JPH03243020A - サブバンド型エコーキャンセラ - Google Patents
サブバンド型エコーキャンセラInfo
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- JPH03243020A JPH03243020A JP4080590A JP4080590A JPH03243020A JP H03243020 A JPH03243020 A JP H03243020A JP 4080590 A JP4080590 A JP 4080590A JP 4080590 A JP4080590 A JP 4080590A JP H03243020 A JPH03243020 A JP H03243020A
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- thinning
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Links
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Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[概要]
テレビ/音声会議通信システム、音声会議通信システム
、あるいは長距離通信システムなどに利用されるサブバ
ンド型エコーキャンセラに関し。
、あるいは長距離通信システムなどに利用されるサブバ
ンド型エコーキャンセラに関し。
エコー抑圧特性を改善することを目的とし。
回線からの受信信号をNチャネル(Nは2以上の整数)
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複素信
号の形で出力する第1.第2の分割間引き処理部、第1
の分割間引き処理部の各帯域信号に基づき第2の分割間
引き処理部の各帯域信号を参照して各帯域の擬似エコー
を生成し、この各帯域の擬似エコーを第2の分割間引き
処理部からの帯域信号から減じて各帯域の残差信号をそ
れぞれ出力するエコーキャンセラ群、および、エコーキ
ャンセラ群の各帯域の残差信号を補間し合成して残差信
号を出力する補間合成処理部とを具備し、各帯域毎のエ
コー消去動作は複素信号領域で行われるように構成され
る。
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複素信
号の形で出力する第1.第2の分割間引き処理部、第1
の分割間引き処理部の各帯域信号に基づき第2の分割間
引き処理部の各帯域信号を参照して各帯域の擬似エコー
を生成し、この各帯域の擬似エコーを第2の分割間引き
処理部からの帯域信号から減じて各帯域の残差信号をそ
れぞれ出力するエコーキャンセラ群、および、エコーキ
ャンセラ群の各帯域の残差信号を補間し合成して残差信
号を出力する補間合成処理部とを具備し、各帯域毎のエ
コー消去動作は複素信号領域で行われるように構成され
る。
[産業上の利用分野]
本発明はテレビ/音声会議通信システム、音声会議通信
システム、あるいは長距離通信システムなどに使用され
るサブバンド型エコーキャンセラに関する。
システム、あるいは長距離通信システムなどに使用され
るサブバンド型エコーキャンセラに関する。
衛星通信や海底ケーブル通信などの長距離通信システム
では9回線の2線4線変換部におけるハイブリッドトラ
ンスのミスマツチングにより送信信号が受信側に回り込
んで生じるエコーが通話品質を劣化させる。またテレビ
/音声会議通信システムや拡声電話機などではスピーカ
からの出力音が部屋の壁などで反射し、マイクロホンに
回り込むことによって生じるエコー音が快適な通話を妨
げる。
では9回線の2線4線変換部におけるハイブリッドトラ
ンスのミスマツチングにより送信信号が受信側に回り込
んで生じるエコーが通話品質を劣化させる。またテレビ
/音声会議通信システムや拡声電話機などではスピーカ
からの出力音が部屋の壁などで反射し、マイクロホンに
回り込むことによって生じるエコー音が快適な通話を妨
げる。
エコーキャンセラはこれらのエコーを消去する装置であ
るが、テレビ/音声会議システムなどでは、スピーカか
らマイクロホンに至る推定系のインパルス応答が非常に
長(なるため、直接構成による通常のFIR型エコーキ
ャンセラを用いたのでは、必要なタップ数が膨大となり
、実現するにあたってハードウェア規模が非常に大きく
なる。
るが、テレビ/音声会議システムなどでは、スピーカか
らマイクロホンに至る推定系のインパルス応答が非常に
長(なるため、直接構成による通常のFIR型エコーキ
ャンセラを用いたのでは、必要なタップ数が膨大となり
、実現するにあたってハードウェア規模が非常に大きく
なる。
この問題を解決するために、サブバンド型エコーキャン
セラがハードウェア規模を小さ(できる装置として提案
されているが、このサブバンド型エコーキャンセラは一
般のエコーキャンセラよりもエコー消去後の通話品質が
劣るので、サブバンド型エコーキャンセラの性能の一層
の改善が必要とされている。
セラがハードウェア規模を小さ(できる装置として提案
されているが、このサブバンド型エコーキャンセラは一
般のエコーキャンセラよりもエコー消去後の通話品質が
劣るので、サブバンド型エコーキャンセラの性能の一層
の改善が必要とされている。
[従来の技術]
従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成例が第14
図に示される。この従来例装置はテレビ/音声会議シス
テムなどに用いられる装置であり9回線から受信された
音声信号がスピーカ8から出力され、一方、マイクロホ
ン9から入力された音声信号が回線側へ送出されるよう
になっている。
図に示される。この従来例装置はテレビ/音声会議シス
テムなどに用いられる装置であり9回線から受信された
音声信号がスピーカ8から出力され、一方、マイクロホ
ン9から入力された音声信号が回線側へ送出されるよう
になっている。
第14図において、10は分割間引き処理部であり、フ
ィルタバンク101と間引き部102で構成される。フ
ィルタバンク101はQMF(Quadrature
Miller Filter )からなるフィルタで
あり、受信信号をN個のチャネルCHI〜CHNの帯域
信号に分割する。この分割された各帯域信号は間引き部
102で17Nに間引き処理(Nサンプル点から1サン
プル点の割合で信号を逐次に抽出していく処理)され、
その後にエコキャンセラ群40に入力される。
ィルタバンク101と間引き部102で構成される。フ
ィルタバンク101はQMF(Quadrature
Miller Filter )からなるフィルタで
あり、受信信号をN個のチャネルCHI〜CHNの帯域
信号に分割する。この分割された各帯域信号は間引き部
102で17Nに間引き処理(Nサンプル点から1サン
プル点の割合で信号を逐次に抽出していく処理)され、
その後にエコキャンセラ群40に入力される。
20も分割間引き処理部であり9分割間引き処理部10
と同じ構成となっており、フィルタバンク201と間引
き部201からなり9間引き部201で間引き処理され
たN個の帯域信号はエコーキャンセラ群40にそれぞれ
入力される。
と同じ構成となっており、フィルタバンク201と間引
き部201からなり9間引き部201で間引き処理され
たN個の帯域信号はエコーキャンセラ群40にそれぞれ
入力される。
エコーキャンセラ群40は各帯域毎にエコー消去動作を
行うためのエコーキャンセラの群からなる。例えばチャ
ネルCHIのエコーキャンセラは1分割間引き処理部1
0からの帯域信号CHIに基づいて擬似エコーを発生す
る適応ディジタルフィルタ401■と9分割間引き処理
部20からの帯域信号CHIからこの擬似エコーを減じ
て残差信号(あるいは残留エコー)を生成する減算器4
02■とからなり、この残差信号は適応ディジタルフィ
ルタ401■のタップ係数更新制御を行うために用いら
れると共に、補間合成回路30に出力される。他のチャ
ネルCH2〜CHNのエコーキャンセラも全く同じ構成
となっている。
行うためのエコーキャンセラの群からなる。例えばチャ
ネルCHIのエコーキャンセラは1分割間引き処理部1
0からの帯域信号CHIに基づいて擬似エコーを発生す
る適応ディジタルフィルタ401■と9分割間引き処理
部20からの帯域信号CHIからこの擬似エコーを減じ
て残差信号(あるいは残留エコー)を生成する減算器4
02■とからなり、この残差信号は適応ディジタルフィ
ルタ401■のタップ係数更新制御を行うために用いら
れると共に、補間合成回路30に出力される。他のチャ
ネルCH2〜CHNのエコーキャンセラも全く同じ構成
となっている。
補間合成処理部30は補間部301と合成フィルタ30
2からなり、補間部301は間引き部102.202で
l/Nに間引き処理された各チャネル信号を元に戻す補
間処理(間引き処理された信号に対して零のサンプル信
号を1:N−1の割合で挿入していく処理)を行い9合
成フィルタ302は補間後の各帯域信号を加算合成して
元の送信信号を生成するものであり、この送信信号は回
線側へ送出される。
2からなり、補間部301は間引き部102.202で
l/Nに間引き処理された各チャネル信号を元に戻す補
間処理(間引き処理された信号に対して零のサンプル信
号を1:N−1の割合で挿入していく処理)を行い9合
成フィルタ302は補間後の各帯域信号を加算合成して
元の送信信号を生成するものであり、この送信信号は回
線側へ送出される。
この従来例装置における分割間引き処理部10.20の
フィルタ特性の例が第15図を参照して以下に説明され
る。第15図の[A]に示される如く、入力信号は複素
フィルタからなるフィルタバンクによってチャネルCH
IからCHNのN個の帯域信号に分割される。ここでf
sはサンプリング周波数である。
フィルタ特性の例が第15図を参照して以下に説明され
る。第15図の[A]に示される如く、入力信号は複素
フィルタからなるフィルタバンクによってチャネルCH
IからCHNのN個の帯域信号に分割される。ここでf
sはサンプリング周波数である。
この分割された各帯域信号は間引き部に入力されて間引
き処理される。この場合、奇数チャネルCHI、CH3
,CH5・・・の間引き後のフイルタ特性は第15図の
[B]に示されるようなものとなり、一方、偶数チャネ
ルCH2,CH4゜CH6・・・の間引き後のフィルタ
特性は第15図の[C]に示されるようなものとなる。
き処理される。この場合、奇数チャネルCHI、CH3
,CH5・・・の間引き後のフイルタ特性は第15図の
[B]に示されるようなものとなり、一方、偶数チャネ
ルCH2,CH4゜CH6・・・の間引き後のフィルタ
特性は第15図の[C]に示されるようなものとなる。
第15図の[D]は奇数チャネルの帯域信号の間引きフ
ィルタ通過後のリアルパートを取った信号、また第15
図の[E]は偶数チャネルの帯域信号の間引きフィルタ
通過後のリアルパートを取った信号であり、これらは折
返し成分を含む信号となる。図中、右矢は信号の上側帯
波を、友人は信号の下側帯波それぞれ表しており、下側
帯波が折返し成分として現れることになる。間引き部1
02.202からの出力信号としてはこの第15図の[
D]、[E]のリアルパート部分の信号が用いられてお
り、エコーキャンセラ群40はこのリアルパート部分の
信号に対して動作するものである。
ィルタ通過後のリアルパートを取った信号、また第15
図の[E]は偶数チャネルの帯域信号の間引きフィルタ
通過後のリアルパートを取った信号であり、これらは折
返し成分を含む信号となる。図中、右矢は信号の上側帯
波を、友人は信号の下側帯波それぞれ表しており、下側
帯波が折返し成分として現れることになる。間引き部1
02.202からの出力信号としてはこの第15図の[
D]、[E]のリアルパート部分の信号が用いられてお
り、エコーキャンセラ群40はこのリアルパート部分の
信号に対して動作するものである。
奇数チャネルまたは偶数チャネルの何れにしても、1/
Nに間引きされることによって取り扱う情報量は各チャ
ネルでそれぞれl/Nに削減されることになるので、後
段のエコーキャンセラはその分、タップ数を削減するこ
とができるようになる。
Nに間引きされることによって取り扱う情報量は各チャ
ネルでそれぞれl/Nに削減されることになるので、後
段のエコーキャンセラはその分、タップ数を削減するこ
とができるようになる。
この従来装置の動作が以下に説明される。回線からの受
信信号は分割間引き処理部10に入力されて、N個のチ
ャネルの帯域信号CHI−CHNに分割されて間引き処
理され、これらの信号はエコーキャンセラ群40に入力
されて、各適応ディジタルフィルタ401■〜401@
で送信信号に回り込みエコー(スピーカ8からマイクロ
ホン9に回り込む音)の擬似エコーが生成される。この
擬似エコーは各チャネル毎に9分割間引き処理部20で
分割間引き処理された送信信号の各帯域信号から減算器
401■〜401@で減じられ、それにより各チャネル
の残差信号が求められる。
信信号は分割間引き処理部10に入力されて、N個のチ
ャネルの帯域信号CHI−CHNに分割されて間引き処
理され、これらの信号はエコーキャンセラ群40に入力
されて、各適応ディジタルフィルタ401■〜401@
で送信信号に回り込みエコー(スピーカ8からマイクロ
ホン9に回り込む音)の擬似エコーが生成される。この
擬似エコーは各チャネル毎に9分割間引き処理部20で
分割間引き処理された送信信号の各帯域信号から減算器
401■〜401@で減じられ、それにより各チャネル
の残差信号が求められる。
この各チャネルCHI−CHN毎の残差信号は補間合成
処理部30の補間部301で1/N間引きされた分が元
通りに補間され、さらに合成フィルタ302で各チャネ
ルの残差信号が加算合成されて9元の全周波数帯域を持
つ残差信号が復元され、これが回線側に送出される。
処理部30の補間部301で1/N間引きされた分が元
通りに補間され、さらに合成フィルタ302で各チャネ
ルの残差信号が加算合成されて9元の全周波数帯域を持
つ残差信号が復元され、これが回線側に送出される。
このように、従来装置は、直接構成のFIR型エコーキ
ャンセラ装置と比較した場合、取り扱う信号のサンプリ
ング速度が9間引き後の信号ではFIR側エコーキャン
セラの1/Nになるため、信号処理量が全体として約1
/Nになり。
ャンセラ装置と比較した場合、取り扱う信号のサンプリ
ング速度が9間引き後の信号ではFIR側エコーキャン
セラの1/Nになるため、信号処理量が全体として約1
/Nになり。
ハードウェア規模を削減することができるものである。
[課題が解決しようとする課題]
従来装置では、エコーキャンセラ群でのエコー消去動作
は9分割間引き処理部からの信号のリアルパート成分に
対して処理を行っている。このリアルパート成分信号は
、第15図の[0][E]からも分かるように、折返し
成分の存在によって各帯域信号間で重なり合う部分が生
じている。このような重なり部分が生じると、補間合成
処理部で合成後の残差信号において分割帯域間のエラー
が十分に抑圧できず、このため全体としてエコー抑圧量
も小さ(なってしまうという問題が生じる。
は9分割間引き処理部からの信号のリアルパート成分に
対して処理を行っている。このリアルパート成分信号は
、第15図の[0][E]からも分かるように、折返し
成分の存在によって各帯域信号間で重なり合う部分が生
じている。このような重なり部分が生じると、補間合成
処理部で合成後の残差信号において分割帯域間のエラー
が十分に抑圧できず、このため全体としてエコー抑圧量
も小さ(なってしまうという問題が生じる。
第16図はかかる分割帯域間のエラーの影響を説明する
ための従来装置における残差信号のスペクトルの例を示
す図であり、横軸が周波数、縦軸が信号レベルを表す。
ための従来装置における残差信号のスペクトルの例を示
す図であり、横軸が周波数、縦軸が信号レベルを表す。
この例は8帯域分割の場合のものであり9図中、実線(
イ)は残差信号のスペクトル特性であり1点線(ロ)は
エコー消去を行わない場合の送信信号のスペクトル特性
である。この第16図からも分かるように、帯域信号間
の重なり部分の影響で各帯域の境目でエラー抑圧特性が
劣化している。
イ)は残差信号のスペクトル特性であり1点線(ロ)は
エコー消去を行わない場合の送信信号のスペクトル特性
である。この第16図からも分かるように、帯域信号間
の重なり部分の影響で各帯域の境目でエラー抑圧特性が
劣化している。
かかる問題は1例えば下記の文献。
Experiments with 5ub−ba
nd AcousticEcho Cancell
ers for Teleconferencin
gAndre G11lorie著、IC:ASSP
’ 87゜49.12.1.PP、2141−2144
でも論じられている。
nd AcousticEcho Cancell
ers for Teleconferencin
gAndre G11lorie著、IC:ASSP
’ 87゜49.12.1.PP、2141−2144
でも論じられている。
また従来装置では、補間合成処理部は、エコーキャンセ
ラ群から出力された各帯域の残留エコーに対して補間1
合成の処理を行っているが、この残留エコーは装置が正
常に動作していれば十分に小さくなるものであるから、
補間合成処理部が固定小数点演算を行うように構成され
ている場合には、かかる残留エコーに対してはダイナミ
ックレンジが十分にとれなくなり、このため演算精度の
影響でエコー抑圧特性が劣化するという問題が生じる。
ラ群から出力された各帯域の残留エコーに対して補間1
合成の処理を行っているが、この残留エコーは装置が正
常に動作していれば十分に小さくなるものであるから、
補間合成処理部が固定小数点演算を行うように構成され
ている場合には、かかる残留エコーに対してはダイナミ
ックレンジが十分にとれなくなり、このため演算精度の
影響でエコー抑圧特性が劣化するという問題が生じる。
さらに、従来装置では、マイクロホンから入力された送
信信号は1分割間引き処理部20.エコーキャンセラ群
40.補間合成処理部3oを経て回線に送出されるよう
になっているが、このような構成とした場合4次のよう
な問題が生じる。
信信号は1分割間引き処理部20.エコーキャンセラ群
40.補間合成処理部3oを経て回線に送出されるよう
になっているが、このような構成とした場合4次のよう
な問題が生じる。
すなわち1分割間引き処理部2oで分割間引き処理した
信号をそのまま補間合成処理部3oで補間合成して再び
元の信号とすると、理論的には元の信号がそのまま復元
されるはずであるが、この画処理の間にエコーキャンセ
ラ群4oが入ると。
信号をそのまま補間合成処理部3oで補間合成して再び
元の信号とすると、理論的には元の信号がそのまま復元
されるはずであるが、この画処理の間にエコーキャンセ
ラ群4oが入ると。
エコーキャンセラ群40の減算器402■〜4゜2@の
影響で残差信号に雑音が重畳され、エコー抑圧特性が劣
化する。
影響で残差信号に雑音が重畳され、エコー抑圧特性が劣
化する。
またエコーキャンセラ群40による影響を考えない場合
でも9分割間引き処理および補間合成処理で使用する各
フィルタバンクの次数は有限の値であり、そのことに起
因してフィルタバンクで信号にリップルが生じ9合成後
の送信信号のスペクトルが歪むという現象が現れ、この
こともエコー抑圧特性を劣化させる原因となっている。
でも9分割間引き処理および補間合成処理で使用する各
フィルタバンクの次数は有限の値であり、そのことに起
因してフィルタバンクで信号にリップルが生じ9合成後
の送信信号のスペクトルが歪むという現象が現れ、この
こともエコー抑圧特性を劣化させる原因となっている。
本発明は上述したような技術的諸問題に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは。
ものであり、その目的とするところは。
サブバンド型エコーキャンセラのエコー抑圧特性を改善
することにある。
することにある。
[課題を解決するための手段]
第1図〜第3図は本発明に係る原理説明図である。
本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、一つの
形態として、第1図に示されるように1回線からの受信
信号をNチャネル(Nは2以上の整数)の帯域信号に分
割して各帯域信号を間引き処理し複素信号の形で出力す
る第1の分割間引き処理部91.送信信号をNチャネル
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複素信
号の形で出力する第2の分割間引き処理部92、第1の
分割間引き処理部91の各帯域信号に基づき第2の分割
間引き処理部92の各帯域信号を参照して各帯域の擬似
エコーを生成し、この各帯域の擬似エコーを第2の分割
間引き処理部92からの各帯域信号から減じて各帯域の
残差信号をそれぞれ出力するエコーキャンセラ群93.
および、エコーキャンセラ群93の各帯域の残差信号を
補間し合成して残差信号を出力する補間合成処理部94
とを具備し、各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域
で行われるように構成される。
形態として、第1図に示されるように1回線からの受信
信号をNチャネル(Nは2以上の整数)の帯域信号に分
割して各帯域信号を間引き処理し複素信号の形で出力す
る第1の分割間引き処理部91.送信信号をNチャネル
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複素信
号の形で出力する第2の分割間引き処理部92、第1の
分割間引き処理部91の各帯域信号に基づき第2の分割
間引き処理部92の各帯域信号を参照して各帯域の擬似
エコーを生成し、この各帯域の擬似エコーを第2の分割
間引き処理部92からの各帯域信号から減じて各帯域の
残差信号をそれぞれ出力するエコーキャンセラ群93.
および、エコーキャンセラ群93の各帯域の残差信号を
補間し合成して残差信号を出力する補間合成処理部94
とを具備し、各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域
で行われるように構成される。
本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、他の形
態として、第2図に示されるように。
態として、第2図に示されるように。
回線からの受信信号をNチャネル(Nは2以上の整数)
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する第1
の分割間引き処理部95.送信信号をNチャネルの帯域
信号に分割して各帯域信号を間引き処理する第2の分割
間引き処理部96.第1の分割間引き処理部95の各帯
域信号に基づき第2の分割間引き処理部96の各帯域信
号を参照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャ
ンセラ群97.エコーキャンセラ群97の各帯域の擬似
エコーを補間し合成して擬似エコーを出力する補間合成
処理部98.および、送信信号から補間合成処理部98
の擬似エコーを減じて残差信号を出力する減算部99を
具備してなる。
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する第1
の分割間引き処理部95.送信信号をNチャネルの帯域
信号に分割して各帯域信号を間引き処理する第2の分割
間引き処理部96.第1の分割間引き処理部95の各帯
域信号に基づき第2の分割間引き処理部96の各帯域信
号を参照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャ
ンセラ群97.エコーキャンセラ群97の各帯域の擬似
エコーを補間し合成して擬似エコーを出力する補間合成
処理部98.および、送信信号から補間合成処理部98
の擬似エコーを減じて残差信号を出力する減算部99を
具備してなる。
本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、また他
の形態として、第3図に示されるように9回線からの受
信信号をNチャネル(Nは2以上の整数)の帯域信号に
分割して各帯域信号を間引き処理する第1の分割間引き
処理部95.送信信号をNチャネルの帯域信号に分割し
て各帯域信号を間引き処理する第2の分割間引き処理部
96、第2の分割間引き処理部96からの各帯域信号を
補間し合成して合成送信信号を出力する第1の補間合成
処理部90.第1の分割間引き処理部95の各帯域信号
に基づき第2の分割間引き処理部96の各帯域信号を@
叩して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
群97.エコキャンセラ群97の各帯域の擬似エコーを
補間し合成して擬似エコーを出力する第2の補間合成処
理部98.および、第1の補間合成処理部9oがらの合
成送信信号から第2の補間合成処理部98の擬似エコー
を減じて残差信号を出力する減算部99を具備してなる
。
の形態として、第3図に示されるように9回線からの受
信信号をNチャネル(Nは2以上の整数)の帯域信号に
分割して各帯域信号を間引き処理する第1の分割間引き
処理部95.送信信号をNチャネルの帯域信号に分割し
て各帯域信号を間引き処理する第2の分割間引き処理部
96、第2の分割間引き処理部96からの各帯域信号を
補間し合成して合成送信信号を出力する第1の補間合成
処理部90.第1の分割間引き処理部95の各帯域信号
に基づき第2の分割間引き処理部96の各帯域信号を@
叩して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
群97.エコキャンセラ群97の各帯域の擬似エコーを
補間し合成して擬似エコーを出力する第2の補間合成処
理部98.および、第1の補間合成処理部9oがらの合
成送信信号から第2の補間合成処理部98の擬似エコー
を減じて残差信号を出力する減算部99を具備してなる
。
また本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、他
の形態として、上述の第2図、第3図の形態において、
各帯域毎のエコー消去動作が複素信号領域で行われるよ
うにしたことを特徴とする。
の形態として、上述の第2図、第3図の形態において、
各帯域毎のエコー消去動作が複素信号領域で行われるよ
うにしたことを特徴とする。
さらに本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、
他の形態として、上述の各形態において、2/N間引き
処理が行われ1分割間引き処理部91,92,95.9
6がN個のポリフェーズフィルタ群とN点離散フーリエ
逆変換回路で構成され、補間合成処理部90,94.9
8がN点離散フーリエ逆変換回路とN個のポリフェーズ
フィルタ群で構成されたことを特徴とする。
他の形態として、上述の各形態において、2/N間引き
処理が行われ1分割間引き処理部91,92,95.9
6がN個のポリフェーズフィルタ群とN点離散フーリエ
逆変換回路で構成され、補間合成処理部90,94.9
8がN点離散フーリエ逆変換回路とN個のポリフェーズ
フィルタ群で構成されたことを特徴とする。
さらに本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、
他の形態として、上述の各形態において、1/N間引き
処理が行われ9分割間引き処理部91.92,95.9
6が2N個ポリフェーズフィルタ群と2N点離散フーリ
エ逆変換回路で構成され、補間合成処理部90.94.
98が2N点離散フーリエ逆変換回路と2N個のボリフ
ェズフィルタ群で構成されたことを特徴とする。
他の形態として、上述の各形態において、1/N間引き
処理が行われ9分割間引き処理部91.92,95.9
6が2N個ポリフェーズフィルタ群と2N点離散フーリ
エ逆変換回路で構成され、補間合成処理部90.94.
98が2N点離散フーリエ逆変換回路と2N個のボリフ
ェズフィルタ群で構成されたことを特徴とする。
またさらに本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラ
は、他の形態として、上述の各形態において9間引き処
理後の一つのチャネルを利用してダブルトーク検出制御
が行われるように構成されたことを特徴とする。
は、他の形態として、上述の各形態において9間引き処
理後の一つのチャネルを利用してダブルトーク検出制御
が行われるように構成されたことを特徴とする。
(以下余白2
[作用]
第1図の形態のサブバンド型エコーキャンセラでは9分
割間引き処理部91.92から出力される各帯域信号は
複素信号とされており、エコキャンセラ群93で行われ
る各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域で行われる
。
割間引き処理部91.92から出力される各帯域信号は
複素信号とされており、エコキャンセラ群93で行われ
る各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域で行われる
。
これにより、エコーキャンセラ群93での処理にあたっ
て、各帯域信号が従来のリアルパート成分信号のように
各帯域の境目で重なり合うことがなくなり、よってこの
各帯域信号の重なり合いに起因して生じていた各帯域の
境界でのエラー抑圧特性の劣化が防止できるようになる
。
て、各帯域信号が従来のリアルパート成分信号のように
各帯域の境目で重なり合うことがなくなり、よってこの
各帯域信号の重なり合いに起因して生じていた各帯域の
境界でのエラー抑圧特性の劣化が防止できるようになる
。
第2図の形態のサブバンド型エコーキャンセラでは、送
信信号が回線側に送出される経路にはエコーキャンセラ
群97が置かれておらず、このエコーキャンセラ群97
を通らない送信信号から擬似エコーを減算部99で減じ
ることでエコーが消去されて回線に送出されるようにな
っている。つまり第2の分割間引き処理部96.エコー
キャンセラ群97.および補間合成処理部98は擬似エ
コーを生成するだけの経路とされている。これによりエ
コーキャンセラ群97で送信信号に雑音が重畳されるこ
とがなくなり、エコー抑圧特性も改善される。
信信号が回線側に送出される経路にはエコーキャンセラ
群97が置かれておらず、このエコーキャンセラ群97
を通らない送信信号から擬似エコーを減算部99で減じ
ることでエコーが消去されて回線に送出されるようにな
っている。つまり第2の分割間引き処理部96.エコー
キャンセラ群97.および補間合成処理部98は擬似エ
コーを生成するだけの経路とされている。これによりエ
コーキャンセラ群97で送信信号に雑音が重畳されるこ
とがなくなり、エコー抑圧特性も改善される。
また補間合成処理部98で補間合成する信号は残差信号
ではな(擬似エコーとなり、この擬似エコーはその信号
レベルが通常大きいものであるから、補間合成処理部9
8を固定小数点演算回路で構成した場合にもダイナミッ
クレンジが大きくとれるので、演算精度の影響でエコー
抑圧特性が劣化することを少な(することができる。
ではな(擬似エコーとなり、この擬似エコーはその信号
レベルが通常大きいものであるから、補間合成処理部9
8を固定小数点演算回路で構成した場合にもダイナミッ
クレンジが大きくとれるので、演算精度の影響でエコー
抑圧特性が劣化することを少な(することができる。
第3図の形態のサブバンド型エコーキャンセラでは9回
線に送出される送信信号は第2の分割間引き処理部96
からの各帯域信号を第2の補間合成処理部90で補間合
成して得ており、この場合もエコーキャンセラ群97を
経由していないので、エコーキャンセラ群97で送信信
号に雑音が重量されることを防止できる。
線に送出される送信信号は第2の分割間引き処理部96
からの各帯域信号を第2の補間合成処理部90で補間合
成して得ており、この場合もエコーキャンセラ群97を
経由していないので、エコーキャンセラ群97で送信信
号に雑音が重量されることを防止できる。
また第1の補間合成処理部90に入力される信号は各帯
域の送信信号であり、第2の補間合成処理部98に入力
される信号は擬似エコーであるので、これらの信号レベ
ルは大きいため、第1.第2の補間合成処理部90.9
8が固定小数点演算構成であっても演算精度に起因する
特性劣化を小さくすることができる。
域の送信信号であり、第2の補間合成処理部98に入力
される信号は擬似エコーであるので、これらの信号レベ
ルは大きいため、第1.第2の補間合成処理部90.9
8が固定小数点演算構成であっても演算精度に起因する
特性劣化を小さくすることができる。
さらに、第1.第2の分割間引き処理部95゜96、第
1.第2の補間合成処理部90.98のフィルタの次数
が有限であることにより合成後の信号にリップル成分が
のる場合でも、減算部99において第1の補間合成処理
部90の出力信号から第2の補間合成処理部98の出力
信号が減じられる構成となっているため、最終的な送信
信号においてこのリップル成分は相殺され1通話品質の
改善が図られる。
1.第2の補間合成処理部90.98のフィルタの次数
が有限であることにより合成後の信号にリップル成分が
のる場合でも、減算部99において第1の補間合成処理
部90の出力信号から第2の補間合成処理部98の出力
信号が減じられる構成となっているため、最終的な送信
信号においてこのリップル成分は相殺され1通話品質の
改善が図られる。
第2図または第3図の形態のサブバンド型エコーキャン
セラにおいてエコーキャンセラ群での各帯域毎の擬似エ
コーの生成を複素信号領域で行うようにした場合には、
前述したように、各帯域信号間での信号成分の重なり合
いがな(なるため、各帯域の境目でのエコー抑圧特性の
劣化を防止することができる。
セラにおいてエコーキャンセラ群での各帯域毎の擬似エ
コーの生成を複素信号領域で行うようにした場合には、
前述したように、各帯域信号間での信号成分の重なり合
いがな(なるため、各帯域の境目でのエコー抑圧特性の
劣化を防止することができる。
上述の各形態において1分割間引き処理部91.92,
95.’96をN個のポリフェーズフィルタ群とN点離
散フーリエ逆変換回路で構成し。
95.’96をN個のポリフェーズフィルタ群とN点離
散フーリエ逆変換回路で構成し。
補間合成処理部90,94.98をN点離散フーリエ逆
変換回路とN個のポリフェーズフィルタ群で構成して2
7N間引き処理を行うようにする。
変換回路とN個のポリフェーズフィルタ群で構成して2
7N間引き処理を行うようにする。
あるいは分割間引き処理部91.92.95.96を2
N個のポリフェーズフィルタ群と2N点離散フーリエ逆
変換回路で構成し、補間合成処理部90.94.98を
2N点離散フーリエ逆変換回路と2N個のポリフェーズ
フィルタ群で構成して1/N間引き処理を行うようにす
ることができ。
N個のポリフェーズフィルタ群と2N点離散フーリエ逆
変換回路で構成し、補間合成処理部90.94.98を
2N点離散フーリエ逆変換回路と2N個のポリフェーズ
フィルタ群で構成して1/N間引き処理を行うようにす
ることができ。
これらにより演算処理量を少なくすることができる。
さらに上述の各形態のサブバンド型エコーキャンセラに
おいて9間引き処理後の一つのチャネルを利用してダブ
ルトーク検出制御を行うようにすることで、ダブルトー
ク検出制御のための回路を簡素化してハードウェア規模
の削減を図ることができる。
おいて9間引き処理後の一つのチャネルを利用してダブ
ルトーク検出制御を行うようにすることで、ダブルトー
ク検出制御のための回路を簡素化してハードウェア規模
の削減を図ることができる。
[実施例]
以下1図面を参照して本発明の詳細な説明する。
本発明の一実施例としてのサブバンド型エコーキャンセ
ラが第4図に示される。第4図において9回線側からの
受信信号はスピーカ8に入力されると共に1分割間引き
処理部lに入力される。
ラが第4図に示される。第4図において9回線側からの
受信信号はスピーカ8に入力されると共に1分割間引き
処理部lに入力される。
またマイクロホン9からの送信信号は分割間引き処理部
2.エコーキャンセラ群4.補間合成処理部7を介して
回線側へ送出される。
2.エコーキャンセラ群4.補間合成処理部7を介して
回線側へ送出される。
ここで分割間引き処理部lは、Nチャネル分割フィルタ
バンク11と間引き部12から構成されるものであって
、受信信号をフィルタバンク11でNチャネルの帯域信
号に分割した後に9間引き部12で各帯域信号のサンプ
ル点を2/Nに間引き処理するものであるが9間引き部
12からの出力信号は、従来技術のようなリアルパート
成分だけのものではなく、複素信号の形で出力されるよ
うになっている。
バンク11と間引き部12から構成されるものであって
、受信信号をフィルタバンク11でNチャネルの帯域信
号に分割した後に9間引き部12で各帯域信号のサンプ
ル点を2/Nに間引き処理するものであるが9間引き部
12からの出力信号は、従来技術のようなリアルパート
成分だけのものではなく、複素信号の形で出力されるよ
うになっている。
同様に分割間引き処理部2も、Nチャネル分割フィルタ
21と間引き部22から構成され9間引き部22からの
出力信号は複素信号の形となっている。これらの分割間
引き処理部1.2は2倍のオーバサンプル型となってい
る。
21と間引き部22から構成され9間引き部22からの
出力信号は複素信号の形となっている。これらの分割間
引き処理部1.2は2倍のオーバサンプル型となってい
る。
エコーキャンセラ群4も、従来技術で説明したと同様に
9分割間引き処理部1により受信信号を分割した各帯域
信号に基づいて各チャネル毎の擬似エコーを適応ディジ
タルフィルタ41■〜41@で作成し、減算器42■〜
42@でこの擬似エコーを9分割間引き処理部2により
送信信号を分割した各帯域信号から減じて各チャネル毎
の残差信号を得る機能を持つものであるが、従来技術と
の相違点として、このエコーキャンセラ群4は複素信号
領域で動作するものが使用されている。このエコーキャ
ンセラ群4の適応制御アルゴリズムとしては、直接構成
型のエコーキャンセラに適応できる複素領域でのアルゴ
リズムであるのならば、全て適応することができるもの
とし1例えば正規化複素LMSアルゴリズムを適用する
ことができる。
9分割間引き処理部1により受信信号を分割した各帯域
信号に基づいて各チャネル毎の擬似エコーを適応ディジ
タルフィルタ41■〜41@で作成し、減算器42■〜
42@でこの擬似エコーを9分割間引き処理部2により
送信信号を分割した各帯域信号から減じて各チャネル毎
の残差信号を得る機能を持つものであるが、従来技術と
の相違点として、このエコーキャンセラ群4は複素信号
領域で動作するものが使用されている。このエコーキャ
ンセラ群4の適応制御アルゴリズムとしては、直接構成
型のエコーキャンセラに適応できる複素領域でのアルゴ
リズムであるのならば、全て適応することができるもの
とし1例えば正規化複素LMSアルゴリズムを適用する
ことができる。
補間合成処理部7はエコーキャンセラ群4から出力され
る各チャネル毎の残差信号をそれぞれ補間した後に合成
する回路であり、補間部71と合成フィルタ72とで構
成されている。この補間合成処理部7としても、複素信
号を処理する回路が用いられている。
る各チャネル毎の残差信号をそれぞれ補間した後に合成
する回路であり、補間部71と合成フィルタ72とで構
成されている。この補間合成処理部7としても、複素信
号を処理する回路が用いられている。
これら分割間引き処理部1.2と補間合成処理部7の構
成方法が以下に説明される。
成方法が以下に説明される。
第5図には、2/Nの間引き処理を行う場合について9
分割間引き処理部1または2のフィルタバンクおよび間
引き部のスペクトルの例が示される。第5図において、
[A〕には帯域分割複素フィルタ群のチャネル分割特性
が示され、[B]には奇数チャネルCHI、CH3,C
H5・・・の間引き後のフィルタ特性が示され、〔C1
には偶数チャネルCH2,CH4,CH6・・・の間引
き後のフィルタ特性が示される。
分割間引き処理部1または2のフィルタバンクおよび間
引き部のスペクトルの例が示される。第5図において、
[A〕には帯域分割複素フィルタ群のチャネル分割特性
が示され、[B]には奇数チャネルCHI、CH3,C
H5・・・の間引き後のフィルタ特性が示され、〔C1
には偶数チャネルCH2,CH4,CH6・・・の間引
き後のフィルタ特性が示される。
この第5図において、チャネルCHIに対応するフィル
タの特性をH(z)とし、ZをZ=expfj 2
x f /f s )とおき、これを次式のよう
に・旧等分解する。
タの特性をH(z)とし、ZをZ=expfj 2
x f /f s )とおき、これを次式のよう
に・旧等分解する。
H(zl =Σ−Z−’H,(ZN) ・・・ (
1)ここでチャネルL (L=2〜N)に対応するフィ
ルタの特性HL(Z)は1式(1)におけるfを。
1)ここでチャネルL (L=2〜N)に対応するフィ
ルタの特性HL(Z)は1式(1)におけるfを。
f−(L−1)fs/N
で置き換えることにより得られ。
HL (Z) = ”;、、 exp[j2π(L−1
)i/NJZ−’H,fZN)・ ・ ・ (2) となる。フィルタバンクへの入力信号をX(z)とし。
)i/NJZ−’H,fZN)・ ・ ・ (2) となる。フィルタバンクへの入力信号をX(z)とし。
・ ・ ・ (3)
とおくと、チャネルCHLに対応するフィルタの出力Y
Lfz)は。
Lfz)は。
YL(Z)・
+2−”2 Σ2−”Z−’X、/2..(Z””IH
,fZN)]・ ・ ・ (4) となる。
,fZN)]・ ・ ・ (4) となる。
この出力YL(Z)に対して間引き処理を行う場合には
、m+iが一定になるようにすればよく。
、m+iが一定になるようにすればよく。
式(4)に基づいてこれを実現する構成は、第6図に示
されるものとなる。
されるものとなる。
すなわち第6図に示される如(9分割間引き処理部1.
2のフィルタバンクおよび間引き部は。
2のフィルタバンクおよび間引き部は。
伝達特性がそれぞれH,(ZN) 〜H,,(ZNlの
N個のポリフェーズフィルタ群111と、これらポリフ
ェーズフィルタ群111からの出力が入力されるN点I
D F T (Inverse DiscreteF
ourier Transform :離散フーリエ逆
変換)回路121とにより構成することができる。
N個のポリフェーズフィルタ群111と、これらポリフ
ェーズフィルタ群111からの出力が入力されるN点I
D F T (Inverse DiscreteF
ourier Transform :離散フーリエ逆
変換)回路121とにより構成することができる。
同様にして、補間合成処理部7の補間部および合成フィ
ルタは、第7図に示される如<、N点IDFT回路71
1と、伝達特性がそれぞれGo(ZN)〜G、、(ZN
)(7)N個のボ’) 7 ニー Xフィル2群721
とで構成することができる。
ルタは、第7図に示される如<、N点IDFT回路71
1と、伝達特性がそれぞれGo(ZN)〜G、、(ZN
)(7)N個のボ’) 7 ニー Xフィル2群721
とで構成することができる。
以上は2/N間引き処理をするときの分割間引き処理部
1,2および補間合成処理部7の構成を示したが9分割
間引き処理部1.2および補間合成処理部7の構成はこ
れに限られるものではなく5例えばl/N間引き処理を
するときには以下のように構成することができる。
1,2および補間合成処理部7の構成を示したが9分割
間引き処理部1.2および補間合成処理部7の構成はこ
れに限られるものではなく5例えばl/N間引き処理を
するときには以下のように構成することができる。
すなわち、第8図には、1/Nの間引き処理を行う場合
について1分割間引き処理部1または2のフィルタバン
クおよび間引き部のスペクトルの例が示される。第8図
において、[A1には帯域分割複素フィルタ群のチャネ
ル分割特性が示され、〔B1には奇数チャネルCHI、
CH3,CH5・・・の間引き後のフィルタ特性が示さ
れ。
について1分割間引き処理部1または2のフィルタバン
クおよび間引き部のスペクトルの例が示される。第8図
において、[A1には帯域分割複素フィルタ群のチャネ
ル分割特性が示され、〔B1には奇数チャネルCHI、
CH3,CH5・・・の間引き後のフィルタ特性が示さ
れ。
[C]には偶数チャネルCH2,CH4,CH6・・・
の間引き後のフィルタ特性が示される。
の間引き後のフィルタ特性が示される。
この第8図において、チャネルCHIに対応するフィル
タの特性をH(Z)とし、Zを。
タの特性をH(Z)とし、Zを。
Z=exp (j2if/fs)
とおき、これを次式のように恒等分解する。
HfZ) =X Z−’H,(22N) −
−−(5)ここでチャネルL (L=2〜N)に対応す
るフィルタの特性HLfZ)は9式(5)におけるfを
。
−−(5)ここでチャネルL (L=2〜N)に対応す
るフィルタの特性HLfZ)は9式(5)におけるfを
。
f−(L−1) fs/2N
で置き換えることにより得られ。
H、(Z) =Σ esp[j2u (L−11172
N]Z−’H+ (Z”1・ ・ ・ (6) となる。フィルタバンクへの入力信号をX (z)とし
。
N]Z−’H+ (Z”1・ ・ ・ (6) となる。フィルタバンクへの入力信号をX (z)とし
。
・ ・ ・ (7)
とおくと、チャネルCHLに対応するフィルタの出力Y
L(z)は。
L(z)は。
Y L(Z) =
+z−’ x−z−”z−’XN +ffi +z2N
) Hi (22N) ]・ ・ ・ (8) となる。
) Hi (22N) ]・ ・ ・ (8) となる。
この出力Y Lfzlに対して間引き処理を行う場合に
は、m+iが一定になるようにすればよく9式(8)に
基づいてこれを実現する構成は、第9図に示されるもの
となる。
は、m+iが一定になるようにすればよく9式(8)に
基づいてこれを実現する構成は、第9図に示されるもの
となる。
すなわち第9図に示される如く9分割間引き処理部1,
2のフィルタバンクおよび間引き部は。
2のフィルタバンクおよび間引き部は。
伝達特性がそれぞれH,fZ2Nl 〜H2,−,(2
2N)の2N個のポリフェーズフィルタ群112と、こ
れらポリフェーズフィルタ群112からの出力が入力さ
れる2N点IDFT回路122とにより構成することが
できる。
2N)の2N個のポリフェーズフィルタ群112と、こ
れらポリフェーズフィルタ群112からの出力が入力さ
れる2N点IDFT回路122とにより構成することが
できる。
同様にして、補間合成処理部7の補間部および合成フィ
ルタは、第10図に示される如(,2N点I DFT回
路712と、伝達特性がそれぞれG o(22N) 〜
G zN−+ (22N)の2N個のポリフェーズフィ
ルタ群722とで構成することができる。
ルタは、第10図に示される如(,2N点I DFT回
路712と、伝達特性がそれぞれG o(22N) 〜
G zN−+ (22N)の2N個のポリフェーズフィ
ルタ群722とで構成することができる。
この実施例装置の動作は、基本的には第14図の従来装
置で説明したものと同じであるが、相違点として1分割
間引き処理部1,2.エコーキャンセラ群4.補間合成
処理部7での信号処理がそれぞれ複素信号領域で行われ
ている。これにより、第5図あるいは第8図に示された
間引き後のフィルタ特性[B]、[C]からも分かるよ
うに、各帯域信号の間のスペクトルの重なりはなくなり
、この結果、従来装置で帯域の境目で生じていたエコー
抑圧特性の劣化を実施例装置ではなくすことができる。
置で説明したものと同じであるが、相違点として1分割
間引き処理部1,2.エコーキャンセラ群4.補間合成
処理部7での信号処理がそれぞれ複素信号領域で行われ
ている。これにより、第5図あるいは第8図に示された
間引き後のフィルタ特性[B]、[C]からも分かるよ
うに、各帯域信号の間のスペクトルの重なりはなくなり
、この結果、従来装置で帯域の境目で生じていたエコー
抑圧特性の劣化を実施例装置ではなくすことができる。
第11図には本発明の他の実施例が示される。
この実施例装置は、各帯域信号の境界で生じるエコー抑
圧特性の劣化を防止するばかりでなく、エコーキャンセ
ラ群で送信信号に重量する雑音も無くすことができるよ
うに改善したものである。
圧特性の劣化を防止するばかりでなく、エコーキャンセ
ラ群で送信信号に重量する雑音も無くすことができるよ
うに改善したものである。
第11図において、第4図と同じ参照番号が付された回
路は同一機能の回路を表すものとする。
路は同一機能の回路を表すものとする。
この実施例装置では9回線側からの受信信号はスピーカ
8と分割間引き処理部1に入力される。
8と分割間引き処理部1に入力される。
方、マイクロホン9からの送信信号は分割間引き処理部
2に入力されると共に、遅延回路5を経由して減算器6
に入力される。この遅延回路5は分割間引き処理部2お
よび補間合成処理部3で生じる信号伝搬遅延を補償する
ためのものであり、これら分割間引き処理部2および補
間合成処理部3で生じる信号遅延時間部だけマイクロホ
ン9からの送信信号を遅延させ、減算器6において両信
号系統の信号の位相が合うようにするものである。
2に入力されると共に、遅延回路5を経由して減算器6
に入力される。この遅延回路5は分割間引き処理部2お
よび補間合成処理部3で生じる信号伝搬遅延を補償する
ためのものであり、これら分割間引き処理部2および補
間合成処理部3で生じる信号遅延時間部だけマイクロホ
ン9からの送信信号を遅延させ、減算器6において両信
号系統の信号の位相が合うようにするものである。
分割間引き処理部2から出力される各帯域信号はエコー
キャンセラ群4に入力され、このエコーキャンセラ群4
からは、各チャネルのエコーキャンセラで生成された擬
似エコーが補間合成処理回路3に出力される。補間合成
処理回路3はこれら各チャネルの擬似エコーを補間した
後に加算合成し、それにより合成擬似エコーを生成して
、減算器6に送出する。減算器6では、遅延回路5を経
由した送信信号から補間合成処理部3の合成擬似エコー
を減じて残差信号を生成し、これを回線側に送出する。
キャンセラ群4に入力され、このエコーキャンセラ群4
からは、各チャネルのエコーキャンセラで生成された擬
似エコーが補間合成処理回路3に出力される。補間合成
処理回路3はこれら各チャネルの擬似エコーを補間した
後に加算合成し、それにより合成擬似エコーを生成して
、減算器6に送出する。減算器6では、遅延回路5を経
由した送信信号から補間合成処理部3の合成擬似エコー
を減じて残差信号を生成し、これを回線側に送出する。
ここで分割間引き処理部1.2の詳細な構成としては、
前述した第6図または第9図の構成を用いることができ
る。また補間合成処理部3は前述した第7図または第1
0図の構成を用いることができる。
前述した第6図または第9図の構成を用いることができ
る。また補間合成処理部3は前述した第7図または第1
0図の構成を用いることができる。
この実施例装置の動作が以下に説明される。回線側から
の受信信号は分割間引き処理部lで帯域分割および間引
き処理され、各帯域信号はエコキャンセラ群4に入力さ
れる。このエコーキャンセラ群4にはマイクロホン9か
らの送信信号が分割間引き処理部2で帯域分割および間
引き処理されて入力されており、エコーキャンセラ群4
においては、適応ディジタルフィルタ41■〜41@で
各帯域の擬似エコーを生成し、これら各帯域の擬似エコ
ーと分割間引き処理部2からの各帯域信号とを減算器4
2■〜42@でそれぞれ減じて各帯域の残差信号を作る
。各適応ディジタルフィルタ41■〜41■はこれらの
残差信号を参照してタップ係数制御を行う。
の受信信号は分割間引き処理部lで帯域分割および間引
き処理され、各帯域信号はエコキャンセラ群4に入力さ
れる。このエコーキャンセラ群4にはマイクロホン9か
らの送信信号が分割間引き処理部2で帯域分割および間
引き処理されて入力されており、エコーキャンセラ群4
においては、適応ディジタルフィルタ41■〜41@で
各帯域の擬似エコーを生成し、これら各帯域の擬似エコ
ーと分割間引き処理部2からの各帯域信号とを減算器4
2■〜42@でそれぞれ減じて各帯域の残差信号を作る
。各適応ディジタルフィルタ41■〜41■はこれらの
残差信号を参照してタップ係数制御を行う。
このエコーキャンセラ群4で作られた各帯域の擬似エコ
ーは補間合成処理部3に入力され、この補間合成処理部
3の補間部31でそれぞれ補間処理された後に9合成フ
ィルタ32で合成され、それにより全帯域を持つ合成擬
似エコーが生成され、この合成擬似エコーは減算器6に
送出される。
ーは補間合成処理部3に入力され、この補間合成処理部
3の補間部31でそれぞれ補間処理された後に9合成フ
ィルタ32で合成され、それにより全帯域を持つ合成擬
似エコーが生成され、この合成擬似エコーは減算器6に
送出される。
この合成擬似エコーは、減算器6において、遅延回路5
を経由した送信信号から減じられ、それによりスピーカ
8からマイクロホン9に回り込んで送信信号に重畳され
たエコーが消去される。エコー消去後の送信信号は回線
側へ送出される。
を経由した送信信号から減じられ、それによりスピーカ
8からマイクロホン9に回り込んで送信信号に重畳され
たエコーが消去される。エコー消去後の送信信号は回線
側へ送出される。
この実施例装置のような構成とすると、マイクロホン9
からの送信信号は遅延回路5と減算器6を経由する信号
ラインで回線側へ送出されることとなり、エコーキャン
セラ群4を経由しないようになる。これによりエコーキ
ャンセラ群4の減算器42■〜42@で送信信号に雑音
が重畳されるといった不都合がな(なり9通話品質が改
善される。
からの送信信号は遅延回路5と減算器6を経由する信号
ラインで回線側へ送出されることとなり、エコーキャン
セラ群4を経由しないようになる。これによりエコーキ
ャンセラ群4の減算器42■〜42@で送信信号に雑音
が重畳されるといった不都合がな(なり9通話品質が改
善される。
また各帯域の境界でのエコー抑圧特性が改善される点は
前述の実施例と同様である。
前述の実施例と同様である。
さらにこの実施例では、補間合成処理部3に入力される
信号は擬似エコー信号となり、この擬似エコー信号は通
常の信号レベルで動作するものであるため、補間合成処
理部3が固定小数点演算方式で演算を行うものであって
も、入力信号に対するダイナミックレンジが大きくなり
、演算精度に起因した特性劣化が生じることをある程度
抑制することができる。
信号は擬似エコー信号となり、この擬似エコー信号は通
常の信号レベルで動作するものであるため、補間合成処
理部3が固定小数点演算方式で演算を行うものであって
も、入力信号に対するダイナミックレンジが大きくなり
、演算精度に起因した特性劣化が生じることをある程度
抑制することができる。
第12図には本発明の更に他の実施例が示される。この
実施例装置は前述の各帯域間で生じるエコー抑圧特性の
劣化防止とエコーキャンセラ群による雑音重畳の防止の
他に1間引き処理フィルタで送信信号にのるリップル成
分も抑圧できるようにしたものである。第12図中、第
11図と同じ参照番号の回路は同じ機能の回路を表すも
のとする。
実施例装置は前述の各帯域間で生じるエコー抑圧特性の
劣化防止とエコーキャンセラ群による雑音重畳の防止の
他に1間引き処理フィルタで送信信号にのるリップル成
分も抑圧できるようにしたものである。第12図中、第
11図と同じ参照番号の回路は同じ機能の回路を表すも
のとする。
この実施例装置が第11図の実施例装置と相違する点は
9分割間引き処理部2からの各帯域信号がエコーキャン
セラ群4と共に補間合成処理部7にも導かれており、こ
の補間合成処理部7で各帯域信号が補間合成されて元の
送信信号が復元され、この送信信号が減算器6に入力さ
れるようになっていることであり、前述の実施例におけ
るマイクロホン9から遅延回路を経由して減算器6に入
力される信号ラインは削除されている。
9分割間引き処理部2からの各帯域信号がエコーキャン
セラ群4と共に補間合成処理部7にも導かれており、こ
の補間合成処理部7で各帯域信号が補間合成されて元の
送信信号が復元され、この送信信号が減算器6に入力さ
れるようになっていることであり、前述の実施例におけ
るマイクロホン9から遅延回路を経由して減算器6に入
力される信号ラインは削除されている。
この実施例装置の動作は基本的には前述の第11図の実
施例装置と同じであるが、減算器6で合成擬似エコーを
減算される送信信号が補間合成処理部7からの合成送信
信号である点が相違している。
施例装置と同じであるが、減算器6で合成擬似エコーを
減算される送信信号が補間合成処理部7からの合成送信
信号である点が相違している。
この実施例装置のように回路を構成した場合。
分割間引き処理部と補間合成処理部のフィルタの次数が
有限であるために合成出力にリップル成分がのる場合に
も、補間合成処理部3側と補間合成処理部7例のリップ
ル成分が減W器3で相殺され、最終的な送信信号にのる
リップル成分の影響でエコー抑圧特性が劣化するのを抑
えることができる。
有限であるために合成出力にリップル成分がのる場合に
も、補間合成処理部3側と補間合成処理部7例のリップ
ル成分が減W器3で相殺され、最終的な送信信号にのる
リップル成分の影響でエコー抑圧特性が劣化するのを抑
えることができる。
また補間合成処理部3で生じる信号遅延は補間合成処理
部7で生じる信号遅延により調整されるので、減算器6
では二つの経路の信号の位相は一致するようになる。
部7で生じる信号遅延により調整されるので、減算器6
では二つの経路の信号の位相は一致するようになる。
第13図には本発明の更に他の実施例が示される。この
実施例装置は第11図の実施例装置にダブルトーク検出
制御部80を付加した構成のものであり、第11図と同
じ参照番号の回路は同一機能の回路を表す。
実施例装置は第11図の実施例装置にダブルトーク検出
制御部80を付加した構成のものであり、第11図と同
じ参照番号の回路は同一機能の回路を表す。
第13図に示されるように、ダブルトーク検出制御部8
0は、適応ディジタルフィルタと減算器からなるダブル
トーク検出専用のエコーキャンセラ82とダブルトーク
検出回路81とからなり。
0は、適応ディジタルフィルタと減算器からなるダブル
トーク検出専用のエコーキャンセラ82とダブルトーク
検出回路81とからなり。
このエコーキャンセラ82は通常のエコーキャンセラと
は別にダブルトーク専用に設けられている。
は別にダブルトーク専用に設けられている。
この実施例装置では9分割間引き処理部2から出力され
る帯域信号のうちの一つが、ダブルトーク専用のエコー
キャンセラ82に導かれて、このエコーキャンセラ82
を動作させるようになっている。このエコーキャンセラ
82は常時、適応動作を行っており、ダブルトーク検出
回路81がそのエコー抑圧量を監視してダブルトーク状
態か否かを判断するようになっている。例えば、エコー
抑圧量が15dB以下となったときにダブルトーク状態
と判断し、このダブルトーク検出時にはダブルトーク検
出回路8Iが通常動作を行っている全てのエコーキャン
セラ群4のタップ係数更新制御を止める。
る帯域信号のうちの一つが、ダブルトーク専用のエコー
キャンセラ82に導かれて、このエコーキャンセラ82
を動作させるようになっている。このエコーキャンセラ
82は常時、適応動作を行っており、ダブルトーク検出
回路81がそのエコー抑圧量を監視してダブルトーク状
態か否かを判断するようになっている。例えば、エコー
抑圧量が15dB以下となったときにダブルトーク状態
と判断し、このダブルトーク検出時にはダブルトーク検
出回路8Iが通常動作を行っている全てのエコーキャン
セラ群4のタップ係数更新制御を止める。
なお9以上の各実施例では1間引き処理をl/Nあるい
は2/Nで行うものとして説明を行ったが1本発明はこ
れに限られるものではなく、r/N(但しr<N)で間
引き処理を行うものであってもよい。
は2/Nで行うものとして説明を行ったが1本発明はこ
れに限られるものではなく、r/N(但しr<N)で間
引き処理を行うものであってもよい。
[発明の効果]
本発明によれば、サブバンド型エコーキャンセラにおい
て、各分割帯域の境界でのエコー抑圧特性の劣化、エコ
ーキャンセラ群での送信信号への雑音重畳、有限次数の
フィルタ群でのリップル成分の発生、あるいは固定小数
点演算に起因する特性劣化などが防止され、それにより
サブバンド型エコーキャンセラのエコー抑圧特性が改善
される。
て、各分割帯域の境界でのエコー抑圧特性の劣化、エコ
ーキャンセラ群での送信信号への雑音重畳、有限次数の
フィルタ群でのリップル成分の発生、あるいは固定小数
点演算に起因する特性劣化などが防止され、それにより
サブバンド型エコーキャンセラのエコー抑圧特性が改善
される。
第1図、第2図、第3図はそれぞれ本発明に係る原理説
明図。 第4図は本発明の一実施例としてのサブバンド型エコー
キャンセラを示すブロック図。 第5図は実施例において27N間引き処理をする場合の
分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第6図は第5図の特性を持つ分割間引き処理部の構成例
を示すブロック図。 第7図は実施例において2/N間引き処理をする場合の
補間合成処理部の構成例を示すプロ・ツク図。 第8図は実施例においてl/N間引き処理をする場合の
分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第9図は第8図の特性を持つ分割間引き処理部の構成例
を示すブロック図。 第10図は実施例において17N間引き処理をする場合
の補間合成処理部の構成例を示すブロック図。 第11図は本発明の他の実施例を示すブロック図。 第12図は本発明の更に他の実施例を示すブロック図。 第13図はダブルトーク検出部を含んだ場合の本発明の
更に他の実施例を示すブロック図。 第14図は従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成
例を示すブロック図。 第15図は従来例装置の分割間引き処理部のスベクトル
の例を示す図、および。 第16図は従来装置における残留エコーのスペクトルを
示す図である。 図において。 1.2.20・・・分割間引き処理部 3.7−・・補間合成処理部 4・・・エコーキャンセラ群 5・・・遅延回路 6−・・減算器 8・・・スピーカ 9・・・マイクロホン 11.12,201・・・フィルタバンク12.22,
202・・−間引き部 31.71.301・・・補間部 32.72,302・・・合成フィルタ41■〜41■
・・・適応ディジタルフィルタ42■〜42@・・・減
算器 111.112,721,722 −・−ポリフェーズフィルタ群
明図。 第4図は本発明の一実施例としてのサブバンド型エコー
キャンセラを示すブロック図。 第5図は実施例において27N間引き処理をする場合の
分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第6図は第5図の特性を持つ分割間引き処理部の構成例
を示すブロック図。 第7図は実施例において2/N間引き処理をする場合の
補間合成処理部の構成例を示すプロ・ツク図。 第8図は実施例においてl/N間引き処理をする場合の
分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第9図は第8図の特性を持つ分割間引き処理部の構成例
を示すブロック図。 第10図は実施例において17N間引き処理をする場合
の補間合成処理部の構成例を示すブロック図。 第11図は本発明の他の実施例を示すブロック図。 第12図は本発明の更に他の実施例を示すブロック図。 第13図はダブルトーク検出部を含んだ場合の本発明の
更に他の実施例を示すブロック図。 第14図は従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成
例を示すブロック図。 第15図は従来例装置の分割間引き処理部のスベクトル
の例を示す図、および。 第16図は従来装置における残留エコーのスペクトルを
示す図である。 図において。 1.2.20・・・分割間引き処理部 3.7−・・補間合成処理部 4・・・エコーキャンセラ群 5・・・遅延回路 6−・・減算器 8・・・スピーカ 9・・・マイクロホン 11.12,201・・・フィルタバンク12.22,
202・・−間引き部 31.71.301・・・補間部 32.72,302・・・合成フィルタ41■〜41■
・・・適応ディジタルフィルタ42■〜42@・・・減
算器 111.112,721,722 −・−ポリフェーズフィルタ群
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、回線からの受信信号をNチャネル(Nは2以上の整
数)の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複
素信号の形で出力する第1の分割間引き処理部(91)
、 送信信号をNチャネルの帯域信号に分割して各帯域信号
を間引き処理し複素信号の形で出力する第2の分割間引
き処理部(92)、 該第1の分割間引き処理部(91)の各帯域信号に基づ
き該第2の分割間引き処理部(92)の各帯域信号を参
照して各帯域の擬似エコーを生成し、この各帯域の擬似
エコーを該第2の分割間引き処理部(92)からの各帯
域信号から減じて各帯域の残差信号をそれぞれ出力する
エコーキャンセラ群(93)3および、 該エコーキャンセラ群(93)の各帯域の残差信号を補
間し合成して残差信号を出力する補間合成処理部(94
)とを具備し、 該各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域で行われる
ように構成されたサブバンド型エコーキャンセラ。 2、回線からの受信信号をNチャネル(Nは2以上の整
数)の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する
第1の分割間引き処理部(95)、 送信信号をNチャネルの帯域信号に分割して各帯域信号
を間引き処理する第2の分割間引き処理部(96)、 該第1の分割間引き処理部(95)の各帯域信号に基づ
き該第2の分割間引き処理部(96)の各帯域信号を参
照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
群(97)、 該エコーキャンセラ群(97)の各帯域の擬似エコーを
補間し合成して擬似エコーを出力する補間合成処理部(
98)、および、 該送信信号から該補間合成処理部(98)の擬似エコー
を減じて残差信号を出力する減算部(99)を具備して
なるサブバンド型エコーキャンセラ。 3、回線からの受信信号をNチャネル(Nは2以上の整
数)の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する
第1の分割間引き処理部(95)、 送信信号をNチャネルの帯域信号に分割して各帯域信号
を間引き処理する第2の分割間引き処理部(96)、 該第2の分割間引き処理部(96)からの各帯域信号を
補間し合成して合成送信信号を出力する第1の補間合成
処理部(90)、 該第1の分割間引き処理部(95)の各帯域信号に基づ
き該第2の分割間引き処理部(96)の各帯域信号を参
照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
群(97)、 該エコーキャンセラ群の(97)の各帯域の擬似エコー
を補間し合成して擬似エコーを出力する第2の補間合成
処理部(98)、および、 該第1の補間合成処理部(90)からの合成送信信号か
ら該第2の補間合成処理部(98)の擬似エコーを減じ
て残差信号を出力する減算部(99)を具備してなるサ
ブバンド型エコーキャンセラ。 4、請求項2または3に記載のサブバンド型エコーキャ
ンセラにおいて、各帯域毎のエコー消去動作は複素信号
領域で行われることを特徴とするもの。 5、請求項1〜4の何れかに記載のサブバンド型エコー
キャンセラにおいて、 2/N間引き処理が行われ、 分割間引き処理部(91、92、95、96)がN個の
ポリフェーズフィルタ群とN点離散フーリエ逆変換回路
で構成され、 補間合成処理部(90、94、98)がN点離散フーリ
エ逆変換回路とN個のポリフェーズフィルタ群で構成さ
れたことを特徴とするもの。 6、請求項1〜4の何れかに記載のサブバンド型エコー
キャンセラにおいて、 1/N間引き処理が行われ、 分割間引き処理部(91、92、95、96)が2N個
のポリフェーズフィルタ群と2N点離散フーリエ逆変換
回路で構成され、 補間合成処理部(90、94、98)が2N点離散フー
リエ逆変換回路と2N個のポリフェーズフィルタ群で構
成されたことを特徴とするもの。 7、請求項1〜6の何れかに記載のサブバンド型エコー
キャンセラにおいて、 間引き処理後の一つのチャネルを利用してダブルトーク
検出制御が行われるように構成されたもの。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4080590A JPH03243020A (ja) | 1990-02-21 | 1990-02-21 | サブバンド型エコーキャンセラ |
CA002036078A CA2036078C (en) | 1990-02-21 | 1991-02-11 | Sub-band acoustic echo canceller |
US07/658,180 US5136577A (en) | 1990-02-21 | 1991-02-20 | Sub-band acoustic echo canceller |
DE69110700T DE69110700T2 (de) | 1990-02-21 | 1991-02-20 | Akustischer Teilband-Echokompensator. |
EP91102438A EP0443547B1 (en) | 1990-02-21 | 1991-02-20 | Sub-band acoustic echo canceller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4080590A JPH03243020A (ja) | 1990-02-21 | 1990-02-21 | サブバンド型エコーキャンセラ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03243020A true JPH03243020A (ja) | 1991-10-30 |
Family
ID=12590858
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4080590A Pending JPH03243020A (ja) | 1990-02-21 | 1990-02-21 | サブバンド型エコーキャンセラ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03243020A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009501486A (ja) * | 2005-07-13 | 2009-01-15 | タンドベルク・テレコム・エイ・エス | 低遅延エコーキャンセル動作用の方法とシステム |
JP2011166239A (ja) * | 2010-02-04 | 2011-08-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 反響消去方法、反響消去装置、そのプログラムおよび記録媒体 |
US8634546B2 (en) | 2007-03-29 | 2014-01-21 | Asahi Kasei Kabushiki Kaisha | Signal processing device, echo canceller, and signal processing method |
-
1990
- 1990-02-21 JP JP4080590A patent/JPH03243020A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009501486A (ja) * | 2005-07-13 | 2009-01-15 | タンドベルク・テレコム・エイ・エス | 低遅延エコーキャンセル動作用の方法とシステム |
US8634546B2 (en) | 2007-03-29 | 2014-01-21 | Asahi Kasei Kabushiki Kaisha | Signal processing device, echo canceller, and signal processing method |
JP2011166239A (ja) * | 2010-02-04 | 2011-08-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 反響消去方法、反響消去装置、そのプログラムおよび記録媒体 |
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