JP2577800B2 - 自動車用直流電源の電流検出装置 - Google Patents
自動車用直流電源の電流検出装置Info
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- JP2577800B2 JP2577800B2 JP1213623A JP21362389A JP2577800B2 JP 2577800 B2 JP2577800 B2 JP 2577800B2 JP 1213623 A JP1213623 A JP 1213623A JP 21362389 A JP21362389 A JP 21362389A JP 2577800 B2 JP2577800 B2 JP 2577800B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流電流を正確にかつ安定に測定するため
の回路構成から成る自動車用直流電源の電流検出装置に
関するものである。
の回路構成から成る自動車用直流電源の電流検出装置に
関するものである。
第６図は最も一般的な電流検出の方法を示す図面であ
る。第６図において、１は電源負荷３に電流ILを供給す
るための電源、２は電流検出抵抗で、その抵抗値をRSと
する。４はインスツルメンテーションアンプで、その２
つの入力端子41,42間の電圧VIに比例した出力電圧VOUT
を出力端子43に得ることができる。
る。第６図において、１は電源負荷３に電流ILを供給す
るための電源、２は電流検出抵抗で、その抵抗値をRSと
する。４はインスツルメンテーションアンプで、その２
つの入力端子41,42間の電圧VIに比例した出力電圧VOUT
を出力端子43に得ることができる。
第６図において、VI＝IL・RSであから、インスツルメ
ンテーションアンプ４の増幅度をＡとすると、VOUT＝Ａ
・IL・RSとなって電気負荷３に流れる電流ILを測定でき
る。
ンテーションアンプ４の増幅度をＡとすると、VOUT＝Ａ
・IL・RSとなって電気負荷３に流れる電流ILを測定でき
る。
一般的に、検出抵抗２における電圧降下は好ましくな
いので抵抗値RSは可能なかぎり小さく定められる。たと
えば、最大計測電流を100Aとし、このときの検出抵抗２
における電圧降下を10mVにする場合、RSは0.1mΩとな
る。このとき、IL＝10Aとすると、VI＝1mVとなりインス
ツルメンテーションアンプ４で扱う電圧レベルとしては
かなり小さな値である。このような電流検出器は、自動
車の発電機の出力電流測定のためにも用いられるが、こ
の場合、検出器の周囲温度は−40℃から＋100℃まで変
動する。またさらに自動車においては車体が電気的接地
（グランド）として用いられるため、電流検出は電源側
（通常はプラス側）で測定しなければならず、したがっ
て検出抵抗２の電位は車載バッテリの電圧と等しくな
る。自動車用電源は、各種車載電気負荷の変動等の影響
で、通常でも１ボルトを越える変動がある。したがって
インスツルメンテーションアンプ４は１ボルト以上のコ
モンモードノイズのもので1mVていどの微小電圧を増幅
しなければならないことになる。
いので抵抗値RSは可能なかぎり小さく定められる。たと
えば、最大計測電流を100Aとし、このときの検出抵抗２
における電圧降下を10mVにする場合、RSは0.1mΩとな
る。このとき、IL＝10Aとすると、VI＝1mVとなりインス
ツルメンテーションアンプ４で扱う電圧レベルとしては
かなり小さな値である。このような電流検出器は、自動
車の発電機の出力電流測定のためにも用いられるが、こ
の場合、検出器の周囲温度は−40℃から＋100℃まで変
動する。またさらに自動車においては車体が電気的接地
（グランド）として用いられるため、電流検出は電源側
（通常はプラス側）で測定しなければならず、したがっ
て検出抵抗２の電位は車載バッテリの電圧と等しくな
る。自動車用電源は、各種車載電気負荷の変動等の影響
で、通常でも１ボルトを越える変動がある。したがって
インスツルメンテーションアンプ４は１ボルト以上のコ
モンモードノイズのもので1mVていどの微小電圧を増幅
しなければならないことになる。
かかる環境条件のもとで、上述のように1mV以下の電
圧を安定に増幅できるインスツルメンテーションアンプ
を得ることは技術的には不可能でないにしても、それに
要するコストを考慮した場合、現実的ではない。
圧を安定に増幅できるインスツルメンテーションアンプ
を得ることは技術的には不可能でないにしても、それに
要するコストを考慮した場合、現実的ではない。
第７図は、上述の難点を解消する目的で用いられる方
式の原理を示す図面であって、本方式については特開昭
63−228071号公報、特開平１−113674号公報、などに詳
述されている。第７図において５はその一部にスリット
状の切り欠き部を有する強磁性体環であって、これを貫
通するよう導線20が配設され、この導線20に電気負荷３
への給電電流ILが流れる。強磁性体環５の切り欠き部に
はホール素子６が強磁性体環５の切り欠き部の周方向磁
界を測定するように配設される。７はホール素子６に電
流（又は電圧）を供給するための電源、８はホール素子
６の出力電圧を増幅すための増幅器であり、その出力端
子81に得られる電圧をVOUTとする。ホール素子６に印加
される磁界の大きさは、当然導線20を流れる電流ILに比
例するから、ILとVOUTの関係は次式で与えられる。
式の原理を示す図面であって、本方式については特開昭
63−228071号公報、特開平１−113674号公報、などに詳
述されている。第７図において５はその一部にスリット
状の切り欠き部を有する強磁性体環であって、これを貫
通するよう導線20が配設され、この導線20に電気負荷３
への給電電流ILが流れる。強磁性体環５の切り欠き部に
はホール素子６が強磁性体環５の切り欠き部の周方向磁
界を測定するように配設される。７はホール素子６に電
流（又は電圧）を供給するための電源、８はホール素子
６の出力電圧を増幅すための増幅器であり、その出力端
子81に得られる電圧をVOUTとする。ホール素子６に印加
される磁界の大きさは、当然導線20を流れる電流ILに比
例するから、ILとVOUTの関係は次式で与えられる。
VOUT＝Ｋ・IL＋VO ……（１） （１）式において、Ｋは定数であって、磁性体環５の
寸法、ホール素子６の感度、増幅器８の増幅度で決定さ
れるVOはオフセット電圧で、磁性体環５の残留磁気，ホ
ール素子６の不平衡電圧、増幅器８のオフセット電圧で
決定される。第７図に示す方式は、電流を磁界に変換し
てから計測するため、第６図の方式のように検出抵抗２
による電圧降下を懸念する必要がないためにきわめて有
用であるが、（１）式におけるＫおよびVOを安定に一定
の値にするために多くの工夫を有する。すなわち、定数
Ｋを決定する要素の内でホール素子６の感度は、部品ご
との特性のバラツキが大きく、また、温度依存性が大き
い。また、オフセット電圧VOを決める要素の内でホール
素子６の不平衡電圧もまた部品ごとのバラツキが大き
く、温度依存性を有する。このような事から、第７図の
方式による電流検出器においては、ホール素子６の感度
および不平衡電圧のバラツキを補償するために製造工程
において何らかの調整が必要であり、また温度補償を行
う必要がある。ホール素子６の感度および不平衡電圧の
温度依存性（温度特性）は、ホール素子６のタイプ（形
名）が同一であれば同一の傾向を示すものの、全く同一
の温度係数を有することが保証されているわけではな
く、したがって、温度補償を行っても完全に温度依存性
を消し去ることはできない。
寸法、ホール素子６の感度、増幅器８の増幅度で決定さ
れるVOはオフセット電圧で、磁性体環５の残留磁気，ホ
ール素子６の不平衡電圧、増幅器８のオフセット電圧で
決定される。第７図に示す方式は、電流を磁界に変換し
てから計測するため、第６図の方式のように検出抵抗２
による電圧降下を懸念する必要がないためにきわめて有
用であるが、（１）式におけるＫおよびVOを安定に一定
の値にするために多くの工夫を有する。すなわち、定数
Ｋを決定する要素の内でホール素子６の感度は、部品ご
との特性のバラツキが大きく、また、温度依存性が大き
い。また、オフセット電圧VOを決める要素の内でホール
素子６の不平衡電圧もまた部品ごとのバラツキが大き
く、温度依存性を有する。このような事から、第７図の
方式による電流検出器においては、ホール素子６の感度
および不平衡電圧のバラツキを補償するために製造工程
において何らかの調整が必要であり、また温度補償を行
う必要がある。ホール素子６の感度および不平衡電圧の
温度依存性（温度特性）は、ホール素子６のタイプ（形
名）が同一であれば同一の傾向を示すものの、全く同一
の温度係数を有することが保証されているわけではな
く、したがって、温度補償を行っても完全に温度依存性
を消し去ることはできない。
以上述べてきたように、検出抵抗により被測定電流を
電圧に変換する方式では大きなコモンモードノイズの存
在下で微少な直流電圧を増幅しなければならず、また、
電流を磁界に変換してからホール素子で計測する方式で
は、ホール素子の感度および不平衡電圧のバラツキの影
響を少くするための調整が必要であり、また上記２つの
パラメータの温度特性の補償が必要でかつ完全な補償が
困難であるなどの課題が有った。
電圧に変換する方式では大きなコモンモードノイズの存
在下で微少な直流電圧を増幅しなければならず、また、
電流を磁界に変換してからホール素子で計測する方式で
は、ホール素子の感度および不平衡電圧のバラツキの影
響を少くするための調整が必要であり、また上記２つの
パラメータの温度特性の補償が必要でかつ完全な補償が
困難であるなどの課題が有った。
この発明は上記のような課題を解決するためになされ
たもので、コモンモードノイズに強く、無調整でかつ温
度変化に対しても安定な自動車用直流電源の電流検出装
置を得ることを目的とする。
たもので、コモンモードノイズに強く、無調整でかつ温
度変化に対しても安定な自動車用直流電源の電流検出装
置を得ることを目的とする。
この発明に係る自動車用直流電源の電流検出装置は、
電圧降下が問題とならない程度に十分小さな抵抗値の検
出抵抗で電流を電圧に変換し、さらにこの電圧をスイッ
チング回路で交流に変換後トランスを介して交流増幅器
に導いて交流増幅し、交流増幅後の信号を再び直流に変
換する事により、被測定電流の大きさに比例した直流信
号を得るようにしたものである。
電圧降下が問題とならない程度に十分小さな抵抗値の検
出抵抗で電流を電圧に変換し、さらにこの電圧をスイッ
チング回路で交流に変換後トランスを介して交流増幅器
に導いて交流増幅し、交流増幅後の信号を再び直流に変
換する事により、被測定電流の大きさに比例した直流信
号を得るようにしたものである。
この発明における自動車用直流電源の電流検出装置
は、被測定電流に比例した直流電圧をこれに比例した振
幅を有する交流に変換し、本質的に温度，電源電圧変動
の影響を受けにくい交流増幅器により、十分大きなレベ
ルまで増幅した後、交流・直流変換回路によって直流に
変換する。
は、被測定電流に比例した直流電圧をこれに比例した振
幅を有する交流に変換し、本質的に温度，電源電圧変動
の影響を受けにくい交流増幅器により、十分大きなレベ
ルまで増幅した後、交流・直流変換回路によって直流に
変換する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、1,2,3は第６図と同様に１つの閉ループ
を構成するように直列接続された直流電源、検出抵抗、
電気負荷であり、電源１の非接地側に接続された検出抵
抗２に流れる電流ILが被測定電流である。９は交流信号
を発生させるためのスイッチング回路であって、入力端
子91が検出抵抗２の高電位側に、共通端子92がその低電
位側に各々接続されている。10はトランスで、１次側の
入力端子100,101がスイッチング回路９の出力端子94,共
通端子92に接続されている。トランス10の２次側の一端
の出力端子103は接地され、その他端の出力端子102は交
流増幅器11の入力端子110に接続されている。12は交流
・直流変換回路で、入力端子121が交流増幅器11の出力
端子111に接続され、接地された共通端子122と出力端子
123を有している。13は平滑回路で、入力端子131が交流
・直流変換回路12の出力端子123に接続され、接地され
た共通端子132と出力端子133を有している。14は出力端
子141を有する発振器、15は入力端子151が出力端子141
に接続された駆動回路で、その出力端子152がスイッチ
ング回路９の制御入力端子93に接続されている。
１図において、1,2,3は第６図と同様に１つの閉ループ
を構成するように直列接続された直流電源、検出抵抗、
電気負荷であり、電源１の非接地側に接続された検出抵
抗２に流れる電流ILが被測定電流である。９は交流信号
を発生させるためのスイッチング回路であって、入力端
子91が検出抵抗２の高電位側に、共通端子92がその低電
位側に各々接続されている。10はトランスで、１次側の
入力端子100,101がスイッチング回路９の出力端子94,共
通端子92に接続されている。トランス10の２次側の一端
の出力端子103は接地され、その他端の出力端子102は交
流増幅器11の入力端子110に接続されている。12は交流
・直流変換回路で、入力端子121が交流増幅器11の出力
端子111に接続され、接地された共通端子122と出力端子
123を有している。13は平滑回路で、入力端子131が交流
・直流変換回路12の出力端子123に接続され、接地され
た共通端子132と出力端子133を有している。14は出力端
子141を有する発振器、15は入力端子151が出力端子141
に接続された駆動回路で、その出力端子152がスイッチ
ング回路９の制御入力端子93に接続されている。
次に第１図を参照してこの発明の一実施例の動作を説
明る。電源１から検出抵抗２と電気負荷３に電流ILが流
れ、検出抵抗２に流れる電流ILが被測定電流である。ス
イッチング回路９は、入力端子91と共通端子92間に印加
され検出抵抗２両端間の直流電圧VSを制御入力端子93に
印加されるパルス信号に同期的にスイッチングし、出力
端子94と共通端子92間にVSに比例した振幅を有する交流
信号（パルス列）emを発生する。このパルス列emはトラ
ンス10の１次側の入力端子100,101間に印加され、直流
成分が除かれた形でトランス10の２次側の出力端子102,
103間に導かれ、この信号をeSとする。この信号eSは交
流増幅器11の入力端子110に印加され、その出力端子111
に増幅した出力eOを得る。そして、交流・直流変換回路
12は共通端子122と入力端子121間に印加される交流増幅
器11からの交流信号（パルス列）eOの振幅に比例した平
均値を有する脈流信号ePを出力端子123に得る。平滑回
路13は、入力端子131に印加される交流・直流変換回路1
2からの脈流信号ePから交流成分を除き、入力信号（脈
流信号）ePの平均値に比例した直流信号VOUTを出力端子
133に得る。
明る。電源１から検出抵抗２と電気負荷３に電流ILが流
れ、検出抵抗２に流れる電流ILが被測定電流である。ス
イッチング回路９は、入力端子91と共通端子92間に印加
され検出抵抗２両端間の直流電圧VSを制御入力端子93に
印加されるパルス信号に同期的にスイッチングし、出力
端子94と共通端子92間にVSに比例した振幅を有する交流
信号（パルス列）emを発生する。このパルス列emはトラ
ンス10の１次側の入力端子100,101間に印加され、直流
成分が除かれた形でトランス10の２次側の出力端子102,
103間に導かれ、この信号をeSとする。この信号eSは交
流増幅器11の入力端子110に印加され、その出力端子111
に増幅した出力eOを得る。そして、交流・直流変換回路
12は共通端子122と入力端子121間に印加される交流増幅
器11からの交流信号（パルス列）eOの振幅に比例した平
均値を有する脈流信号ePを出力端子123に得る。平滑回
路13は、入力端子131に印加される交流・直流変換回路1
2からの脈流信号ePから交流成分を除き、入力信号（脈
流信号）ePの平均値に比例した直流信号VOUTを出力端子
133に得る。
一方、発振器14は、繰返し周波数ｆのパルス信号出力
端子141を介して駆動回路15の入力端子151に印加する。
駆動回路15は、出力端子152に繰返し周波数がｆで、ス
イッチング回路９をスイッチ動作させるのに必要な直流
レベルと振幅を有するパルス信号eXを発生し、スイッチ
ング回路９の制御入力端子93に印加する。
端子141を介して駆動回路15の入力端子151に印加する。
駆動回路15は、出力端子152に繰返し周波数がｆで、ス
イッチング回路９をスイッチ動作させるのに必要な直流
レベルと振幅を有するパルス信号eXを発生し、スイッチ
ング回路９の制御入力端子93に印加する。
電気負荷３に電流ILが流れている場合について、各部
分の信号波形を参考にしながら、さらにくわしい説明を
行う。第２図（ａ）〜（ｆ）に各部の信号波形を示す。
（ａ）は検出抵抗２の両端電圧VSであり、同時に、スイ
ッチング回路９の入力信号になっており、その値はIL・
RSである。（ｂ）はスイッチング回路９の出力電圧すな
わちトランス10の入力信号emで、繰返し周波数ｆ、振幅
KI・IL・RSのパルス列となっている。ここで、KIはスイ
ッチン回路９の構成およびトランス10のインピーダン
ス、交流増幅器11の入力インピーダンスから決まれ定数
である。（ｃ）はトランス10の出力電圧すなわち交流増
幅器11の入力信号eSで、振幅（ピーク・トウ・ピーク）
がKI・IL・RSのパルス列である。（ｄ）は交流増幅器11
の出力電圧、すなわち交流・直流変換回路12の入力信号
eOで、その振幅はＧ・KI・IL・RSである。ここでＧは交
流増幅器11の増幅度である。（ｅ）は交流・直流変換回
路12の出力すなわち平滑回路13の入力信号ePであり、ロ
ーレベルがゼロ、ハイレベルがK2・Ｇ・K1・IL・RSのパ
ルス列である。ここでK2は交流・直流変換回路12の効率
にかかわる定数である。（ｆ）は平滑回路13の出力信号
VOUTであり、その値はK3・K2・Ｇ・K1・IL・RSである。
K3は信号ePのパルス率（デューティーファクタ）および
平滑回路13の増幅度の積として与えられる定数であり、
ePのデューティーファクタが50％でかつ平滑回路13が単
純なCR低域フィルタの場合はK3＝0.5となる。
分の信号波形を参考にしながら、さらにくわしい説明を
行う。第２図（ａ）〜（ｆ）に各部の信号波形を示す。
（ａ）は検出抵抗２の両端電圧VSであり、同時に、スイ
ッチング回路９の入力信号になっており、その値はIL・
RSである。（ｂ）はスイッチング回路９の出力電圧すな
わちトランス10の入力信号emで、繰返し周波数ｆ、振幅
KI・IL・RSのパルス列となっている。ここで、KIはスイ
ッチン回路９の構成およびトランス10のインピーダン
ス、交流増幅器11の入力インピーダンスから決まれ定数
である。（ｃ）はトランス10の出力電圧すなわち交流増
幅器11の入力信号eSで、振幅（ピーク・トウ・ピーク）
がKI・IL・RSのパルス列である。（ｄ）は交流増幅器11
の出力電圧、すなわち交流・直流変換回路12の入力信号
eOで、その振幅はＧ・KI・IL・RSである。ここでＧは交
流増幅器11の増幅度である。（ｅ）は交流・直流変換回
路12の出力すなわち平滑回路13の入力信号ePであり、ロ
ーレベルがゼロ、ハイレベルがK2・Ｇ・K1・IL・RSのパ
ルス列である。ここでK2は交流・直流変換回路12の効率
にかかわる定数である。（ｆ）は平滑回路13の出力信号
VOUTであり、その値はK3・K2・Ｇ・K1・IL・RSである。
K3は信号ePのパルス率（デューティーファクタ）および
平滑回路13の増幅度の積として与えられる定数であり、
ePのデューティーファクタが50％でかつ平滑回路13が単
純なCR低域フィルタの場合はK3＝0.5となる。
以上をまとめると出力電圧VOUTは VOUT＝K1・K2・K3・Ｇ・RS・IL＝IL・RX ……（２） で与えられる。ここで、RX＝K1・K2・K3・Ｇ・RSであ
る。以上の説明から明らかなように変換パラメータRXを
決定する各定数K1,K2,K3,G,RSは回路設計の段階で一義
的に決定でき、温度変化、部品のバラツキによる誤差は
設計仕様として定めた範囲におさまる事ができる。
る。以上の説明から明らかなように変換パラメータRXを
決定する各定数K1,K2,K3,G,RSは回路設計の段階で一義
的に決定でき、温度変化、部品のバラツキによる誤差は
設計仕様として定めた範囲におさまる事ができる。
第３図はスイッチング回路９の一具体例で、入力端子
91と出力端子94の間に直列接続された２本の抵抗95,96
および抵抗95,96の接続点と共通端子92の間にドレイン
・ソースを接続され、コンデンサ99の一方の端子をゲー
トに接続されたFET97からなっている。FET97のゲート端
子と共通端子92の間に接続された抵抗98はゲートの直流
電位を固定するためのものである。コンデンサ99のもう
一方の端子は駆動回路15の出力端子152に接続される。
コンデンサ99を介してFET97のゲートにプラスのパルス
が印加されるとFET97はオンしてドレイン・ソース間は
ほぼ短絡状態となり、出力電圧emはゼロになる。コンデ
ンサ99を介してFET97のゲートにマイナスのパルスが印
加されるとFET97はオフして前述のように出力端子94にK
1・IL・RSなる電圧を生じる。
91と出力端子94の間に直列接続された２本の抵抗95,96
および抵抗95,96の接続点と共通端子92の間にドレイン
・ソースを接続され、コンデンサ99の一方の端子をゲー
トに接続されたFET97からなっている。FET97のゲート端
子と共通端子92の間に接続された抵抗98はゲートの直流
電位を固定するためのものである。コンデンサ99のもう
一方の端子は駆動回路15の出力端子152に接続される。
コンデンサ99を介してFET97のゲートにプラスのパルス
が印加されるとFET97はオンしてドレイン・ソース間は
ほぼ短絡状態となり、出力電圧emはゼロになる。コンデ
ンサ99を介してFET97のゲートにマイナスのパルスが印
加されるとFET97はオフして前述のように出力端子94にK
1・IL・RSなる電圧を生じる。
第４図はスイッチング回路９の別の実施例であって、
スイッチング素子としてPNPトランジスタ971を用いてい
る。この方式は自動車への応用に適している。すなわち
自動車の場合は単一の直流電源（バッテリ）１ですべて
の電気負荷を動作させているため、スイッチング回路９
の共通端子92の電位と、電流検出装置の動作のための電
源の電位はほぼひとしい。
スイッチング素子としてPNPトランジスタ971を用いてい
る。この方式は自動車への応用に適している。すなわち
自動車の場合は単一の直流電源（バッテリ）１ですべて
の電気負荷を動作させているため、スイッチング回路９
の共通端子92の電位と、電流検出装置の動作のための電
源の電位はほぼひとしい。
したがって第４図において制御入力端子93に印加され
る電圧が駆動回路15によってローレベルとなったとき、
トランジスタ971はオンし、または制御入力端子93が開
放状態になった場合はトランジスタ971はオフし、第３
図と同様の動作をする。第４図のスイッチング回路の場
合は、駆動回路15の出力端子152に接続される出力回路
（図示しない）がNPNトランジスタのオープンコレクタ
形式が適している。
る電圧が駆動回路15によってローレベルとなったとき、
トランジスタ971はオンし、または制御入力端子93が開
放状態になった場合はトランジスタ971はオフし、第３
図と同様の動作をする。第４図のスイッチング回路の場
合は、駆動回路15の出力端子152に接続される出力回路
（図示しない）がNPNトランジスタのオープンコレクタ
形式が適している。
第５図は交流・直流変換回路12の具体的実施例であっ
て、位相検波回路として知られている回路である。第５
図において、入力端子121と出力端子123の間には抵抗12
4とコンデンサ125の直列回路が接続されており、出力端
子123と接地との間にFET126のドレイン・ソースが接続
されている。第１図とはことなり、第５図に示す回路は
制御入力端子127を有しており、この制御入力端子127は
FET126のゲートに接続されるとともに、発振器14の出力
端子141に接続される。
て、位相検波回路として知られている回路である。第５
図において、入力端子121と出力端子123の間には抵抗12
4とコンデンサ125の直列回路が接続されており、出力端
子123と接地との間にFET126のドレイン・ソースが接続
されている。第１図とはことなり、第５図に示す回路は
制御入力端子127を有しており、この制御入力端子127は
FET126のゲートに接続されるとともに、発振器14の出力
端子141に接続される。
第５図の回路によれば、入力端子121に得られる信号
の直流成分はコンデンサ125で完全に除去され、また、
制御入力端子127に印加される信号によりFET126が信号
周波数に同期的にオン・オフするために出力端子123に
得られる信号の平均値から雑音成分が効果的に除かれ
る。これは位相検波回路の持っている大きな特徴であ
る。
の直流成分はコンデンサ125で完全に除去され、また、
制御入力端子127に印加される信号によりFET126が信号
周波数に同期的にオン・オフするために出力端子123に
得られる信号の平均値から雑音成分が効果的に除かれ
る。これは位相検波回路の持っている大きな特徴であ
る。
以上のように、この発明によれば、被測定電流を自動
車用直流電源の正電源側と車載電気負荷との間に接続さ
れた検出抵抗に流すことにより、微小な直流電圧を発生
させ、この直流電圧をスイッチング回路により交流信号
とし、トランスを介して交流増幅器に導いて増幅した
後、直流信号に変換して出力を得るように構成したの
で、周囲温度が大きく変動し、接地側が車体であり電流
検出は電源側で測定しなければならず、また、車載電気
負荷の変動の影響により大きく電圧変動が生じる自動用
直流電源の正電源側と車載電気負荷との間に接続された
検出抵抗に流に流れる被測定電流を検出する場合であっ
ても、コモンモードノイズに強く、温度変化や部品のバ
ラツキに影響される事なく、また被測定回路に過度の電
圧降下を生ずることなく安定に直流電流を測定できると
いう効果がある。
車用直流電源の正電源側と車載電気負荷との間に接続さ
れた検出抵抗に流すことにより、微小な直流電圧を発生
させ、この直流電圧をスイッチング回路により交流信号
とし、トランスを介して交流増幅器に導いて増幅した
後、直流信号に変換して出力を得るように構成したの
で、周囲温度が大きく変動し、接地側が車体であり電流
検出は電源側で測定しなければならず、また、車載電気
負荷の変動の影響により大きく電圧変動が生じる自動用
直流電源の正電源側と車載電気負荷との間に接続された
検出抵抗に流に流れる被測定電流を検出する場合であっ
ても、コモンモードノイズに強く、温度変化や部品のバ
ラツキに影響される事なく、また被測定回路に過度の電
圧降下を生ずることなく安定に直流電流を測定できると
いう効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示した回路各部の信号波形図、第３図，第４図はス
イッチング回路の具体的構成例を示す回路図、第５図は
交流・直流変換回路の具体的構成例を示す回路図、第６
図，第７図は従来技術を説明するための回路を示す図で
ある。 図中、２……検出抵抗、９……スイッチング回路、10…
…トランス、11……交流増幅器、12……交流・直流変換
回路、13……平滑回路、14……発振回路、15……駆動回
路。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
図に示した回路各部の信号波形図、第３図，第４図はス
イッチング回路の具体的構成例を示す回路図、第５図は
交流・直流変換回路の具体的構成例を示す回路図、第６
図，第７図は従来技術を説明するための回路を示す図で
ある。 図中、２……検出抵抗、９……スイッチング回路、10…
…トランス、11……交流増幅器、12……交流・直流変換
回路、13……平滑回路、14……発振回路、15……駆動回
路。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】自動車用直流電源の正電源側と負電源側を
車体等を介して片側接地で共通の帰還路となす車載電気
負荷との間に接続され被測定電流を流す検出抵抗と、該
検出抵抗の両端に生ずる電圧を一つの入力とし、制御入
力端子に印加される信号に従って前記入力信号をスイッ
チングしてパルス信号に変換するスイッチング回路と、
該スイッチング回路の出力を入力とするトランスと、該
トランスの出力を入力とする交流増幅器と、該交流増幅
器の出力を直流に変換する交流・直流変換回路と、入力
端子が該交流・直流変換回路の出力端子に接続された平
滑回路と、発振器からの信号を入力として前記スイッチ
ング回路の制御入力端子にパルス信号を与える駆動回路
とを備えた自動車用直流電源の電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1213623A JP2577800B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | 自動車用直流電源の電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1213623A JP2577800B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | 自動車用直流電源の電流検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0377070A JPH0377070A (ja) | 1991-04-02 |
| JP2577800B2 true JP2577800B2 (ja) | 1997-02-05 |
Family
ID=16642231
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1213623A Expired - Lifetime JP2577800B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | 自動車用直流電源の電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2577800B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2910173B1 (fr) | 2006-12-18 | 2012-05-04 | Schneider Electric Ind Sas | Dispositif de mesure de courant a isolation electrique, declencheur electronique, et disjoncteur comportant un tel dispositif |
| JP2011226886A (ja) * | 2010-04-19 | 2011-11-10 | Miyama Electric Co Ltd | 電流検出抵抗モジュール |
| US9486573B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-11-08 | Bayer Healthcare Llc | Fluid delivery system and method of fluid delivery to a patient |
| RU2016105099A (ru) | 2013-07-17 | 2017-08-22 | БАЙЕР ХелсКер ЛЛСи | Устройство для инфузий с картриджем, используемое внутри тоннеля |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5989269U (ja) * | 1982-12-07 | 1984-06-16 | 富士電機株式会社 | 電流検出回路 |
| JPS6267274U (ja) * | 1985-10-17 | 1987-04-27 |
-
1989
- 1989-08-19 JP JP1213623A patent/JP2577800B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0377070A (ja) | 1991-04-02 |
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