ミツタ間に蓄積された電荷によつて直ちに０とな
らず、抵抗R₄と蓄積された電荷C_BE2とにより定ま
る時定数で漸減されることになつてベース電位の
立上りが遅れ、トランジスタQ₂は、トランジス
タQ₁がオフとなつた後、該トランジスタQ₂の蓄
積時間t_stg2だけ遅延した後オフとなる（第３図
ｄ）。しかも、このトランジスタQ₂はパワートラ
ンジスタＱをドライブするに十分なドライブ出力
電流i_Bを供給する必要があり、トランジスタQ₁に
比して電流容量も必然的に大きなものが選定され
ることになつて、上記蓄積時間t_stg2もかなり大き
なものとなる。この結果、発光ダイオードLED₁
に流れる電流ｉがオフしてからトランジスタQ₂
がオフするまでの時間は、ホトトランジスタPQ₁
の蓄積時間をt_stgpとすると、t_stgp＋t_stg1＋t_stg2の和
で示される遅れ時間を有することになり、その値
は30μ_s程度にもなる。このため、パワートランジ
スタＱのオフ指令は上記遅れ時間（t_stgp＋t_stg1＋
t_stg2）と該トランジスタＱの蓄積時間t_stg1（10〜
20μ_s）を考慮して制御回路５のパルス信号を送出
しなければならず、しかも各トランジスタの蓄積
時間は流れる電流によつて変化するので、パワー
トランジスタＱに対するオフ指令が例えば40μ_s以
下で送出された場合はパワートランジスタＱの安
定したオフ動作を得ることが困難となり、このこ
とは、パワートランジスタＱをパルス幅変調して
制御する場合の変調巾も制約されることになつて
いわゆるチヨツパ周波数をあげることができず、
高速スイツチングができないという問題を有する
と共に、パワートランジスタＱのオフ時の遅延時
間が大きいことは、直列アームとなつた２個のパ
ワートランジスタＱ，Ｑ相互のオン・オフが重な
ることによる短絡事故をひき起すのを防止するた
め、いわゆるデツドタイムを必然的に大きく設定
しなければならず、一方、制御回路のオン・オフ
指令に対しては上記直列アームとなつたパワート
ランジスタＱ，Ｑのオン・オフ精度（即ち導通・
しや断時間の精度）を維持させなければならない
ので、上記チヨツパ周波数をさらに低下せしめる
必要が生ずるという問題を有しておる。しかも、
チヨツパ周波数が低下することは、例えば正弦波
PWMインバータにあつては電動機の固定子巻線
電流波形に含まれるチヨツパ周波数によるリツプ
ルが大となつて、電動機のトルクリツプルや振
動、騒音が増大すると共に、電動機効率も低下す
るという問題が生ずる。又、制御電源は正負２電
源方式となつておるので、消費電力、電源容量も
大となり、パワートランジスタのドライブ出力用
にPNP形のトランジスタを用いているので、
NPN形のトランジスタに比して汎用性も低く、
その選定も制約をうけて高価となり、装置を大形
化し、コストの高いものにするという問題を有し
ておる。

本考案は上述した点にかんがみてなされたもの
で、その目的とするところは、応答速度が速く、
かつ消費電力も小さく、小形コンパクト化とコス
トの低減を図つたものを提供することにある。

以下、本考案の実施例を第４図及び第５図によ
つて説明する。尚、トランジスタインバータはベ
ースドライブ回路６を除いて第１図と同様に構成
されるので、同一符号を付して説明する。第４図
において、７は上記スイツチング回路３のパワー
トランジスタＱ，Ｑ……のベースにベースドライ
ブ回路６に代つて接続さるベースドライブ回路で
ある。これは、上記制御回路５の出力端子間に発
光ダイオードLED₂と抵抗R₈を直列に挿入し、こ
の発光ダイオードLED₂の発光によつてオンする
ホトトランジスタPQ₂のコレクタを、抵抗R₉を介
して制御電源V_CC（例えば＋5V）に接続しエミツ
タを抵抗R₁₀，R₁₁を介して回路接地（DND）し、
上記ホトトランジスタPQ₂のコレクタを、エミツ
タが制御電源V_CCに接続され、コレクタが抵抗
R₁₂を介して回路接地されたPNP形トランジスタ
Q₃のベースに接続し、上記抵抗R₁₀とR₁₁との接
続点を、コレクタが抵抗R₁₃を介して制御電源
V_CCに接続され、エミツタが回路接地されたトラ
ンジスタQ₄のベースに接続し、上記トランジス
タQ₃のコレクタには、コレクタが抵抗R₁₄を介し
て制御電源V_CCに接続されたトランジスタQ₅のベ
ースを抵抗R₁₅を介して接続し、このトランジス
タQ₅のエミツタを、エミツタが回路接地された
トランジスタQ₆のコレクタに抵抗R₁₆を介して接
続し、このトランジスタQ₆のベースを上記トラ
ンジスタQ₄のコレクタに、抵抗R₁₇とコンデンサ
C₁との並列回路を介して接続し、上記トランジ
スタQ₅のエミツタを、逆方向に挿入したダイオ
ードD₂と抵抗R₁₈とコンデンサC₂との並列回路を
介して、パワートランジスタＱのベースに接続
し、このトランジスタＱのエミツタを回路接地す
ると共に、ベースにカソードを接続したダイオー
ドD₁のパワートランジスタＱのドライブ出力電
流i_B1を流すようになつておる。

次にその動作を第５図及び第１図と共に説明す
る。制御回路５のオン指令（パルス信号）により
発光ダイオードLED₂に電流ｉが流れると（第５
図７の入力）、発光ダイオードLED₂は発光し、こ
れをうけたホトトランジスタPQ₂がオンとなり、
V_CC→Q₃のエミツタ・ベース→PQ₂のコレクタ・
エミツタ→R₁₀→Q₄のベース・エミツタ→GND
（一部はV_CC→R₉→PQ₂のコレクタ・エミツタ→
R₁₀→R₁₁→GND）の経路で電流が流れ、トラン
ジスタQ₃とQ₄がオンする。これにより、トラン
ジスタQ₃のベース電位（ａ点）は該トランジス
タQ₃のベース・エミツタ間飽和電圧V_BE3（SAT）
だけ制御電源V_CCから降下した電位となり（第５
図ａ点）また、コレクタ電位（ｄ点）は制御電源
V_CCと該トランジスタQ₃のコレクタ・エミツタ間
電圧V_CE3との差（V_CC−V_CE3）の電位に上昇し
（第５図ｄ点）、ホトトランジスタPQ₂のエミツタ
電位（ｂ点）は、制御電源V_CCからトランジスタ
Q₃のベース・エミツタ間電圧V_BE3と該トランジ
スタPQ₂のコレクタ・エミツタ間電圧V_CEP分だけ
低い（V_CC−V_BE3−V_CEP）電位に上昇し（第５図
ｂ点）、トランジスタQ₄のコレクタ電位（ｅ点）
は該トランジスタQ₄のコレクタ・エミツタ間飽
和電圧V_CE4(SAT)（略OV）に降下し（第５図ｅ点）、
またベース電位（ｃ点）は該トランジスタQ₄の
ベース・エミツタ間飽和電圧V_BE4(SAT)に上昇した
電位となる（第５図ｃ点）。そして、上記トラン
ジスタQ₃がオンすると、V_CC→Q₃のエミツタ・コ
レクタ→R₁₅→Q₅のベース・エミツタ→R₁₈C₂
→Ｑのベース・エミツタ→GND（一部はV_CC→Q₃
のエミツタ・コレクタ→R₁₂→GND）の経路によ
り、トランジスタQ₅にベース電流が流れるため
（第５図ｄ−ｆ間）、トランジスタQ₅がオンする。
このトランジスタQ₅のオンにより、V_CC→R₁₄→
Q₅のコレクタ・エミツタ→R₁₈C₂→Ｑのベー
ス・エミツタ→GND（一部はV_CC→Q₃のエミツ
タ・コレクタ→R₁₂→GND）の経路でドライブ出
力電流（Ｑのベース電流）i_B1が流れて（第５図
７の出力）、パワートランジスタＱがオンする。
この際、上記ドライブ出力電流i_B1の一部がコン
デンサC₂に流れるので、コンデンサC₂は図示極
性に充電され、トランジスタQ₅のエミツタ電位
（ｆ点）は、上昇してパワートランジスタＱのベ
ース・エミツタ間飽和電圧V_BE(SAT)と抵抗R₁₈の端
子間電圧V_R18の和（V_BE(SAT)＋V_R18）の電位にな
る（第５図ｆ点）。又、トランジスタQ₆はトラン
ジスタQ₄がトランジスタQ₃と共にオンとなつて
おるので、そのコレクタ・エミツタ間飽和電圧
V_CE4(SAT)と該トランジスタQ₆のベース・エミツタ
間電圧V_BE６とはV_CE4(SAT)＜V_BE６の関係となつて
ベース電流が流れず（第５図ｅ−ｈ間）オフ状態
にある。

この状態で制御回路５のオフ指令によりベース
ドライブ回路７の発光ダイオードLED₂に流れる
電流ｉが０になると（第５図７の入力）、発光ダ
イオードLED₂は消光し、ホトトランジスタPQ₂
がそのベース・エミツタ間に蓄積された電荷を放
出するに必要な時間（即ち蓄積時間t_spgt2）後、
オフする（第５図ｂ点）。これにより、トランジ
スタQ₃，Q₄はベース・エミツタ間に蓄積された
電荷を抵抗R₉，R₁₁を介してそれぞれ放出するに
必要な時間（即ち、蓄積時間t_stg3，t_stg4）後、オ
フとなる（第５図・ａ点，ｃ点）。上記トランジ
スタQ₃のオフにより抵抗R₁₂に流れる電流は略０
となつて、トランジスタQ₃のコレクタ電位（ｄ
点）はOVとなる（第５図ｄ点）。このとき、ト
ランジスタQ₅のエミツタ電位（ｆ点）は該トラ
ンジスタQ₅のオン時に上記V_BE(SAT)＋V_R18の電位
に上昇して高くなつているので、上記ｄ点とｆ点
の電位はｄ＜ｆの関係となつて、コンデンサC₂
はその電荷をC₂→Q₅のエミツタ・ベース→R₁₅→
R₁₂→Ｑのエミツタ・ベース→C₂の経路で放電し
て、トランジスタQ₅のベース・エミツタ間には
立下りの急峻な逆バイアス電流IB₂が流れ（第５
図ｄ−ｆ間）、ベース・エミツタ間に蓄積された
電荷を瞬時に放出し該トランジスタQ₅を高速で
オフせしめる（第５図Q₅）。一方、上記トランジ
スタQ₄もトランジスタQ₃と同時にオフとなつて
おり、このため、トランジスタQ₆にはV_CC→R₁₃
→R₁₇C₁→Q₆のベース・エミツタ→GNDの経
路でベース電流I_B1が流れ（第５図ｅ−ｈ間）、該
トランジスタQ₆がオンする（第５図Q₆）。これに
より、コンデンサC₂は図示極性で充電された電
荷をC₂→R₁₆→Q₆のコレクタ・エミツタ→Ｑのエ
ミツタ・ベース→C₂の経路で放電し、パワート
ランジスタＱのベース・エミツタ間に立上りの急
峻な逆バイアス電流i_B2を流し（第５図７の出力）
でベース・エミツタ間に蓄積された電荷を瞬時的
に放出せしめるため、パワートランジスタＱは高
速でオフされる。この際、トランジスタQ₄のコ
レクタ電位（ｅ点）は、上記トランジスタQ₆の
オンにより、制御電源V_CCと抵抗R₁₃の端子間V_R
₁₃の差の電位（V_CC−V_R13）に上昇し、またコン
デンサC₁はトランジスタQ₆のベース電流I_B1の一
部により図示極性で充電される。このコンデンサ
C₁に充電された電荷は、次のトランジスタQ₆の
オフ時（即ち、パワートランジスタＱのオン時）
において、トランジスタQ₄がオンしたとき（即
ちトランジスタQ₄のコレクタ電位（ｅ点）が略
OVとなつたとき）、C₁→Q₄のコレクタ・エミツ
タ→Q₆のエミツタ・ベース→C₁の経路で放電す
ると共に、トランジスタQ₆のベース・エミツタ
間に立下りの急峻な逆バイアス電流I_B2（第５図ｅ
−ｈ間）を流して該ベース・エミツタ間に蓄積さ
れた電荷を瞬時に放出せしめ、トランジスタQ₆
を高速でオフせしめるために利用される。

このように、パワートランジスタＱのオン制御
用のトランジスタQ₅は、その直流時に充電され
るコンデンサC₂の電荷によつて該トランジスタ
Q₅のベース・エミツタ間に逆バイアスをかけて
立下りの急峻な逆バイアス電流を流し、ベース・
エミツタ間に蓄積された電荷を瞬時に放出させ、
パワートランジスタＱのオフ制御用のトランジス
タQ₆はそのオン時に充電されるコンデンサC₁の
電荷によつて該トランジスタQ₆のベース・エミ
ツタ間に逆バイアスをかけて立下りの急峻な逆バ
イアス電流を流しベース・エミツタ間に蓄積され
た電荷を瞬時に放出させて、上記トランジスタ
Q₅とQ₆をそれぞれ高速でオフせしめるようにし
てあるので、トランジスタQ₅がオフからオンす
る時にトランジスタQ₆がオンとなつている時間、
また逆にトランジスタQ₆がオフからオンする時
にトランジスタQ₅がオンとなつている時間、即
ち、相補的にオン・オフするトランジスタQ₅と
Q₆のオン・オフ切換動作時の重なり時間t_Lを大巾
に減少させ、両トランジスタQ₅，Q₆がともにオ
ン状態になることによつて、V_CC→R₁₄→Q₅のコ
レクタ・エミツタ→R₁₆→Q₆のコレクタ・エミツ
タ→GNDの経路で大きな電流が流れるのを大巾
に低減し、トランジスタQ₅，Q₆が飽和領域に達
するのを阻止して、立上り及び立下りの急峻な電
流をパワートランジスタＱに流し、このパワート
ランジスタＱのオンオフ制御が高速かつ安定した
動作で得られる。

本考案によれば、パワートランジスタＱのオン
時にトランジスタQ₅を介してコンデンサC₂を充
電させてトランジスタQ₅のエミツタ電位を上昇
せしめ、トランジスタQ₃とQ₄の同時のオフによ
り上記トランジスタQ₅のベース電位を略OVにし
て、コンデンサC₂の電荷によりベース・エミツ
タ間に立下りの急峻な逆バイアス電流を流し、ト
ランジスタQ₅を高速でオフせしめると共に、ト
ランジスタQ₆にコンデンサC₁を介して立上りの
急峻なベース電流を流して該トランジスタQ₆を
高速でオンせしめて、上記コンデンサC₂の電荷
によりパワートランジスタＱのベース・エミツタ
間に立下りの急峻な逆バイアス電流を流すように
してあるので、従来のように、各トランジスタの
蓄積時間が加算されて、パワートランジスタＱの
ベース電流の応答が大巾に遅れるようなことは全
くなく、制御回路５のオフ指令に対してパワート
ランジスタＱを従来に比して1/3〜1/4の高速化を
図つてオフせしめることができる。このことはト
ランジスタインバータのパワートランジスタＱの
パルス幅変調時における導通・しや断の精度を一
段と向上せしめることができ、パルス幅変調範囲
の拡大を図ることができるため、チヨツパ周波数
をあげることができ、高速スイツチングが容易と
なつて、特に正弦波PWMインバータにおいて
は、電動機の固定子巻線電流波形をより正弦波に
近似せしめることができ、電動機のトルクリツプ
ルや振動、騒音を大巾に低下せしめ、電動機効率
を従来のものに比して大巾に改善することができ
るトランジスタインバータを形成することができ
るという大きな効果を有する。しかも上記相補的
にオンオフするトランジスタQ₅とQ₆は、コンデ
ンサC₂，C₁により、ともに立下りの急峻な逆バ
イアス電流を流すようになつておるので、トラン
ジスタQ₅とQ₆の切換動作時の重なり時間を極め
て狭巾とすることができ、大電流がトランジスタ
Q₅とQ₆に共に流れる時間を大巾に低減すること
ができ、抵抗の発熱損失を大巾に低減して消費電
力も少なくすることができる。又、トランジスタ
Q₅の逆バイアスはパワートランジスタＱの逆バ
イアス用として設けたコンデンサC₂の充電電荷
を利用して行なわせるようにしてあるので、トラ
ンジスタQ₅のためいわゆるスピードアツプコン
デンサを設けることなく構成することができ、回
路の簡略化を図ることができる。しかもトランジ
スタQ₅，Q₆は共に汎用性の高いNPN形のもので
構成することができ、制御電源も単一電源方式で
あるので、電源容量も減少し、消費電力も小とな
つて、装置の小形コンパクト化を図り、いわゆる
ハイブリツトIC化を容易にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のトランジスタインバータを例示
したブロツク図、第２図は第１図のベースドライ
ブ回路の回路図、第３図は第２図の動作を説明す
るタイムチヤート図、第４図は本考案の実施例を
示す回路図、第５図は第４図の動作を説明するタ
イムチヤート図である。１：商用交流電源、２：整流回路、３：スイツ
チング回路、４：負荷、５：制御回路、６，７：
ベースドライブ回路、Ｑ：パワートランジスタ、
PQ₁，PQ₂：ホトトランジスタ、Q₁，Q₄，Q₅，
Q₆：トランジスタ、Q₂，Q₃：PNP形トランジス
タ、C₁，C₂：コンデンサ。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

商用交流電源に整流回路を介して複数のパワー
トランジスタをブリツジ形に結線したスイツチン
グ回路を接続し、上記複数のパワートランジスタ
のベースに、制御回路のオン・オフ指令に発光ダ
イオードを介して応動するベースドライブ回路を
接続したトランジスタインバータにおいて、上記
ベースドライブ回路は、制御回路の指令に発光ダ
イオードを介して応動するホトトランジスタPQ₂
を、コレクタは抵抗R₉を介して制御電源Vccに接
続し、エミツタは抵抗R₁₀，R₁₁を介して回路接
地し、上記制御電源Vccに、ベースがホトトラン
ジスタPQ₂のコレクタに接続し、コレクタが抵抗
R₁₂を介して回路接地したPNP形トランジスタQ₃
のエミツタと、ベースが上記抵抗R₁₀とR₁₁の接
続点に接続したエミツタ回路接地のトランジスタ
Q₄のコレクタに接続した抵抗R₁₃と、ベースが抵
抗R₁₇とコンデンサC₁の並列回路を介して上記ト
ランジスタQ₄のコレクタに接続したエミツタ回
路接地のトランジスタQ₆のコレクタに、抵抗R₁₆
を介してエミツタが接続され、ベースが抵抗R₁₅
を介して上記トランジスタQ₃のコレクタに接続
したトランジスタQ₅のコレクタに接続した抵抗
R₁₄とを接続し、上記トランジスタQ₅のエミツタ
を抵抗R₁₈とコンデンサC₂の並列回路を介して上
記パワートランジスタＱのベースに接続して、上
記コンデンサC₂によりパワートランジスタＱと
トランジスタQ₅に同時に逆バイアスをかけるよ
うにしたことを特徴とするトランジスタインバー
タのベース駆動装置。