JPH0344718A - 電源電圧に独立して周波数可変の発振器を有する集積回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 従来の技術 多くの集積回路では、利用可能なりロックを備えること
が必要である。例えば、信号処理プロセッサは、どのよ
うな場合でも、実施される処理動作の円滑な逐次的動作
のためのクロックを必要とする。

クロックは、集積回路の内部発振器によって生皮される
か、または、クロック信号が集積回路の外部から、クロ
ック信号のために特に備えられた端子に印加される。

外部のクロックを使用する場合には、集積回路のユーザ
がこのクロックを備えることが必要になり、これによっ
て、間接的だが、ユーザにとってクロックのコストが高
くなる。また、集積回路がクロック専用の端子を備える
ことが必要になる。

発振器が集積回路上に作り込までいる場合は、所望の周
波数を正確に得ることは困難である。実際、使用した技
術によって製造上のバラツキが生じるので、十分な精度
で所与の周波数を得ることは不可能である。同一製造ラ
インで製造された２つの同一発振器におけるそのままで
の発振周波数のバラツキは、簡単に１００％かそれ以上
になる。

これは、製造プロセスにドーピング、高温での不純物拡
散、薄膜絶縁体層の堆積等の段階が含まれることを原因
とする。１つの回路から次の回路へとこれらの段階の再
現性を完全に制御するのはあまり容易ではない。

更に、発振器が集積回路上に作り込までいる場合は、発
振周波数は、製造上のバラツキだけでなく、回路の電源
電圧によっても変動する。その理由は、発振器の周波数
が、発振器を流れる電流に関係し、そして、その電流は
、回路の電源電圧に関係するためである。

発振周波数はあまり重要ではない場合には、クロック信
号を受けるための外部端子を備えることなく、集積回路
内に発振器を完全に集積化することは容認することがで
きる。反対に周波数が極めて重要なパラメータである場
合に通常使用される方法は、集積回路の外部に、集積回
路内に存在する発振器を調節するための部品（通常、抵
抗器またはコンデンサ）を接続することである。これら
の調節部品は、製造上のバラツキがないか、または、選
択されているので、その値は極めて正確に知られている
。しかし、問題点は、これらの調節部品を集積回路の発
振器に直接接続しなければならず、従って、集積回路が
特にこの目的のための専用の追加の外部ピンを備えるこ
とが必要になるということである。外部ピンは集積回路
のコストを高くする最大の要因なので、できる限り避け
るべきである。

信号処理プロセッサ、すなわち、命令による制御下で様
々な信号処理作業を実施することのできる電子回路では
、マイクロプロセッサによって実施されるタスクを逐次
的に実行させるタロツクは極めて重要な回路要素であり
、その周波数は適切に決定されなければならない。現在
製造されている信号処理回路では、クロックは、外付け
であるか、内蔵されている場合でも、外部の精密な部品
（水晶素子、抵抗器、コンデンサ等）によって調節され
る。

発明が解決しようとする課題 本発明の目的は、上記の欠点を持たず、特に、電源電圧
に依存して発振周波数が変動する欠点を持たない内部ク
ロックを備える集積回路を提供することにある。

本発明の別の目的は、理論上では同一の回路間の製造上
のバラツキによって生じる欠点を持たない回路を提供す
ることにある。

本発明の別の目的は、周波数が容易に且つ正確に決定さ
れるクロックを備え、外部調節部品を内部の発振器に接
続するための特殊なコネクタビンを備える必要のない集
積回路を製造することを可能にすることである。

さらに、本発明の目的は、それ自体の動作用のクロック
を備え、このクロックの周波数がプロセッサ自体によっ
て容易に決定でき、且つ電源電圧では変動しない信号処
理プロセッサを製造することである。

課題を解決するための手段 本発明は、これらの種々の目的を果たすために、コンデ
ンサと該コンデンサを充放電する手段とを有するし張発
振器と、前記コンデンサの端子間電圧が低閾値Ｖｂ以下
になったとき前記コンデンサの充電を起動し前記コンデ
ンサの端子間電圧が高閾値Ｖｈ以上になったとき前記コ
ンデンサの放電を起動する閾値比較器とを有する集積回
路にして、前記し張発振器は、該し張発振器の周波数を
調整するデータを保持するレジスタを有し、該レジスタ
は、その内容に応じて複数の単位電流源の選択的並列接
続を制御して、前記コンデンサの充電電流及び放電電流
が、並列接続された前記単位電流源の電流に対応するよ
うにし、更に、前記閾値比較器は、前記高閾値Ｖｈと前
記低閾値Ｖｂの差が前記コンデンサの充放電電流に比例
するように該高閾値Ｖｈと該低閾値Ｖｂとを設定するこ
とを特徴とする集積回路を提供するものである。

上記した比例性により、発振周波数を電源電圧に対して
独立させることができる。（電源電圧は、単位電流源の
値を大きく変動させるが、後述することか明らかなよう
に、発振器の発振周波数には影響しない。） レジスタには、発振器の周波数か、または、発振器の基
本発振周波数の補正を表す数値がロードされる。後述す
るように、この数値（デジタル値〉は、製造上のバラツ
キのために発振トラ〉′ジスタの基本周波数が不確かで
あるために必要な補正データを考慮することができる。

単位電流源は、例えば純粋な２進コードにより重み付け
られた値を有し、レジスタの各ビットが対応する重みを
有している。

集積回路が信号処理プロセッサを内蔵する場合そのプロ
セッサがレジスタに所望な値をロードできることが好ま
しい。この値は、必要ならば、同一基板上に形成された
不揮発性メモ！Ｊ　　（ＥＰＲＯＭまたはＥＥＰＲＯＭ
）の内容から与えられる。

このメモリは、（封止後の）電気的なテストの過程で集
積回路ごとに設定される正確な周波数補正データを含む
ようにできる。

信号処理プロセッサの場合、周波数調整データは、プロ
セッサのデータ入／出力端子を介して与えることもでき
る。それらデータ入／出力端子は、集積回路に必ず設け
られている外部端子であり、周波数調整素子（抵抗また
はコンデンサ）の接続のために付加接続端子を設ける必
要はない。

本発明は、発振器が、信号処理プロセッサの動作のため
のクロック信号を生成するために使用される場合に、特
に効果的である。

発振器の好ましい実施例は以下のような構成をとる。コ
ンデンサの充放電電流は、２つのトランジスタとその間
に接続された抵抗とからなる直列回路によって発生され
る電流をコピーすることにより生成される。比較器の閾
値を設定するために、２つのトランジスタの直列接続回
路が使用される。

それらトランジスタの一方は、コンデンサを充電する（
またと放電する）トランジスタに対する電流ミラーとし
て設けられている。他方のトランジスタは、そのゲート
がコンデンサに接続されており、そして形状寸法が、コ
ンデンサを放電（または充電〉するための電流を与える
トランジスタのゲート−ソース間電圧に実質的に等しい
電圧を受けたとき一方のトランジスタの電流と実質的に
等しい値の電流を流すように選択されている。

上述した抵抗は、好ましくは、互いに電流ミラーとして
設けられているトランジスタを含む数個の電流分路の並
列接続により発生する電流が流れるように接続されてい
る。なお、電流分路のトランジスタは、ゲートとドレイ
ンとが互いに接続されており、互いに対して重み付けし
た形状寸法を有しており、電流分路は、レジスタによる
制御により並列に接続される。

その他の特徴及び利点は、添付図面を参照して行う以下
の実施例の説明によってより明らかになろう。

実施例 本発明の説明は、特に、マイクロプロセッサを備え、マ
イクロプロセッサによって実行されるタスクを逐次実行
させるために使用されるクロック周波数を決定する発振
器○ＳＣを使用する集積回路の実施例を参照して行う。

発振器は、マイクロプロセッサと同じ半導体基板上に完
全に集積化されている。この発振器は、周波数可変発振
器である。その周波数は、レジスタＲ１の制御の下で調
節され、そのレジスタの内容はマイクロプロセッサによ
ってロードされる。

図面には、マイクロプロセッサを極めて部分的に図示し
た。標準的な場合は、このマイクロプロセッサは、特に
メモリ　（ＲＡＭ、ＲＯＭまたは不揮発性メモリ〉との
データ交換が可能なデータバスＤＢ　（またはアドレス
及びデータバス〉に接続された中央処理装置ＣＰＵ、集
積回路の入力／出力ポート及び集積回路の内部レジスタ
を備える。

バスＤＢに接続されたメモリの中には、電気的にプログ
ラム可能なメモリＭ１、好ましくは、電気的に消去可能
且つプログラム可能な読出し専用メモリ　（ＥＥＰＲＯ
Ｍ）を備える。

メモリＭｌは、回路内で様々に使用される。すなわち、
特に、本発明の周波数調節専用というわけではない。本
発明によると、メモリの特定の区域を、発振器が備える
べき周波数に関するデータを含むために使用する。

データバスＤＢに接続されたレジスタの中には、動作中
メモ’ＪＭＩに含まれたデータを保持するための専用レ
ジスタＲ１が備えられている。これは、発振器の周波数
の自動調節を制御するレジスタＲ１である。また、この
調節が実施される方法を以下に記載する。

集積回路の製造後、通常、テストを実施する。

回路をパッケージ内に封止した後、外部アクセスビンだ
けにアクセスできる時、特に、テストを実施する。これ
らのテストの際、発振器○ＳＣのそのままでの発振周波
数の測定を実施する。その測定値から、発振器の周波数
と望ましい周波数との差を求める。この差は、様々な技
術的な製造段階でのパラメータ（時間、温度、量等）の
制御できないバラツキによるものである。

次に、この差に対応する情報をメモリＭｌ内に格納する
ための命令が与えられる。マイクロプロセッサは、この
格納自体を実行することができる。

集積回路の使用の際して、この情報は、発振器の周波数
が所望の値になるように発振器の周波数を系統的に補正
するために使用される。

例えば、集積回路をパワーオンすることによって、メモ
リＭｌに含まれる訂正情報をレジスタＲ１に転送する系
統的なステップを実行するようにすることができる。

マイクロプロセッサに電力が供給されている限り、レジ
スタＲ１はこのデータを保持し、発振器○ＳＣの周波数
を恒久的に訂正する。

発振器が、マイクロプロセッサのクロック信号をセット
することのできる発振器である場合、始動時に比較的低
い周波数で発振器を作動させるのが好ましい。この目的
のため、始動時には、パワーオンになると、レジスタＲ
１が系統的に０にリセットされる（これは、通常、あら
ゆるマイクロプロセッサに設けられている初期化により
実行されていることである）。このレジスタの０の内容
は、比較的低い周波数と対応するものと考えられる。次
に、プロセッサの起動プログラムは、レジスタをロード
して、所望の動作周波数を得る。

１つの訂正バイト　（８ビツト）では、例えば、約２０
０％の技術的なバラツキの範囲内において２％づつ周波
数を補正することができる。

第１図に図示した発振器○ＳＣは、調節可能な充電電流
ｉによって充電され、好ましくは充電電流に等しく且つ
コンデンサを逆方向に流れる放電電流によって放電され
るコンデンサＣを使用する「し偏見振器」である。

発振器全体は、２つの電源端子、の間で電力供給されて
いる。その端子の１つの電位Ｖｓｓは低く、もう一方の
端子の電位Ｖｃｃは高い。

充電電流は、例えば、（一端がＶｓｓに接続された）コ
ンデンサとＶｃｃとの間に接続された複数の電流源から
なる１組の電流源によって生成される。

これらの電流源は、並列に配置されており、レジスタＲ
１内に含まれるデータに応じて、このレジスタＲ１の制
御下で様々な値の充電電流を与える。

放電電流も、同様に、コンデンサの端子に接続された１
組の電流源によって生成される。これらの電流源も、並
列に配置されており、レジスタＲ１内に含まれるデータ
に応じて、このレジスタＲ１の制御下で様々な値の放電
電流を与える。

最も簡単な方法は、二進重み付けを使用することである
。この方法では、レジスタＲ１内に格納されたビットは
、その重みが多くなる順に、すなわち、有意の順に配置
され、各ビットは、それぞれ対応する重み付は値を有す
る電流源を制御する。

従って、レジスタの第１番目のビット（最下位ビット〉
は、値Ｉの充電電流源を制御し、同時に、同じ値Ｉの放
電電流源を制御する。レジスタの第２のビットは、値２
Ｉの充電電流源と値２■の放電電流源を制御し、以下同
様に、第ｎ番目のビットは、値２°Ｉの充電電流源及び
放電電流源を制御する。

従って、レジスタの内容によって、０から（２”’−１
）Ｉの範囲で値１つづ変化する充電及び放電電流ｉが得
られる。この電流は、主充放電電流であってもよいし、
または、基本充放電電流Ｉ。と並列に置かれて、レジス
タが、この基本の充放電電流Ｉ。を補正するために使用
される（レジスタの内容が０の時充電電流はＩ。である
）ようにしてもよい。

電流工。と、レジスタによって個々に動作状態に置かれ
た電流との和によって形成される充電電流ｉは、コンデ
ンサの充電中だけ閉じているスイッチＫｃによってコン
デンサＣに流れる。

放電電流ｉは、逆に、放電中だけ閉じているスイッチＫ
ｄによって流れる。

スイッチＫｃ及びＫｄは、コンデンサに接続された閾値
比較器ＧＯＭＰ１及びＣＯＭＰ２によって互いに逆相に
切り変えられる。閾値比較器Ｃ○ＭＰＩは、その端子の
電圧が高い閾値Ｖｈに達すると、コンデンサの充電を停
止して放電を開始させる機能を有する。閾値比較器ＧＯ
ＭＰ２は、コンデンサの端子の電圧が低い閾値Ｖｂにな
ると、コンデンサの放電を停止して充電を再開させる機
能を有する。これらの比較器の出力を受ける論理回路Ｃ
Ｌ（Ｒ３型フリップフロップ回路）は、スイッチＫｃ及
びＫｄの制御信号を出力する。この、論理回路ＣＬの出
力Ｓは、発振器○ＳＣの出力でもある。この出力は、レ
ジスタＲ１によって調節可能な充放電電流の値、コンデ
ンサＣの値、さらに、比較器ＣＯＭ、Ｐｉ及びＣＯＭＰ
２の高い閾値Ｖｈと低い閾値Ｖｂとの間の差の値に関係
する周波数の矩形波パルスを与える。

技術的には一般に、電流Ｉ及び■。が、電源電圧Ｖｃｃ
Ｏ値に関係するので、比較器ＣＯＭＰ　１及びＣＯＭＰ
２は、充電電流源及び放電電流源■。、Ｉ、２１等の同
様に製造された電流源によって構成されるように設計さ
れる。さらに詳しく言えば、比較器ＣＯＭＰ１及びＣＯ
ＭＰ２は、閾値の差Ｖｈ−Ｖｂが単位電流源の電流Ｉに
比例するようになるように構成される。従って、充電期
間及び放電期間は、電圧Ｖｃｃには無関係になる。単位
電流Ｉが小さくなりその結果ゆっくりと充電される場合
、電圧Ｖｈ−Ｖｂの差は、その電流で充電期間を決定す
るので、比例して小さくなる。全体として、充放電期間
すなわち発振器の発振周波数は、一定しており、電源電
圧の変動による電流の変動に関係しない。発振器の発振
周波数は、回路の製造上のパラメータ特に抵抗Ｒ１及び
コンデンサＣの値だけに関係する。

集積回路の製造技術において、たとえ電流の絶対値も電
源電圧に対する関係も知ることはできなくとも、正確な
比例係数で互いに比例関係にある値を有する電流源を作
成することは可能である。

レジスタＲ１が主に技術的なバラツキに関する周波数の
補正のために使用される時、このレジスタによって、コ
ンデンサＣの値（技術的なバラツキの影響を受けている
）を考慮することができる。

第２図は、本発明による発振器の典型例を示す詳細図で
ある。

構成の都合上、コンデンサＣを充電する電流は、本実施
例では、レジスタＲ１により制御される複数の電流源の
並列接続によって直接得てはいない。

その充電電流は、基準電流をコピーする電流ミラーから
得る。しかし、その電流は、レジスタＲ１の内容に間接
的に関係している。

その基準電流は、固定していない。基準電流はレジスタ
の内容に関係して変化し、比較器ＣＯＭＰ１及びＣＯＭ
Ｐ２の比較用閾値を設定するトランジスタのゲート−ソ
ース間電圧を規定するために使用される。

参照符号Ｉｒで示す基準電流は、以下の方法により抵抗
Ｒに生成される。レジスタＲ１により制御される重み付
けされた１組の単位電流源が、低電圧端子Ｖｓｓと抵抗
Ｒの第１の端子との間に並列接続されている。レジスタ
に制御されるこれら電流源は、Ｎチャネルトランジスタ
ＭＩＯ１Ｍｌｌ、Ｍ１２等により構成されている。それ
らＮチャネルトランジスタＭＩＯ１Ｍｌｌ、Ｍ１２等は
全て電流ミラーとして設けられ、そられの形状寸法は、
レジスタＲ１のビットの重みに対応する重みに従って互
いに正確に決定されている。トランジスタＭＩＯは、基
準電流１ｏを規定し、トランジスタＭｌｌは、値Ｉの単
位電流源に対応している。トランジスタＭ１２は、２倍
の電流２■の単位電流源に対応している。

以下同様である。実際、それらトランジスタの１つ１つ
は、そのゲートがそのドレインに接続されている。そし
て、これら電流源は、それぞれトランジスタによって形
成されているスイッチによって、レジスタの対応するビ
ットの制御の下に動作状態に置かれまたは遮断状態に置
かれる。そのスイッチを構成するトランジスタは、互い
に別々にオンオフして、トランジスタＭＩＯ１Ｍｌｌ、
Ｍ１２等のゲート−ソース間電圧を打ち消す。

対称的に、ＰチャネルトランジスタＭ２０、Ｍ２１、Ｍ
２２等により構成されているもう１組の単位電流源が、
高電圧端子Ｖｃｃと抵抗Ｒの第２の端子との間に（レジ
スタの対応するビットの状態に応じて）並列接続されて
いる。それらＰチャネルトランジスタＭ２０、Ｍ２ＣＭ
２２等は全て電流ミラーとして設けられ、そられの形状
寸法は、それらを動作状態または非動作状態に置くレジ
スタＲ１の対応するビットの重みと同じ重みに従って互
いに正確に決定されている。それらトランジスタの１つ
１つは、そのゲートがそのドレインに接続されている。

ここで、「電流ミラー」接続とは、ソースを一緒に接続
し、ゲートも一緒に接続して、導通電流が、その形状寸
法、すなわちゲート幅−ゲート長比に比例する非常に標
準的なトランジスタの接続方法を意味する。

回路が動作するとき、電流１ｒは抵抗Ｒを流れる。この
電流Ｉｒは、全電流源の電流の和である。

電流■が、形状寸法が最も低い重みに対応し、レジスタ
Ｒ１の最下位ビットにより制御されるトランジスタＭｌ
ｌ及びＭ２１を流れる電流である場合、電流Ｉｒは以下
のようになる。

Ｉｒ＝（Ｋ＋Ｋｏ）１ 但し、Ｋ（２進数）はレジスタの内容を表し、Ｋｏ　　
（必ずしも整数ではない）は、基本電流１゜と最下位単
位電流源Ｉとの比を表す。

従って、電位差Ｒ１ｒが抵抗の両端間に生じる。

その結果、電位差ＶＧＮが、ＮチャネルトランジスタＭ
ＩＯ１Ｍｌｌ、Ｍ１２等のゲートとソースとの間に生じ
、電位差ＶＧＰが、ＰチャネルトランジスタＭ２０、Ｍ
２１、Ｍ２２等のゲートとソースとの間に生じる。従っ
て、 Ｖｃｃ−Ｖｓｓ−（ＶＧＮ＋ＶＧＰ） ＝ＲＩｒ　＝Ｒ（Ｋ　＋　Ｋｏ）　　１かくして、電圧
ＶＧＮ及びＶＧＰを基準電流Ｉｒに関連付ける式が導か
れる。ゲート−ソース間電圧ＶＧＮ及びＶＧＰは、正確
な制御なしに、トランジスタの特性、抵抗Ｒの値及び電
源電圧Ｖｃｃ−Ｖｓｓに関係し、更に、レジスタの内容
に既知の方法により直接関係する。電圧ＶＧＮ及びＶＧ
Ｐは比較器の基準電圧としても機能する。

本発明による発振器の構成原理は、後述するように、（
電流ミラーを使用して）電流■に比例するコンデンサＣ
の充電電流を設定し、（同様にミラーを使用して）Ｖｃ
ｃ−Ｖｓｓ−ＶＧＮ−ＶＧＰにまさに等しい比較器閾値
差を設定することからなり、その結果として、（既知の
方法による調整可能である）レジスタの内容Ｋに関係す
る比例係数で電流Ｉに充電電流を比例させる。

Ｖｈ−Ｖｂを充放電電流に比例させる第２図の実施例で
実施されている原理は、充放電電流をレジスタＲ１で直
接制御するのではなく電流ミラーだけを介して制御する
ことを必要とする。しかし、これにより、比較器ＣＯＭ
Ｐ　１及びＣＯＭＰ２がそれぞれたった２つのトランジ
スタで簡単に構成できる。

スイッチＫｃによる充電期間中に発生するコンデンサＣ
の充電電流は、電流源Ｍ２０．　Ｍ２１、Ｍ２２等に対
する電流ミラーとして設けられたＰチャネルトランジス
タＭ４により与えられる。そのトランジスタは、■に比
例した充電電流、例えば単純に考えてその形状寸法がト
ランジスタＭ２１と同一であれば、Ｉに等しい充電電流
を与える。

同一の方法により、スイッチＫｄによる放電期間中に発
生するコンデンサＣの放電電流は、電流源ＭＩＯ１Ｍｌ
ｌ、Ｍ１２等に対する電流ミラーとして設けられたＮチ
ャネルトランジス７Ｍ３により与えられる。そのトラン
ジスタは、■に比例した放電電流、例えば単純に考えて
その形状寸法がトランジスタＭｌｌと同一であれば、■
に等しい放電電流を与える。

第２ｖ！Ｊから明らかなように、充電中、トランジスタ
Ｍ４はコンデンサＣの端子Ａと電源端子Ｖｃｃとの間に
接続される。コンデンサＣの他端は接地（Ｖｓｓ）され
ている。一方、トランジスタＭ３は切り離されている。

放電中は、トランジスタＭ４が端子Ａから切り離され、
トランジスタＭ３が端子ＡとＶｓｓとの間に接続される
。

かくして、単位電流源の基本電流Ｉのみに依存する充放
電電流が、コンデンサに与えられる。集積回路の様々な
トランジスタの寸法比の精度は、ここに開示する応用例
では十分に高いと考えられる。

比較閾値Ｖｈ及びＶｂは、Ｖｈ−ＶｂがＶｃｃ−Ｖｓｓ
−ＶＧＮ−ＶＧＰに等しい従ってＩに比例しているよう
に設定され保持される。

高閾値Ｖｈを規定する第１の比較器ＣＯＭＰＩは、Ｖｃ
ｃとＶｓｓとの間に直列に接続された２つのトランジス
タＭ７及びＭ８で構成される。トランジスタＭ７は、既
に述べた他のＮチャネルトランジスタに対する電流ミラ
ーとして設けられているＮチャネルトランジスタである
。従って、■に比例した電流、好ましくは、形状寸法が
トランジスタＭｌｌと同一であればＩと等しい電流を流
すように機能する。トランジスタＭ８はＰチャネルトラ
ンジスタであり、そのゲートはコンデンサの端子Ａで制
御される。従って、トランジスタＭ８は、コンデンサ充
電電圧に関係して、導通しまた遮断する。もしトランジ
スタＭ７の形状寸法が電流工を流すように決定されてい
るならば、トランジスタＭ８の形状寸法は、トランジス
タＭ８のゲート−ソース間電圧がトランジスタＭ２０、
Ｍ２１、Ｍ２２などと実質的に同一になったとき電流工
を流すように決定する。

低閾値Ｖｂを規定する第２の比較器ＣＯＭＰ２は、Ｖｃ
ｃとＶｓｓとの間に直列に接続された２つのトランジス
タＭ５及びＭ６で構成される。トランジスタＭ５はＮチ
ャネルトランジスタであり、そのゲートはコンデンサの
端子Ａで制御される。トランジスタＭ６は、既に述べた
他のＰチャネルトランジスタに対する電流ミラーとして
設けられているＰチャネルトランジスタである。従って
、■に比例した電流、好ましくは、形状寸法がトランジ
スタＭ２１と同一であれば■と等しい電流を、Ｍ５及び
Ｍ６の分路に流すように機能する。もしトランジスタＭ
６の形状寸法が電流Ｉを流すように決定されているなら
ば、トランジスタＭ５の形状寸法は、トランジスタＭ５
のゲート−ソース間電圧がトランジスタＭＩＯ１Ｍｌｌ
、Ｍ１２などと実質的に同一になったとき電流Ｉを流す
ように決定する。

比較器は以下のように動作する。（スイッチＫｃが開底
してスイッチＫｄが開放した）コンデンサの充電期間で
は、トランジスタＭ７は、電流ミラー効果により電流Ｉ
を流し、一方、トランジスタＭ８は、そのゲート−ソー
ス間電圧が最初ＶＧＰより小さいので、電流Ｉより大き
な電流を流す。

（トランジスタＭ８は、そのゲート−ソース間電圧がＶ
ＧＰであるとき、電流Ｉを流すようにその形状寸法が決
定されている。）その結果、不平衡が生じ、（トランジ
スタＭ７とＭ８との間の〉ノードＢの電位をＶｃｃに向
かって上昇させる。同様に、コンデンサの充電期間中、
トランジスタＭ６は、電流ミラー効果により電流■を流
し、一方、トランジスタＭ５は、そのゲート−ソース間
電圧が最初ＶＧＮより大きいので、電流Ｉより大きな電
流を流す。（トランジスタＭ５は、そのゲートソース間
電圧がＶＧＮであるとき、電流■を流すようにその形状
寸法が決定されている。）その結果、不平衡が生じ、（
トランジスタＭ５とＭ６との間の）ノードＤの電位をＶ
ｓｓに向かって下降させる。

決定論理回路ＣＬは、ここではＲ３型フリップフロップ
である。その人力はノードＢ及びＤに接続されている。

人力りが起動入力であり、入力Ｂが復帰入力であると考
えることができる。フリップフロップは、入力りが低論
理状態から高論理状態に変化するときだけスイッチＫｃ
を閉成しスイッチＫｄを開放するように状態を反転する
。そして、フリップフロップは、入力Ｂが低論理状態に
変化するときだけスイッチＫｄを閉或しスイッチＫｃを
開放するように状態を反転する。ノードＢ及びＤのその
他の方向の変化はフリップフロップの状態をなんら変化
させない。

従って、コンデンサの充電期間中、充電スイッチＫｃの
閉成状態は、ノードＢの高論理状態により確保される。

ノードＡの電位が値Ｖｃｃ−ＶＧＰに到達すると、トラ
ンジスタＭ８は電流Ｉを流すようにバイアスされる。ノ
ードＢはＶｓｓに向かって降下しその論理状態を変化す
る。これは、決定論理回路ＣＬを反転させ、スイッチＫ
ｃ及びＫｄの状態を逆転させる。値Ｖｃｃ−ＶＧＰは、
比較器ＣＯＭＰ１の高閾値Ｖｈを表している。

かくして、コンデンサの放電が開始する。まず、トラン
ジスタＭ８の電流が値１以上に上昇し始める。これによ
り、ノードＢを高論理状態にリセットする。しかし、こ
の時はノードＤの作用だけにより状態を変化できるので
、これはフリップフロップの状態になんら影響しない。

その後、トランジスタＭ６が電流■を流し、トランジス
タＭ５が電流Ｉ以上の電流を流し、ノードＤがＶｓｓに
向かって降下する。ノードＡの電位が値Ｖｓｓ＋ＶＧＨ
に到達すると、トランジスタＭ５のゲート−ソース間電
圧が、トランジスタＭ６と同様な電流■を流すに必要な
電圧にちょうどなる。かくして、ノードＤの論理状態が
高論理状態に変化する。従って、フリップフロップの決
定論理回路ＣＬは、再び充電期間を開始するように状態
を反転する。比較器Ｃ０ＭＦ２の低閾値Ｖｂは従ってＶ
ｓｓ＋ＶＧＮである。

高閾値Ｖｈと低閾値Ｖｂとの差Ｖｈ−Ｖｂは、Ｖｃｃ−
Ｖｓｓ−ＶＧＮ−ＶＧＰに等しい。

これが正に望んだそのものである。

この結果、コンデンサＣの充放電電流は、■に等しく、
従って、上述したよう′に、Ｉｒ／（Ｋ＋Ｋｏ）に、そ
れ故、（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ−ＶＧＮ−ＶＧＰ＞／Ｒ（Ｋ＋
Ｋｏ）　　に等しく、従って、Ｖｃｃ−Ｖｓｓ　−ＶＧ
Ｎ−ＶＧＰ）にそれ故Ｖｈ−Ｖｂに比例している。

発振器の周期Ｔは、充放電動作が完全に線型であると仮
定するならば、以下のようになる。

Ｔ＝２Ｃ（Ｖｈ−Ｖｂ）／Ｉ それ故、 Ｔ＝　２　Ｃ（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ−ＶＧＮ−ＶＧＰ）　／
　１となり、 Ｉ　＝（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ−ＶＧＮ−ＶＧ　Ｐ）／　Ｒ（
Ｋ＋Ｋｏ）であるので、周期Ｔは、 Ｔ＝２ＣＲ（Ｋ＋Ｋｏ） となる。

かくして、周期Ｔは、電源電圧に独立している。

周期Ｔは、抵抗Ｒ及びコンデンサの容量Ｃとレジスタの
内容にのみ関係する。ここで、抵抗Ｒ及びコンデンサの
容量Ｃは、製造技術とそのバラツキに関係するが、係数
ＫＯは、トランジスタの形状寸法の比であるので、正確
に知ることができる。

には、意図的に選択されるレジスタの内容であり、抵抗
Ｒ及びコンデンサの容量Ｃの制御できない技術的なバラ
ツキに対応して周波数を調整するために利用できるもの
である。

発明の効果 本発明による集積回路は、困難な伴うことなく、そして
、従来技術の問題点もなく、特に、電源電圧に独立した
周波数を有する純粋な内部発振器を集積回路内に作成す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による集積回路のｌ実施例の概略図で
ある。第２図は、ＣＭＯ３技術による発振器の典型例を
示す詳細図である。 （主な参照番号） Ｒ１・・・レジスタ　　Ｍｌ・・・メモリＤＢ・・・デ
ータバス　Ｃ・・・コンデンサ○ＳＣ・・・発振器　　
Ｋｃ、Ｋｄ・・・スイッチＣＯＭＰ　１、Ｃ０ＭＦ２・
・・閾値比較器Ｉ許出［１人　　エスジェーエスートム
ソンミクロエレクトロニクスエス、アー

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）コンデンサと該コンデンサを充放電する手段とを
   有するし張発振器と、前記コンデンサの端子間電圧が低
   閾値Ｖｂ以下になったとき前記コンデンサの充電を起動
   し前記コンデンサの端子間電圧が高閾値Ｖｈ以上になっ
   たとき前記コンデンサの放電を起動する閾値比較器とを
   有する集積回路にして、前記し張発振器は、該し張発振
   器の周波数を調整するデータを保持するレジスタを有し
   、該レジスタは、その内容に応じて複数の単位電流源の
   選択的並列接続を制御して、前記コンデンサの充電電流
   及び放電電流が、並列接続された前記単位電流源の電流
   に対応するようにし、更に、前記閾値比較器は、前記高
   閾値Ｖｈと前記低閾値Ｖｂの差が前記コンデンサの充放
   電電流に比例するように該高閾値Ｖｈと該低閾値Ｖｂと
   を設定することを特徴とする集積回路。
2. （２）前記レジスタの内容をロードすることができる信
   号処理プロセッサを有していることを特徴とする請求項
   （１）記載の集積回路。
3. （３）同一集積回路基板上に形成され、集積回路のため
   の様々周波数補正データを記憶している不揮発性メモリ
   から前記レジスタの内容がロードされることを特徴とす
   る請求項（２）記載の集積回路。
4. （４）前記し張発振器は、前記信号処理プロセッサのた
   めのクロック信号を生成するために使用されることを特
   徴とする請求項（２）または（３）記載の集積回路。
5. （５）前記単位電流源は、例えば純粋な２進コードによ
   る重み付けられた値を有し、該重み付けは、前記レジス
   タのビットの同一の桁または位に対応することを特徴と
   する請求項１記載の集積回路。
6. （６）前記コンデンサを充電するためのＰチャネル型の
   第１のトランジスタと、前記コンデンサを放電するため
   のＮチャネル型の第２のトランジスタと、第１のトラン
   ジスタに対する電流ミラーとして接続されたＰチャネル
   型の第３のトランジスタと、該第３のトランジスタと直
   列なＮチャネル型の第４のトランジスタとを具備してお
   り、前記第４のトランジスタのゲートが前記コンデンサ
   に接続され、且つ、該第４のトランジスタの形状寸法が
   、前記第２のトランジスタのゲート−ソース間電圧にゲ
   ート−ソース間電圧が実質的に等しいとき前記第３のト
   ランジスタと同一の電流を流すように選択されているこ
   とを特徴とする請求項（１）記載の集積回路。
7. （７）互いに直列なＰチャネル型の第５のトランジスタ
   とＮチャネル型の第６のトランジスタとを有し、第６の
   トランジスタは、前記第２のトランジスタに対する電流
   ミラーとして接続されており、前記第５のトランジスタ
   のゲートは、前記コンデンサに接続され、該第５のトラ
   ンジスタの形状寸法が、前記第１のトランジスタのゲー
   ト−ソース間電圧にゲート−ソース間電圧が実質的に等
   しいとき前記第６のトランジスタと同一の電流を流すよ
   うに選択されていることを特徴とする請求項（６）記載
   の集積回路。
8. （８）前記レジスタは、互いに並列な電流分路の選択的
   な導通を制御し、各電流分路は、他の電流分路の寸法形
   状に対して正確に制御された形状寸法を有し且つ互いに
   電流ミラーとして接続されたトランジスタを有しており
   、電流分路による発生された電流の合計が、抵抗に印加
   され、更に、前記電流分路のトランジスタに対する電流
   ミラーとして接続されて正確に制御された形状寸法を有
   しており前記コンデンサを充放電するトランジスタを具
   備していることを特徴とする請求項（１）記載の集積回
   路。
9. （９）前記閾値比較器は、前記レジスタにより制御され
   る前記電流分路のトランジスタについて精度良く形状寸
   法が制御されてそれらトランジスタに対する電流ミラー
   として接続されたトランジスタを有することを特徴とす
   る請求項（８）記載の集積回路。
10. （１０）コンデンサと該コンデンサを充放電する手段と
    を有するし張発振器と、前記コンデンサの端子間電圧が
    低閾値Ｖｂ以下になったとき前記コンデンサの充電を起
    動し前記コンデンサの端子間電圧が高閾値Ｖｈ以上にな
    ったとき前記コンデンサの放電を起動する閾値比較器と
    を有する集積回路にして、前記充放電手段は、 ２つの電源端子の間に接続された、少なくとも１つの第
    １のトランジスタと抵抗と第２のトランジスタとからな
    る第１の直列回路にして、各トランジスタのドレインと
    ゲートとが互いに接続されている第１の直列回路と、 前記第１のトランジスタに対する電流ミラーとして接続
    された第３のトランジスタと、前記第２のトランジスタ
    に対する電流ミラーとして接続された第４のトランジス
    タとの第２の直列回路にして、前記第３のトランジスタ
    が、前記コンデンサのための充電電流源を構成し、前記
    第４のトランジスタが、前記コンデンサのための充電電
    流源を構成している第２の直列回路と を具備しており、前記閾値比較器は、 前記２つの電源端子の間に直列に接続された第５のトラ
    ンジスタと第６のトランジスタとを少なくとも具備して
    おり、前記第６のトランジスタは、前記第４のトランジ
    スタに対する電流ミラーとして接続されており、前記第
    ５のトランジスタのゲートは前記コンデンサに接続され
    ており、前記第５のトランジスタの形状は、前記第１及
    び第３のトランジスタのゲート−ソース間電圧に該第５
    のトランジスタのゲート−ソース間電圧が実質的に等し
    いとき前記第６のトランジスタと同一の電流を流すよう
    に選択されていることを特徴とする集積回路。