JP3583103B2 - 可変遅延回路 - Google Patents
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- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 72
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 62
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 59
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 22
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 22
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 20
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 30
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 6
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K2005/00013—Delay, i.e. output pulse is delayed after input pulse and pulse length of output pulse is dependent on pulse length of input pulse
- H03K2005/00019—Variable delay
- H03K2005/00058—Variable delay controlled by a digital setting
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- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K2005/00013—Delay, i.e. output pulse is delayed after input pulse and pulse length of output pulse is dependent on pulse length of input pulse
- H03K2005/00019—Variable delay
- H03K2005/00058—Variable delay controlled by a digital setting
- H03K2005/00071—Variable delay controlled by a digital setting by adding capacitance as a load
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- H—ELECTRICITY
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K2005/00013—Delay, i.e. output pulse is delayed after input pulse and pulse length of output pulse is dependent on pulse length of input pulse
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Description
本発明は、遅延量を生成する可変遅延回路に関する。特に本発明は、複数の可変遅延素子を有し、所望の遅延量を生成する可変遅延回路に関する。また本出願は、下記の日本特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
特願平11−193774 出願日 平成11年7月7日
背景技術
図1は、従来の可変遅延回路100を示すブロック図である。可変遅延回路100は、微小可変遅延部12及び可変遅延部14を備える。微小可変遅延部12は、微小可変遅延素子(12a〜12n)を有する。可変遅延部14は、遅延部(14a〜14n)を有する。微小可変遅延素子(12aから12n)は、遅延部(14a〜14n)が生成する遅延量より小さい遅延量を生成する。遅延部(14a〜14n)は、それぞれ異なる数のゲート回路11を有し、ゲート回路11の数に応じて遅延量を生成する。
所望の遅延量に応じて、微小可変遅延素子(12a〜12n)及び遅延部(14a〜14n)のいずれかの組み合わせを指定する遅延データが供給される。入力信号が入力され、遅延データにより選択された遅延素子により遅延されて遅延信号が出力される。
図2(a)は、駆動インピーダンス制御型の微小可変遅延素子12を示す回路図である。制御信号が論理値“0”の場合、駆動インピーダンスが低く設定される。制御信号が論理値“1”の場合、駆動インピーダンスが高く設定される。従って、制御信号が論理値“1”の場合、入力信号は、制御信号が論理値“0”の場合より僅かに遅延されて出力される。
図2(b)は、負荷容量可変型の微小可変遅延素子12を示す回路図である。制御信号が論理値“0”の場合、負荷容量が設定されず、制御信号が論理値“1”の場合、負荷容量が設定される。従って、制御信号が論理値“1”の場合、入力信号は、制御信号が論理値“0”の場合より僅かに遅延されて出力される。図1に示した可変遅延回路100は、図2(a)及び図2(b)に示した微小可変遅延素子12を有し、1つの微小可変遅延素子12につき、10psから100ps程度の遅延量を生成していた。
図3は、図1を用いて説明した従来の可変遅延回路100における、所望の遅延量を生成する設計上の遅延素子の組み合わせを指定する遅延データと、遅延データにより設定された遅延素子の組み合わせにより実際に生成された遅延量の関係を示すグラフである。ラインaは、理想的な遅延特性を示す直線である。これに対して、ラインbは、理想の遅延量より大きい遅延量を生成する。ラインcは、理想の遅延量より小さい遅延量を生成する。
また、ラインb及びラインcは、不連続部分を有している。これは、可変遅延回路100において、複数の異なる方式の可変遅延素子が存在しており、各方式によって素子特性のばらつき、及び周囲温度の変化などの影響が、必ずしも一致しないからである。
可変遅延回路100において生成される遅延量は、遅延素子の素子特性のばらつきや、遅延素子の自己発熱量の変動、周囲温度の変動、さらには電源電圧の変動などによって遅延素子が実際に生成する遅延量と、設計上の遅延量との間に誤差が生じる場合がある。
そこで本発明は、上記の課題を解決することのできる可変遅延回路を提供することを目的とする。この目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。
発明の開示
上記課題を解決するために、本発明の第1の形態は、所望の遅延量を生成する可変遅延回路であって、制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部を有し、複数の基準遅延部のそれぞれが有する第1の可変遅延素子の数に応じて、複数の基準遅延素子のそれぞれに含まれる第1の可変遅延素子に与える複数の制御信号をそれぞれ生成する遅延補償部と、第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、複数の制御信号により制御して所望の遅延量を生成する遅延部とを備えることを特徴とする。
基準遅延部は、M個(Mは自然数)の可変遅延素子を有する第1基準遅延部と、第1基準遅延部が有する第1の可変遅延素子の数と異なるN個(Nは自然数)の第1の可変遅延素子を有する第2基準遅延部とを含み、遅延補償部は、第1基準遅延部が有する第1の可変遅延素子に与える制御信号を生成する第1遅延補償部と、第2基準遅延部が有する第1の可変遅延素子に与える制御信号を生成する第2遅延補償部を有してもよい。
基準遅延部は、第1の可変遅延素子を異なる数有し、第1の可変遅延素子の数に応じて所定の周期の発振クロックを生成するリング発振器を有してもよい。
遅延補償部は、所定の周期を有する基準クロックの位相と、基準クロックを第1の可変遅延素子により遅延した遅延クロックの位相とを比較する位相比較部と比較に基づいて制御信号を生成する制御信号発生部とを更に有してもよい。
制御信号発生部は、基準クロックの位相と、遅延クロックの位相が一致するように制御信号を生成してもよい。
遅延補償部から供給される、複数の制御信号のいずれかを、第2の可変遅延素子に供給するセレクタを更に備えてもよい。
第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、コンデンサの時定数を変化させる時定数制御部を有し、時定数に応じて遅延量を変化させてもよい。
時定数制御部は、トランジスタを有しトランジスタに与えるゲート電圧を変えることでコンデンサの時定数を変化させてもよい。
本発明の第2の形態は、出力端子に出力されるべき信号に、所望の遅延量を生成する可変遅延回路であって、所定の容量を有するコンデンサと、コンデンサおよび出力端子の間に直列に挿入され、コンデンサの時定数を変化させる時定数制御部とを有した、時定数に応じて遅延量を変化させる可変遅延素子と、所望の遅延量に基づいて、可変遅延素子を選択して所望の遅延量を生成する遅延部とを備えることを特徴とする。
時定数制御部は、トランジスタを有しトランジスタに与えるゲート電圧を変えることでコンデンサの時定数を変化させてもよい。
本発明の第3の形態によると、半導体デバイスを試験する半導体試験装置であって、半導体デバイスに入力する試験パターンを生成するパターン発生器と、制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部と、第1の可変遅延素子の数に応じて、第1の可変遅延素子に与える複数の制御信号をそれぞれ生成する遅延補償部と、第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、複数の制御信号により制御して、半導体デバイスの動作特性に応じた遅延量を有する遅延クロックを生成する遅延部とを有し、遅延クロックに基づいて試験パターンを整形して整形試験パターンを生成する整形試験パターン生成器と、半導体デバイスを載置し、整形試験パターンを半導体デバイスに入力するデバイス接触部と、整形試験パターンを入力した半導体デバイスから出力される出力信号に基づいて半導体デバイスの良否を判定する比較器と備えることを特徴とする。
基準遅延部は、第1の可変遅延素子を異なる数有し、第1の可変遅延素子の数に応じて所定の周期の発振クロックを生成するリング発振器を有してもよい。
遅延補償部から供給される、複数の制御信号のいずれかを、第2の可変遅延素子に供給するセレクタを更に備えてもよい。
第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、コンデンサの時定数を変化させる時定数制御部を有し、時定数に応じて遅延量を変化させてもよい。
本発明の第4の形態によると、半導体デバイスを試験する半導体試験部を有する半導体デバイスであって、制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部と、第1の可変遅延素子の数に応じて、第1の可変遅延素子に与える複数の制御信号をそれぞれ生成する遅延補償部と、第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、複数の制御信号により制御して、半導体デバイスの動作特性に基づいて被試験デバイス部の試験に用いるタイミングを生成する遅延部とを有する半導体試験部と、半導体試験部に試験されるべき被試験デバイス部とを備えることを特徴とする。
基準遅延部は、第1の可変遅延素子を異なる数有し、第1の可変遅延素子の数に応じて所定の周期の発振クロックを生成するリング発振器を有してもよい。
遅延補償部から供給される、複数の制御信号のいずれかを、第2の可変遅延素子に供給するセレクタを更に備えてもよい。
第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、コンデンサの時定数を変化させる時定数制御部を有し、時定数に応じて遅延量を変化させてもよい。
本発明の第5の形態によると、入力信号を、所望の時間遅延させた遅延信号を生成する遅延信号生成方法であって、制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部により、複数のクロックを生成するステップと、複数のクロックと、基準クロックとの位相をそれぞれ比較するステップと、比較された位相に基づき、複数のクロックに対応する制御信号をそれぞれ修正するステップと、修正された制御信号に基づき、第1の可変遅延素子の遅延量をそれぞれ制御するステップと、制御信号を受け取り、制御信号の基づいて制御され、第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、修正された制御信号に基づき制御して、入力信号を所望の時間遅延させた遅延信号を生成するステップとを備えることを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
図1は、従来の可変遅延回路100を示す。
図2は、微小可変遅延素子12を示す。
図3は、遅延データに対する実際に生成された遅延量の関係を示すグラフである。
図4は、半導体試験装置のブロック図を示す。
図5は、被試験デバイス部98を試験する半導体試験部97を有する半導体デバイス96を示す。
図6は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。
図7は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。
図8は、図6及び図7を用いて説明した可変遅延回路100が有する位相比較器22a及び制御信号発生部24aの回路図を示す。
図9は、電圧制御型可変遅延素子28の回路図を示す。
図10は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。
図11は、図10を用いて説明した可変遅延回路100が有する位相比較器58a及び制御信号発生部60aの回路図を示す。
図12は、電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の回路図を示す。
図13は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。
図14は、図13を用いて説明した可変遅延回路100が有する位相比較器64a及び制御信号発生部66aの回路図を示す。
図15は、駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74の回路図を示す。
符号の説明
10・・・遅延部、12・・・可変遅延素子、14・・・可変遅延部、20・・・遅延補償部、22・・・位相比較器、24・・・制御信号発生部、26・・・基準遅延部、28・・・電圧制御型可変遅延素子、36・・・フリップフロップ、38・・・遅延素子、40・・・AND回路、42・・・FET、44・・・FET、46・・・コンデンサ、48・・・差動増幅回路、52・・・差動増幅回路、54・・・遅延補償部、56・・・基準遅延部、58・・・位相比較器、60・・・制御信号発生部、62・・・遅延補償部、64・・・位相比較器、66・・・制御信号発生部、68・・・基準遅延部、71・・・微小可変遅延部、72・・・電圧/負荷容量制御型可変遅延素子、73・・・可変遅延部、74・・・駆動インピーダンス制御型可変遅延素子、75・・・容量負荷部、76・・・時定数制御部、77・・・電圧制御型可変遅延部、79・・・容量負荷切替部、80・・・遅延補償部、81・・・微小可変遅延部、82・・・リング発振器、83・・・可変遅延部、84・・・位相比較器、86・・・制御信号発生部、88・・・セレクタ、90・・・パターン発生器、92・・・整形パターン生成器、93・・・被試験デバイス、94・・・デバイス接触部、95・・・比較器、96・・・半導体デバイス、98・・・被試験部、100・・・可変遅延装置
発明を実施するための最良の形態
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態はクレームにかかる発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが説明の解決手段に必須であるとは限らない。
図4は、半導体試験装置の1つの実施形態を示すブロック図である。半導体試験装置は、パターン発生器90、整形パターン生成器92、デバイス接触部94及び比較器95を備える。整形パターン生成器92は、可変遅延回路100を有する。
被試験デバイス93は、デバイス接触部94において、半導体試験装置と電気的に接触する。パターン発生器90は、被試験デバイス93に入力する試験パターンであるパターンデータ及び、被試験デバイス93がパターンデータを入力して出力すべき期待値データを生成する。パターン発生器90は、パターンデータを整形パターン生成器92に出力し、期待値データを比較器95に出力する。また、パターン発生器90は、被試験デバイス93の動作特性に応じた所定の遅延量を有する遅延クロックの生成を指定するタイミングセット信号を可変遅延回路100に出力する。
可変遅延回路100は、タイミングセット信号で指定される遅延量を有する遅延クロックを生成する。整形パターン生成器92は、可変遅延回路100から供給される遅延クロックに基づいて、パターンデータを整形し、被試験デバイス93の動作特性に応じた整形パターンデータをデバイス接触部94に出力する。被試験デバイス93は、整形パターンデータに対する出力値をデバイス接触部94を介して比較器95に出力する。被試験デバイス93は、パッケージされていてもよく、また、ウェハに設けられていてもよい。比較器95は、出力値とパターン発生器90から供給される期待値データとを、比較して被試験デバイス93の良否を判定する。
図5は、半導体デバイスを試験する半導体試験部97を有する半導体デバイス96を示す。半導体デバイス96は、半導体試験部97及び被試験デバイス部98を備える。
半導体試験部97は、パターン発生器90、整形パターン生成器92、比較器95を備える。整形パターン生成器92は、可変遅延回路100を有する。
パターン発生器90は、被試験部98に入力する試験パターンであるパターンデータ及び、被試験デバイス部98がパターンデータを入力して出力すべき期待値データを生成する。パターン発生器90は、パターンデータを整形パターン生成器92に出力し、期待値データを比較器95に出力する。また、パターン発生器90は、被試験デバイス部98の動作特性に応じた所定の遅延量を有する遅延クロックの生成を指定するタイミングセット信号を可変遅延回路100に出力する。
可変遅延回路100は、タイミングセット信号で指定される遅延量を有する遅延クロックを生成する。整形パターン生成器92は、可変遅延回路100から供給される遅延クロックに基づいて、パターンデータを整形し、被試験デバイス部98の動作特性に応じた整形パターンデータを被試験デバイス部98に出力する。被試験デバイス部98は、整形パターンデータに対する出力値を比較器95に出力する。比較器95は、出力値とパターン発生器90から供給される期待値データを、比較して被試験デバイス部98の良否を判定する。
図6は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。可変遅延回路100は、第1遅延補償部80a、第2遅延補償部80b、セレクタ88及び遅延部10を備える。第1遅延補償部80aは、第1リング発振器82a、位相比較器84a及び制御信号発生部86aを有する。第2遅延補償部80bは、第2リング発振器82b、位相比較器84b及び制御信号発生部86bを有する。
第1リング発振器82aは、制御信号に基づいて遅延量が変化するM個(Mは自然数)の電圧制御型可変遅延素子28を有する。第2リング発振器82bは、第1リング発振器82aが有する電圧制御型可変遅延素子28の数と異なるN個(Nは自然数)の電圧制御型可変遅延素子28を有する。遅延部10は、複数のセレクタ13、及び第1リング発振器82a及び第2リング発振器82bが有する電圧制御型可変遅延素子28と同一の特性を有する電圧制御型可変遅延素子28を複数備える。例えば、可変遅延回路100は、同一の半導体デバイスに生成されることが好ましい。
第1遅延補償部80aにおいて、第1リング発振器82aは、第1の周期の第1発振クロックを生成して、位相比較器84に出力する。第1発振クロックの周期は、遅延量を制御する第1の制御信号に基づいて設定される。位相比較器84は、第1発振クロックの位相と所定の周期を有する基準クロックの位相とを比較して比較結果を出力する。例えば、位相比較器84は比較結果である第1発振クロックと基準クロックの位相差を電圧値として出力してもよい。制御信号発生部86aは、位相比較器84aから供給される比較結果に基づいて第1の制御信号を生成して、第1リング発振器82a及びセレクタ88に供給する。
制御信号発生部86aは、第1の制御信号を、第1の発振クロックの位相と基準クロックの位相が一致するように生成してもよい。従って、例えば、基準クロックの周期がTの場合、制御信号発生部86aは、第1リング発振器82aが有する各電圧制御型可変遅延素子28が、T/Mの遅延量を生成するように第1の制御信号を生成する。また、他の実施形態において、制御信号発生部86aは、基準クロックを分周して得られるクロックの位相と、第1の発振クロックの位相とが一致するように第1の制御信号を生成してもよい。
第2遅延補償部80bにおいて、第2リング発振器82bはN個(Nは自然数)の電圧制御型可変遅延素子28を有するので、例えば、基準クロックの周期がTの場合、制御信号発生部86bは、第2リング発振器82bが有する各電圧制御型可変遅延素子28がT/Nの遅延量を生成するように第2の制御信号を生成する。第2遅延補償部80bが有する第2リング発振器82b、位相比較器84b及び制御信号発生部86bの機能及び動作は、第1遅延補償部80aが有する第1リング発振器82a、位相比較器84a及び制御信号発生部86aの機能及び動作と同一なので説明を省略する。
セレクタ88は、第1の制御信号または第2の制御信号のいずれかを遅延素子の組み合わせを指定する遅延データに基づいて、遅延部10が有するそれぞれの電圧制御型可変遅延素子28に供給する。遅延部10が有する電圧制御型可変遅延素子28は、第1リング発振器82a及び第2リング発振器82bが有する電圧制御型可変遅延素子28と同一の特性を有するので、第1の制御信号を供給すると、T/Mの遅延量を生成することができる。また、第2の制御信号を供給するとT/Nの遅延量を生成することができる。
図7は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。可変遅延回路100は、第1遅延補償部20a、第2遅延補償部20b及び遅延部10を備える。第1遅延補償部20aは、第1基準遅延部26a、位相比較器22a及び制御信号発生部24aを有する。第2遅延補償部20bは、第2基準遅延部26b、位相比較器22b及び制御信号発生部24bを有する。
第1基準遅延部26aは、第1遅延補償部20aが生成する第1の制御信号により基づいて遅延量が変化する電圧制御型可変遅延素子28をN個(Nは自然数)有する。第2基準遅延部26bは、第2遅延補償部20bが生成する第2の制御信号に基づいて遅延量が変化する電圧制御型可変遅延素子29を(N+1)個(Nは自然数)有する。電圧制御型可変遅延素子28及び電圧制御型可変遅延素子29は、同一の構成及び特性を有し、供給される制御信号のみが異なる。第1基準遅延部26a及び第2基準遅延部26bはそれぞれ異なる個数の電圧制御型可変遅延素子を有することが好ましい。遅延部10は、第1基準遅延部26a及び第2基準遅延部26bが有する電圧制御型可変遅延素子28と同一の特性を有する電圧制御型可変遅延素子(28、29)を複数有し、複数のセレクタ13を有する。例えば、可変遅延回路100は、同一の半導体デバイスに生成されることが好ましい。
第1遅延補償部20aにおいて、第1基準遅延部26aは、N個(Nは自然数)の電圧制御型可変遅延素子28により、所定の周期を有する基準クロックを遅延して第1の遅延クロックを生成して、位相比較器22aに出力する。位相比較器22aは、基準クロックの位相と第1の遅延クロックの位相とを比較して比較結果を制御信号発生部24aに出力する。
制御信号発生部24aは、位相比較器22aの比較結果に基づいて、電圧制御型可変遅延素子28が生成する遅延量を変化させる第1の制御信号を生成して、第1基準遅延部26a及び遅延部10に供給する。例えば、基準クロックの周期がTの場合、制御信号発生部24aは、各電圧制御型可変遅延素子28がT/Nの遅延量を生成するように第1の制御信号を生成する。また、他の実施形態において、制御信号発生部24aは、基準クロックを分周して得られるクロックの位相と第1の遅延クロックとの位相が一致するように第1の制御信号を生成してもよい。
第2遅延補償部20bにおいて、第2基準遅延部26bは(N+1)個(Nは自然数)の電圧制御型可変遅延素子29を有するので、例えば、基準クロックの周期がTの場合、制御信号発生部24bは、各電圧制御型可変遅延素子29がT/(N+1)の遅延量を生成するように第2の制御信号を生成する。第2遅延補償部20bが有する第2基準遅延部26b、位相比較器22b及び制御信号発生部24bの機能及び動作は、第1遅延補償部20aが有する第1基準遅延部26a、位相比較器22a及び制御信号発生部24aの機能及び動作と同一なので説明を省略する。
遅延部10は、所望の遅延量を生成する遅延素子の組み合わせを指定する遅延データに基づいて、電圧制御型可変遅延素子28又は電圧制御型可変遅延素子29のいずれかを選択して入力信号を遅延する。他の実施形態において、所定の遅延量を設定する複数の制御信号を電圧制御型可変遅延素子28に分配するセレクタを有し、遅延部10で生成する所望の遅延量に基づいて電圧制御型可変遅延素子28に与える制御電圧を分配してもよい。
図8は、図6及び図7を用いて説明した可変遅延回路100が有する位相比較器(22a、22b、84a、84b)及び制御信号発生部(24a、24b、86a、86b)の1つの実施形態を示すブロック図である。位相比較器(22a、22b、84a、84b)及び制御信号発生部(24a、24b、86a、86b)の構成及び動作は同一なので、位相比較器22a及び制御信号発生部24aを用いて説明する。
位相比較器22a、22bは、フリップフロップ36a、36b、遅延素子38、AND回路40、FET42、FET44及びコンデンサ46を備える。制御信号発生部24a、24bは、差動増幅回路48、論理的閾値電圧発生部50及び差動増幅回路52を備える。
フリップフロップ36aは、端子Dに入力されている正の電源電圧Vddに基づいて論理値“1”を、基準クロックのパルスの立ち上がりタイミングで端子QからAND回路40に出力する。また、論理値“0”を反転出力端子QからFET42に出力する。FET42は、フリップフロップ36aから論理値“0”が供給されている期間にわたりゲートを開き、正の電源電圧Vddをコンデンサ46に出力する。
フリップフロップ36bは、端子Dに入力されている正の電源電圧Vddに基づいて論理値“1”を、第1基準遅延部26aから供給される遅延クロックのパルスの立ち上がりタイミングで端子QからAND回路40及びFET44に出力する。FET44は、フリップフロップ36bから論理値“1”が供給されている期間にわたりゲートを開き、負の電源電圧Vssをコンデンサ46に出力する。
AND回路40は、フリップフロップ36aの端子Q、及びフリップフロップ36bの端子Qから供給される論理値の論理積を遅延素子38に出力する。遅延素子38は、AND回路40から供給された論理値“1”で示されるパルスを所定量遅延してフリップフロップ36a及びフリップフロップ36bのリセット端子Rに出力する。従って、コンデンサ46は、基準クロックと遅延クロックの位相差を示す電位を生成する。
差動増幅回路48は、コンデンサ46の電位と基準電位Vcとの電位差を増幅して、電圧制御型可変遅延素子28の遅延量を変化させる制御信号Vnを生成して、論理的閾値電圧発生部50、図6及び図7を用いて説明した電圧制御型可変遅延素子28に出力する。本実施形態において電圧制御型可変遅延素子28の遅延量は、制御信号Vn及び制御信号Vpの2つの制御信号により決められる。
基準電位Vcは、制御信号Vn、制御信号Vp、FETの閾値電圧、及びドレイン電流係数の比によって決まる電圧制御型可変遅延素子28の論理的閾値電圧であることが好ましい。例えば、通常のCMOSゲートの論理的閾値電圧は、正の電源電圧Vddと負の電源電圧Vssの中点付近なので、基準電位Vcは、正の電源電圧Vddと負の電源電圧Vssの中点電位であってよい。
論理的閾値電圧発生部50は、図6及び図7を用いて説明した電圧制御型可変遅延素子28であってよく、制御信号Vp及び制御信号Vnが与えられたときの論理的閾値電圧Vc’を生成して差動増幅回路52に出力する。
差動増幅回路52は、中点電位Vcと論理的閾値電圧Vc’との電位差を増幅して負帰還制御を行い、中点電位Vcと論理的閾値電圧Vc’とが等しくなるように制御信号Vpを論理的閾値電圧発生部50、図6及び図7を用いて説明した電圧制御型可変遅延素子28に出力する。
図9(a)は、図6及び図7を用いて説明した可変遅延回路100が有する電圧制御型可変遅延素子28、29の回路図を示す。図中、Vddは、正の電源電圧であり、Vssは、負の電源電圧である。電圧制御型可変遅延素子28、29は、トランジスタ(102、104、106、108)を有する。トランジスタ102は、端子Vpに供給される制御信号Vpの電位に基づいて、ソース・ドレイン間のインピーダンスを変化させる。トランジスタ108は、端子Vnに供給される制御信号Vnの電位に基づいて、ソース・ドレイン間のインピーダンスを変化させる。例えば、トランジスタはCMOSであってもよい。
電圧制御型可変遅延素子28、29は、制御信号Vp及び制御信号Vnに基づいて生成する遅延量を変化させる。制御信号Vpの電位が低くなるにつれて、及び/又は制御信号Vnの電位が高くなるにつれて、電圧制御型可変遅延素子28、29が生成する遅延量は小さくなる。逆に、制御信号Vpの電位が高くなるにつれて、及び/又は制御信号Vnの電位が低くなるにつれて、電圧制御型可変遅延素子28、29が生成する遅延量は大きくなる。
図9(b)は、図6及び図7を用いて説明した可変遅延回路100が有する電圧制御型可変遅延素子28、29の回路図を示す。図中、Vddは、正の電源電圧であり、Vssは、負の電源電圧である。制御端子Vpには、制御信号Vpが入力され、制御端子Vnには、制御信号Vnが入力される。電圧制御型可変遅延素子28は、トランジスタ(110及び112)を有する。トランジスタ110は端子Vpに供給される制御信号Vpの電位に基づいて、ソース・ドレイン間のインピーダンスを変化させる。トランジスタ112は、端子Vnに供給される制御信号Vnの電位に基づいてソース・ドレイン間のインピーダンスを変化させる。例えば、トランジスタはCMOSであってもよい。
電圧制御型可変遅延素子28、29は、制御信号Vp及び制御信号Vnに基づいて生成する遅延量を変化させる。制御信号Vpの電位が低くなるにつれて、及び/又は制御信号Vnの電位が高くなるにつれて、電圧制御型可変遅延素子28、29が生成する遅延量は小さくなる。逆に、制御信号Vpの電位が高くなるにつれて、及び/又は制御信号Vnの電位が低くなるにつれて、電圧制御型可変遅延素子28、29が生成する遅延量は大きくなる。
図10は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。可変遅延回路100は、第1遅延補償部54a、第2遅延補償部54b及び遅延部10を備える。第1遅延補償部54aは、第1基準遅延部56a、位相比較器58a及び制御信号発生部60aを有する。第2遅延補償部54bは、第2基準遅延部56b、位相比較器58b及び制御信号発生部60bを有する。
第1基準遅延部56aは、駆動インピーダンスと、負荷容量を用いて遅延量を変化させる電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72をM個(Mは自然数)有する。第2基準遅延部56bは、第1基準遅延部56aが有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72より少ないN個(Nは自然数)の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72を有する。
本実施形態において、電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の遅延量は、駆動インピーダンスを制御する制御信号VDP及び制御信号VDN、並びに容量負荷を制御する容量負荷制御信号VCP及び容量負荷信号VCNにより決められる。
遅延部10は、微小可変遅延部71及び可変遅延部73を有する。微小可変遅延部71及び可変遅延部73は、第1基準遅延部26a及び第2基準遅延部26bが有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72と同一の特性を有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72を複数有する。例えば、可変遅延回路100は、同一の半導体デバイスに生成されることが好ましい。更に可変遅延部73は、複数のセレクタ13を有する。
第1遅延補償部54aにおいて、第1基準遅延部56aが有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72は、容量負荷を使用しない状態に設定される。第1基準遅延部56aは、所定の周期を有する基準クロックをM個の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72により遅延して遅延クロックを位相比較器58aに出力する。位相比較器58aは、基準クロックの位相と遅延クロックの位相とを比較して比較結果を制御信号発生部60aに出力する。
制御信号発生部60aは、位相比較器58aから供給される比較結果に基づいて制御信号VDP及び制御信号VDNを生成して、第1基準遅延部56a及び第2基準遅延部56bに出力する。また、他の実施形態においては、制御信号発生部60aは、基準クロックを分周して得られるクロックの位相と遅延クロックの位相とが一致するように制御信号VDP及び制御信号VDNを生成してもよい。
第2遅延補償部54bにおいて、第2基準遅延部56bが有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72は、容量負荷を使用する状態に設定され、第1遅延補償部54aから制御信号VDP及び制御信号VDNが供給される。第2基準遅延部56bは、基準クロックをN個の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72により遅延して遅延クロックを位相比較器58bに出力する。位相比較器58bは、基準クロックの位相と遅延クロックの位相とを比較して比較信号を制御信号発生部60bに出力する。制御信号発生部60bは、位相比較器58bから供給される比較結果に基づいて容量負荷制御信号VCP及び容量負荷制御信号VCNを生成して、第2基準遅延部56bに出力する。また、他の実施形態においては、制御信号発生部60bは、基準クロックを分周して得られるクロックの位相と遅延クロックの位相とが一致するように容量負荷制御信号VCP及び容量負荷制御信号VCNを生成してもよい。
例えば、第1基準遅延部56aがN個(Nは自然数)の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72を有し、第2基準遅延部56bがN−1個の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72を有する場合、基準クロックの周期がTならば、第1遅延補償部54aは、容量負荷を使用しない状態で各電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72がT/Nの遅延量を生成する制御信号VDP及び制御信号VDNを生成する。
第2遅延補償部54bは、各電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72がT/(N−1)の遅延量を生成する。N−1個の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72には、第1遅延補償部54aから制御信号VDP及び制御信号VDNが供給されるので、第2遅延補償部54bは、
T/(N−1)−T/N=T/N/(N−1)
の遅延量を容量負荷により設定する容量負荷制御信号VCP及び容量負荷制御信号VCNを生成する。第1遅延補償部54a及び第2遅延補償部54bにより生成された制御信号VDP、制御信号VDN、容量負荷制御信号VCP及び容量負荷制御信号VCNは、遅延部10が有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72に供給される。
遅延部10は、所望の遅延量を生成する遅延素子の組み合わせを指定する遅延データに基づいて、微小可変遅延部71が有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の容量負荷を使用するか否かを設定する。また、可変遅延部73が有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の組み合わせで各電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の遅延量の整数倍の遅延量を生成する。
例えば、基準クロックの周期がTで、第1基準遅延部56aがN個の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72を有し、第2基準遅延部56bがN−1個の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72を有する場合、微小可変遅延部71が有する複数の電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72は、容量負荷を使用するか否かで各々、
T/(N−1)−T/N=T/N/(N−1)
だけ遅延量を可変することができる。可変遅延部73は容量負荷を使用しない状態で、T/Nの遅延量の整数倍の遅延量を生成することができる。また、他の実施形態において負荷容量を使用することでT/(N−1)の遅延量の整数倍の遅延量を生成してもよい。更に他の実施形態において、所定の遅延量を設定する複数の制御信号を電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72に分配するセレクタを有し、遅延部10で生成する所望の遅延量に基づいて電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72に与える制御電圧を分配してもよい。
図11(a)は、図10を用いて説明した位相比較器58a及び制御信号発生部60aの回路図を示す図である。位相比較器58aは、図8を用いて説明した位相比較器22aと同一の構成を有し、機能及び動作が同一なので説明を省略する。差動増幅回路48aは、基準クロックと遅延クロックの位相差を示すコンデンサ46の電位と、基準電位Vcとの電位差を増幅して得られる制御信号VDNを、論理的閾値電圧発生部50及び図10を用いて説明した可変遅延回路100が有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72に出力する。
論理的閾値電圧発生部50は、制御信号VDN及び制御信号VDPが与えられたときの論理的閾値電圧Vc’を生成して差動増幅回路52aに出力する。差動増幅回路52aは、論理的閾値電圧Vc’と基準電位Vcとの電位差を増幅して負帰還制御を行い、中点電位Vcと論理的閾値電圧Vc’とが等しくなるように制御信号VDPを論理的閾値電圧発生部50、及び図10を用いて説明した可変遅延回路100が有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72に出力する。
図11(b)は、図10を用いて説明した位相比較器58b及び制御信号発生部60bの回路図を示す図である。位相比較器58bは、図8を用いて説明した位相比較器22aと同一の構成を有し、機能及び動作が同一なので説明を省略する。差動増幅回路48bは、基準クロックと遅延クロックの位相差を示すコンデンサ46の電位と、基準電位Vcとの電位差を増幅して得られる容量負荷制御信号VCNを、論理的閾値電圧発生部50、及び図10を用いて説明した可変遅延回路100が有する、電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72に出力する。
論理的閾値電圧発生部50は、容量負荷制御信号VCN及び容量負荷制御信号VCPが与えられたときの論理的閾値電圧Vc’を生成して差動増幅回路52bに出力する。差動増幅回路52bは、論理的閾値電圧Vc’と基準電位Vcとの電位差を増幅して負帰還制御を行い、中点電位Vcと論理的閾値電圧Vc’とが等しくなるように容量負荷制御信号VCPを生成して、電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72bに出力する。
図11(c)は、図11(a)が有する論理的閾値電圧発生部50の回路図を示す図である。論理的閾値電圧発生部50は、反転ゲートであって、電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72が有する反転ゲートと同一の特性を有することが好ましい。論理的閾値電圧発生部50は、トランジスタ(114、116、118、120)を有する。トランジスタ114は、ゲート端子に供給される制御信号VDNの電位に基づいてドレイン・ソース間のインピーダンスを変化させる。トランジスタ120は、ゲート端子に供給される制御信号VDPの電位に基づいてドレイン・ソース間のインピーダンスを変化させる。また、反転ゲートの出力値が帰還される。図11(b)が有する論理的閾値電圧発生部50は、図11(c)を用いて説明した反転ゲートと同一の回路であることが好ましく。図11(b)で示される論理的閾値電圧発生部50として用いる場合、トランジスタ114は、ゲート端子に供給される容量負荷制御信号VCNの電位に基づいてドレイン・ソース間のインピーダンスを変化させる。トランジスタ120は、ゲート端子に供給される容量負荷制御信号VCPの電位に基づいてドレイン・ソース間のインピーダンスを変化させる。
図12は、図10を用いて説明した可変遅延回路100が有する電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の回路図を示す。電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72は、電圧制御型可変遅延部77と時定数制御部76、容量負荷切替部79及びコンデンサ75を有する。電圧制御型可変遅延部77は、トランジスタ(114、116、118、120)を有する。容量負荷切替部79は、インバータ130、トランジスタ(122,124)を有する。時定数制御部76は、トランジスタ(126、128)を有する。
電圧制御型可変遅延部77は、図9を用いて説明した電圧制御型可変遅延素子28と同一の構成及び動作を有するので説明を省略する。容量負荷切替部79は、端子CONTに供給される論理値に基づいて容量負荷を使用するか否かを切り替える。容量負荷を使用する場合、論理値“1”が端子CONTに供給される。容量負荷を使用しない場合、論理値“0”が端子CONTに供給される。
時定数制御部76は、コンデンサ75の時定数を変化させる。また、時定数制御部76は、コンデンサ75と、電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72の出力端子との間に直列に挿入されるのが望ましい。本実施例において、時定数制御部76は、トランジスタ(126、128)を有する。
時定数制御部76において、トランジスタ126は、ゲート端子に供給される容量負荷制御信号VCNの電位に基づいてドレイン・ソース間のインピーダンスを変化させる。トランジスタ128は、ゲート端子に供給される容量負荷制御信号VCPの電位に基づいてドレイン・ソース間のインピーダンスを変化させる。例えばトランジスタ(126、128)は、Nチャネルの及びPチャネルのCMOSであってもよい。例えば、容量負荷制御信号VCNの電位が高くなるにつれて、及び/又は容量負荷制御信号VCPの電位が低くなるにつれて、インピーダンスが小さくなり、容量負荷により生成される遅延量が大きくなる。
また、容量負荷制御信号VCNの電位が低くなるにつれて、及び/又は容量負荷制御信号VCPの電位が高くなるにつれて、インピーダンスが大きくなり、容量負荷により生成される遅延量が小さくなる。コンデンサ75は、所定の容量を有する。電圧/負荷容量制御型可変遅延素子72は、時定数制御部76のインピーダンスとコンデンサ75の容量により遅延量を生成する。
図13は、可変遅延回路100の1つの実施形態を示すブロック図である。可変遅延回路100は、第1遅延補償部62a、第2遅延補償部62b及び遅延部10を備える。第1遅延補償部62aは、第1基準遅延部68a、位相比較器64a及び制御信号発生部66aを有する。第2遅延補償部62bは、第2基準遅延部68b、位相比較器64b及び制御信号発生部66bを有する。
第1基準遅延部68aは、駆動インピーダンスを変化させて遅延量を変えるM個(Mは自然数)の駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74を有する。第2基準遅延部68bは、第1基準遅延部68aと異なるN個(Nは自然数)の駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74を有する。
遅延部10は、微小可変遅延部81及び可変遅延部83を有する。微小可変遅延部81及び可変遅延部83は、第1基準遅延部68a及び第2基準遅延部68bが有する駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74と同一の特性を有する駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74を複数有する。例えば、可変遅延回路100は、同一の半導体デバイスに生成されることが好ましい。更に可変遅延部83は、複数のセレクタ13を有する。
本実施形態において駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74の遅延量は、駆動インピーダンスを制御する制御信号VDN1、制御信号VDP1、制御信号VDN2及び制御信号VDP2により決められる。
第1遅延補償部62aにおいて、第1基準遅延部68aは、基準クロックをN個の駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74により遅延して遅延クロックを生成する。位相比較器64aは、所定の周期を有する基準クロックの位相と遅延クロックの位相とを比較して比較結果を制御信号発生部66aに出力する。制御信号発生部66aは、位相比較器64aから供給される比較結果に基づいて制御信号VDP1及び制御信号VDN1を生成する。
第2遅延補償部62bにおいて、第2基準遅延部68bは、基準クロックをM個の駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74により遅延して遅延クロックを生成する。位相比較器64bは、基準クロックの位相と遅延クロックの位相とを比較して比較結果を制御信号発生部66bに出力する。制御信号発生部66bは、位相比較器64bから供給される比較結果に基づいて制御信号VDP2及び制御信号VDNを生成する。また、他の実施形態において、制御信号発生部66a及び制御信号発生部66bは、基準クロックを分周して得られるクロックの位相と遅延クロックの位相とが一致するように制御信号VDN1、制御信号VDP1、制御信号VDN2及び制御信号VDP2を生成してもよい。
遅延部10は、所望の遅延量を生成する遅延素子の組み合わせを指定する遅延データに基づいて、微小可変遅延部81が有する駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74の遅延量を変化させる。また、可変遅延部83が有する駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74の組み合わせで入力信号を遅延する。
微小可変遅延部81は、第1遅延補償部62aから供給される制御信号VDP1及び制御信号VDN1と、第2遅延補償部62bから供給される制御信号VDP2及び制御信号VDN2のいずれかを切り替えて微小の遅延量を生成する。
可変遅延部83は、第1遅延補償部62aから供給される制御信号VDP1及び制御信号VDN1によりT/Mの整数倍の遅延量を生成する。他の実施形態において、可変遅延部83は、第2遅延補償部62bから供給される制御信号VDP2及び制御信号VDN2によりT/Nの整数倍の遅延量を生成してもよい。更に他の実施形態において、所定の遅延量を生成する複数の制御信号を駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74に分配するセレクタを有し、遅延部10で生成する所望の遅延量に基づいて、駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74に与える制御信号を分配してもよい。
図14は、図13を用いて説明した可変遅延回路100が有する、位相比較器64a及び制御信号発生部66bの回路図を示す。位相比較器64aの構成及び動作は、図8を用いて説明した位相比較器22aの構成及び動作と同一なので説明を省略する。制御信号発生部66aは、差動増幅回路67a、論理閾値電圧発生部70a及び差動増幅回路69aを有する。論理閾値電圧発生部70aは、トランジスタ(132、134、144、146、136、138)を有する。
差動増幅回路67aは、基準クロックと遅延クロックの位相差を示すコンデンサ46の電位と、基準電位Vcとの電位差を増幅して制御信号VDN1を生成する。
論理的閾値電圧発生部70aは、制御信号VDN1及び制御信号VDN2が与えられた時の論理閾値電圧Vc’を生成する。論理閾値電圧発生部70aは、駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74(図15参照)を端子CONTに論理値“0”を入力した状態であってもよく、同一のトランジスタを有することが好ましい。
差動増幅回路69aは、論理閾値電圧発生部70aから供給される論理閾値電圧Vc’と基準電圧Vcとの電位差を増幅して制御信号VDP1を生成する。図13を用いて説明した可変遅延回路100が有する位相比較器64b及び制御信号発生部66bは、図14を用いて説明した位相比較器64a及び制御信号発生部66aと同一の構成及び動作を有するので説明を省略する。
図15は、駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74の回路図を示す。駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74は、トランジスタ(132、134、136、138、140、142、144、146、148、150)及びインバータ152、154を有する。駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74は、端子CONTから供給される論理値に基づいて、制御信号VDP1及びVDN1により設定されるインピーダンスまたは、制御信号VDP2及びVDN2により設定されるインピーダンスを選択することができる。
論理値“0”が端子CONTから供給される場合、駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74は、制御信号VDN1及び制御信号VDP1により設定されるインピーダンスで遅延量を生成する。制御信号VDN1の電位が高くなるにつれて、及び/又は制御信号VDP1の電位が低くなるにつれて駆動インピーダンスが小さくなり、生成する遅延量が小さくなる。また、制御信号VDN1の電位が低くなるにつれて、及び/又は制御信号VDP1の電位が高くなるにつれて駆動インピーダンスが大きくなり、生成する遅延量が大きくなる。
論理値“1”が端子CONTから供給される場合、駆動インピーダンス制御型可変遅延素子74は、制御信号VDN2及び制御信号VDP2により設定されるインピーダンスで遅延量を生成する。制御信号VDN2の電位が高くなるにつれて、制御信号VDP2の電位が低くなるにつれて駆動インピーダンスが小さくなり、生成する遅延量が小さくなる。また、制御信号VDN2の電位が低くなるにつれて、及び/又は制御信号VDP2の電位が高くなるにつれて駆動インピーダンスが大きくなり、生成する遅延量が大きくなる。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができることが当業者に明らかである。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
産業上の利用可能性
上記説明から明らかなように、本発明によれば所望の遅延量を生成することができる。
Claims (20)
- 所望の遅延量を生成する可変遅延回路であって、
制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部を有し、前記複数の基準遅延部のそれぞれが有する前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記複数の基準遅延部のそれぞれに含まれる前記第1の可変遅延素子に与える複数の前記制御信号をそれぞれ生成する遅延補償部と、
前記遅延補償部から供給される、複数の前記制御信号のいずれかを選択するセレクタと、
前記第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、前記セレクタにより選択された前記制御信号により制御して前記所望の遅延量を生成する遅延部と
を備えることを特徴とする可変遅延回路。 - 前記基準遅延部は、M個(Mは自然数)の前記可変遅延素子を有する第1基準遅延部と、前記第1基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子の数と異なるN個(Nは自然数)の前記第1の可変遅延素子を有する第2基準遅延部とを含み、
前記遅延補償部は、前記第1基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子に与える前記制御信号を生成する第1遅延補償部と、前記第2基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子に与える前記制御信号を生成する第2遅延補償部を有することを特徴とする請求項1に記載の可変遅延回路。 - 前記基準遅延部は、前記第1の可変遅延素子を異なる数有し、前記第1の可変遅延素子の数に応じて所定の周期の発振クロックを生成するリング発振器を有することを特徴とする請求項1または2に記載の可変遅延回路。
- 前記遅延補償部は、所定の周期を有する基準クロックの位相と、前記基準クロックを前記第1の可変遅延素子により遅延した遅延クロックの位相とを比較する位相比較部と
前記比較に基づいて前記制御信号を生成する制御信号発生部と
を更に有することを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の可変遅延回路。 - 前記制御信号発生部は、前記基準クロックの位相と、前記遅延クロックの位相が一致するように前記制御信号を生成することを特徴とする請求項4に記載の可変遅延回路。
- 前記第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される前記制御信号の電位が高くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する請求項1から5のいずれかに記載の可変遅延回路。
- 前記第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される前記制御信号の電位が低くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する請求項1から5のいずれかに記載の可変遅延回路。
- 出力端子に出力されるべき信号に、所望の遅延量を生成する可変遅延回路であって、
所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサを使用するか否かを切り替える容量負荷切替部と、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される容量負荷制御信号の電位が高くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成 される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する可変遅延素子と、
前記所望の遅延量に基づいて、前記可変遅延素子を選択して前記所望の遅延量を生成する遅延部と
を備えることを特徴とする可変遅延回路。 - 出力端子に出力されるべき信号に、所望の遅延量を生成する可変遅延回路であって、
所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサを使用するか否かを切り替える容量負荷切替部と、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される容量負荷制御信号の電位が低くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する可変遅延素子と、
前記所望の遅延量に基づいて、前記可変遅延素子を選択して前記所望の遅延量を生成する遅延部と
を備えることを特徴とする可変遅延回路。 - 半導体デバイスを試験する半導体試験装置であって、
半導体デバイスに入力する試験パターンを生成するパターン発生器と、
制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部と、前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記第1の可変遅延素子に与える複数の前記制御信号をそれぞれ生成する遅延補償部と、
前記遅延補償部から供給される、複数の前記制御信号のいずれかを選択するセレクタと、
前記第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、前記セレクタにより選択された前記制御信号により制御して、前記半導体デバイスの動作特性に応じた遅延量を有する遅延クロックを生成する遅延部を有し、前記遅延クロックに基づいて前記試験パターンを整形して整形試験パターンを生成する整形試験パターン生成器と、
前記半導体デバイスを載置し、前記整形試験パターンを前記半導体デバイスに入力するデバイス接触部と、
前記整形試験パターンを入力した前記半導体デバイスから出力される出力信号に基づいて前記半導体デバイスの良否を判定する比較器と
を備えることを特徴とする半導体試験装置。 - 前記基準遅延部は、前記第1の可変遅延素子を異なる数有し、前記第1の可変遅延素子の数に応じて所定の周期の発振クロックを生成するリング発振器を有することを特徴とする請求項10記載の半導体試験装置。
- 前記第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される前記制御信号の電位が高くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する請求項10又は11に記載の半導体試験装置。
- 前記第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される前記制御信号の電位が低くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する請求項10又は11に記載の半導体試験装置。
- 半導体デバイスを試験する半導体試験部を有する半導体デバイスであって、
制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部と、前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記第1の可変遅延素子に与える複数の前記制御信号をそれぞれ生成する遅延補償部と、
前記遅延補償部から供給される、複数の前記制御信号のいずれかを選択するセレクタと、
前記第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、前記セレクタにより選択される前記制御信号により制御して、前記半導体デバイスの動作特性に基づいて被試験デバイス部の試験に用いるタイミングを生成する遅延部とを有する半導体試験部と、
前記半導体試験部に試験されるべき被試験デバイス部と
を備えることを特徴とする半導体デバイス。 - 前記基準遅延部は、前記第1の可変遅延素子を異なる数有し、前記第1の可変遅延素子の数に応じて所定の周期の発振クロックを生成するリング発振器を有することを特徴とする請求項14記載の半導体デバイス。
- 前記第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される前記制御信号の電位が高くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する請求項14又は15に記載の半導体デバイス。
- 前記第1の可変遅延素子は、所定の容量を有するコンデンサと、前記コンデンサおよび前記出力端子の間に直列に挿入され、前記コンデンサを使用する場合において、ゲート端子に供給される前記制御信号の電位が低くなるにつれてドレイン・ソース間のインピーダンスを小さくして、前記コンデンサにより生成される遅延量をより大きくする時定数制御部とを有する請求項14又は15に記載の半導体デバイス。
- 入力信号を、所望の時間遅延させた遅延信号を生成する遅延信号生成方法であって、
制御信号に基づいて、遅延量が変化する第1の可変遅延素子を異なる数有する複数の基準遅延部により、複数のクロックを生成するステップと、
複数の前記クロックと、基準クロックとの位相をそれぞれ比較するステップと、
比較された前記位相に基づき、複数の前記クロックに対応する複数の前記制御信号をそれぞれ修正するステップと、
修正された前記制御信号に基づき、前記第1の可変遅延素子の前記遅延量をそれぞれ制御するステップと、
修正された前記複数の制御信号のいずれかを選択するステップと、
選択された前記制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて制御され、前記第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、選択された前記制御信号に基づき制御して、前記入力信号を前記所望の時間遅延させた前記遅延信号を生成するステップと
を備えることを特徴とする遅延信号生成方法。 - 所望の遅延量を生成する可変遅延回路であって、
駆動インピーダンスを制御する駆動インピーダンス制御信号及び容量負荷を制御する容量負荷制御信号に基づいて遅延量が変化する複数の第1の可変遅延素子を有する第1基準遅延部を有し、前記第1基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子は容量負荷を使用しない状態に設定され、前記第1基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記第1基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子に与える前記駆動インピーダンス制御信号を生成する第1遅延補償部と、
前記第1の可変遅延素子を前記第1基準遅延部と異なる数有する第2基準遅延部を有し 、前記第2基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子には前記駆動インピーダンス制御信号が入力され、前記第2基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記第2基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子に与える前記容量負荷制御信号を生成する第2遅延補償部と、
前記第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、前記駆動インピーダンス制御信号及び前記容量負荷制御信号により制御して前記所望の遅延量を生成する遅延部と
を備えることを特徴とする可変遅延回路。 - 半導体デバイスを試験する半導体試験装置であって、
半導体デバイスに入力する試験パターンを生成するパターン発生器と、
駆動インピーダンスを制御する駆動インピーダンス制御信号及び容量負荷を制御する容量負荷制御信号に基づいて遅延量が変化する複数の第1の可変遅延素子を有する第1基準遅延部を有し、前記第1基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子は容量負荷を使用しない状態に設定され、前記第1基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記第1基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子に与える前記駆動インピーダンス制御信号を生成する第1遅延補償部と、
前記第1の可変遅延素子を前記第1基準遅延部と異なる数有する第2基準遅延部を有し、前記第2基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子には前記駆動インピーダンス制御信号が入力され、前記第2基準遅延部が有する前記第1の可変遅延素子の数に応じて、前記第2基準遅延部に含まれる前記第1の可変遅延素子に与える前記容量負荷制御信号を生成する第2遅延補償部と、
前記第1の可変遅延素子と同一の特性を有する複数の第2の可変遅延素子を、前記駆動インピーダンス制御信号及び前記容量負荷制御信号により制御して、前記半導体デバイスの動作特性に応じた遅延量を有する遅延クロックを生成する遅延部を有し、前記遅延クロックに基づいて、前記試験パターンを整形して整形試験パターンを生成する整形試験パターン生成器と、
前記半導体デバイスを載置し、前記整形試験パターンを前記半導体デバイスに入力するデバイス接触部と、
前記整形試験パターンを入力した前記半導体デバイスから出力される出力信号に基づいて前記半導体デバイスの良否を判定する比較器と
を備えることを特徴とする半導体試験装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19377499 | 1999-07-07 | ||
PCT/JP2000/004519 WO2001005034A1 (en) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | Variable delay circuit |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001076374A Division JP2002118449A (ja) | 1999-07-07 | 2001-03-16 | 可変遅延回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP3583103B2 true JP3583103B2 (ja) | 2004-10-27 |
Family
ID=16313591
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001509156A Expired - Fee Related JP3583103B2 (ja) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | 可変遅延回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US6549052B2 (ja) |
JP (1) | JP3583103B2 (ja) |
DE (1) | DE10082011T1 (ja) |
WO (1) | WO2001005034A1 (ja) |
Families Citing this family (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7319706B2 (en) * | 2002-08-12 | 2008-01-15 | Broadcom Corporation | Symmetrical clock distribution in multi-stage high speed data conversion circuits |
US6977538B2 (en) * | 2002-10-18 | 2005-12-20 | Agilent Technologies, Inc. | Delay unit for periodic signals |
US7219269B2 (en) * | 2003-07-28 | 2007-05-15 | Credence Systems Corporation | Self-calibrating strobe signal generator |
KR100543923B1 (ko) * | 2003-08-21 | 2006-01-23 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 소자에서의 위상 지연 보상 장치 및 방법 |
US7034589B2 (en) * | 2004-02-26 | 2006-04-25 | Silicon Integrated Systems Corp. | Multi-stage delay clock generator |
KR100529387B1 (ko) * | 2004-04-27 | 2005-11-17 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 소자 내 트랜지스터의 스큐 검출 회로 및 방법 |
US7518424B2 (en) * | 2004-11-08 | 2009-04-14 | Elite Semiconductor Memory Technology Inc. | Slew rate controlled output circuit |
US7386773B2 (en) * | 2004-12-28 | 2008-06-10 | Intel Corporation | Method and system for testing distributed logic circuitry |
JP4129010B2 (ja) * | 2005-07-12 | 2008-07-30 | 富士通株式会社 | 遅延回路 |
JP5143370B2 (ja) * | 2006-03-23 | 2013-02-13 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 遅延制御回路 |
US7956653B1 (en) * | 2009-05-04 | 2011-06-07 | Supertex, Inc. | Complementary high voltage switched current source integrated circuit |
US9157897B2 (en) * | 2009-10-21 | 2015-10-13 | Texas Instruments Incorporated | High voltage ultrasound transmitter with gate protection diodes and intrinsic output zeroing |
US8754682B2 (en) * | 2011-04-21 | 2014-06-17 | Stmicroelectronics (Canada) Inc. | Fractional divider for avoidance of LC-VCO interference and jitter |
SG11201601235SA (en) * | 2013-08-19 | 2016-03-30 | Japan Science & Tech Agency | Reconfigurable delay circuit, delay monitor circuit using said delay circuit, variation compensation circuit, variation measurement method, and variation compensation method |
US10164481B2 (en) * | 2016-11-21 | 2018-12-25 | Witricity Corporation | Current shunt monitor |
CN115549655A (zh) * | 2021-06-29 | 2022-12-30 | 澜起电子科技(昆山)有限公司 | 延迟装置及延迟控制方法 |
Family Cites Families (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3183471B2 (ja) | 1991-11-08 | 2001-07-09 | 株式会社アドバンテスト | 微小可変遅延回路 |
JPH05129910A (ja) | 1991-11-08 | 1993-05-25 | Advantest Corp | Cmos論理回路の微小遅延時間分解能可変遅延回路 |
JPS6139722A (ja) * | 1984-07-31 | 1986-02-25 | Nippon Gakki Seizo Kk | 遅延時間安定化回路 |
US4922141A (en) * | 1986-10-07 | 1990-05-01 | Western Digital Corporation | Phase-locked loop delay line |
JPH02141121A (ja) * | 1988-11-22 | 1990-05-30 | Mitsubishi Electric Corp | 遅延回路及び遅延装置 |
JP2718118B2 (ja) * | 1988-12-13 | 1998-02-25 | ソニー株式会社 | 可変遅延装置 |
JPH05199088A (ja) * | 1991-02-25 | 1993-08-06 | Toshiba Corp | 遅延回路 |
JP3239696B2 (ja) | 1995-06-26 | 2001-12-17 | 安藤電気株式会社 | 遅延回路 |
JPH0918305A (ja) | 1995-06-26 | 1997-01-17 | Ando Electric Co Ltd | 遅延回路 |
JP3355894B2 (ja) | 1995-09-27 | 2002-12-09 | 安藤電気株式会社 | 可変遅延回路 |
US6025745A (en) * | 1997-06-24 | 2000-02-15 | Digital Equipment Corporation | Auto-calibrating digital delay circuit |
US6034558A (en) * | 1997-07-17 | 2000-03-07 | Credence Systems Corporation | Method and apparatus for compensating for thermal drift in a logic circuit |
JP3993717B2 (ja) * | 1998-09-24 | 2007-10-17 | 富士通株式会社 | 半導体集積回路装置 |
-
2000
- 2000-07-06 DE DE10082011T patent/DE10082011T1/de not_active Withdrawn
- 2000-07-06 WO PCT/JP2000/004519 patent/WO2001005034A1/ja active Application Filing
- 2000-07-06 JP JP2001509156A patent/JP3583103B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-01-30 US US09/771,577 patent/US6549052B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-03-04 US US10/379,261 patent/US6967516B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20030135796A1 (en) | 2003-07-17 |
WO2001005034A1 (en) | 2001-01-18 |
US6967516B2 (en) | 2005-11-22 |
US6549052B2 (en) | 2003-04-15 |
US20010005158A1 (en) | 2001-06-28 |
DE10082011T1 (de) | 2001-08-02 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040122 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040318 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040714 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040727 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080806 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080806 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090806 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090806 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100806 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110806 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110806 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120806 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120806 Year of fee payment: 8 |
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