JPH0322865A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH0322865A JPH0322865A JP15788589A JP15788589A JPH0322865A JP H0322865 A JPH0322865 A JP H0322865A JP 15788589 A JP15788589 A JP 15788589A JP 15788589 A JP15788589 A JP 15788589A JP H0322865 A JPH0322865 A JP H0322865A
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野〕
本発明は、交流入力ラインにおける電圧が変化しても電
流波形の改善を効率の低下を招かないで達成することが
できる直流電源装置に関する.[従来の技術] 整流回路に接続されたスイッチングレギュレータ又はイ
ンバータ等のスイッチング素子のオン・オフ動作に基づ
く交流入力ラインの電流波形の歪みを補正するために、
電源ラインにリアクトルを接続し、整流回路の一対の直
流出力ライン間に接続されたスイッチング素子をオン・
オフ制御することは公知である(例えば特開昭63−1
90557号公報). [発明が解決しようとする課w1] ところで、上記のような直流電源装置を100Vの交流
電源と200Vの交流電源とに択一的に接続しないこと
がある.直流電源装置は入力電圧の変動に拘らずに一定
の直流出力電圧を得るように梢或されているので、入力
電圧が変動すると、スイッチング素子のデューテイが変
化する.特に昇任チョッパー型の直流電源装置を100
■の交流電源に接続すると、デューテイが大きくなり、
スイッチング回路における損失が増大し、効率が低下す
る. そこで、本発明は、交流電源電圧の変動に拘らずにスイ
ッチング素子のデューテイを一定に保って効率の低下を
防ぐことができる直流電源装置を提供することにある. [課題を解決するための手段] 上記目的を達成するための本発明は、交流電源端子と、
前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電
源端子と前記整流回V@εの間の交流電源ラインに直列
に又は前記整流回路の直流出力ラインに並列及び/スは
直列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記整流
回路の出力側に配置されており、前記交流電源端子の交
流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オフ動作し
、前記インダクタンス回路要素に対するエネルギーの蓄
積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記スイッ
チング素子よりも出力側に設けられた平滑用コンデンサ
と、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を
検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から得られ
た検出電圧に基づいて前記スイッチング素子をオン・オ
フ動作させるための制御パルスを形成し、この制御パル
スを前記スイッチング素子に与える制御回路とから或る
直流電源装置において、前記交流電源端子又は前記整流
回路の電圧に対応する直流電圧を参照電圧として得るた
めの参照電圧形成回路と、前記電圧検出回路から得られ
た検出電圧と前記参照電斤形成回路から得られた参照電
圧との差に対応する電圧を得るための差信号形成回路と
、前記差信号形成回路の出力に基づいて前記スイッチン
グ素子の制御パルスを形成する回路であって、前記スイ
ッチング素子のデューテイが前記交流電源端子の電圧の
変化に追従して変化しないように構成されている制御パ
ルス形成回路とを設けたことを特徴とする直流電源装置
に係わるものである.なお、制御パルス形成回路は、実
施例のように、乗鼻器と、電流検出器と、コンパレータ
と、フリップフ1コップとで梢或することが望ましい.
[作 用] 上記発明において、交流電源電圧が例えば低くなると、
参照電圧も低くなる.この結果、直流出力電圧が低《な
っても差信号形成回路の出力は交流電源電圧の変動の影
響を受けずに実質的にー・定になる.従って、スイッチ
ング素子のデューテイは交流電源電圧の変動に応じて実
質的に変化しない. [実施例] 次に、第1図及び第2図を参照して本発明の実施例に係
わる直流電源装置を説明する。この装置は、例えば50
+12の商用交流′r4源が接続される一対の交流電源
端子1、2を有する.電源端子1、2に接続された高周
波除去用フィルタ3はラインに直列に接続されたりアク
トル4、5と、一対のライン間に接続されたコンデンサ
6、7とから成る. フィルタ3の出力段には、全波整流回路8が接続されて
いる.この整流回路8と一対の直流出力端子9、10と
の間の一対の直流ライン11、12の一方にはエネルギ
ー蓄積用インダクタンス回路要素としてのりアクトル1
3と逆流阻止用ダイオード14がそれぞれ直列に接続さ
れている.リアクトル13の出力端子と下側の直流ライ
ン12との間にはFETから成るスイッチング素子15
と電流検出器としての電流検出抵抗16とが接続されて
いる.平滑用コンデンサ16は逆流阻止用ダイオード1
4の出力段において出力端子9、10間に接続されてい
る.なお、整流回路8とスイッチング素子15との間に
は平滑用コンデンサが接続されていない. 抵抗18、19から成る電圧検出回路20は出力端子9
、10間に接続され、この電圧検出ライン21はスイッ
チング素子制御回路22の差信号形成回路としての差動
増幅器23の一方の入力端子に接続されている.差動増
幅器23の他方の入力端子には参照電圧形成回路24が
接続されている. 参照電圧形戒回路24は、整流回路8の出力ライン1l
に接続された逆流阻止用ダイオード25と平滑用コンデ
ンサ26と分圧抵抗27、28とから威り、交流電源電
圧の平均値に対応した直流参照電圧を差動増幅器23に
与える。
流波形の改善を効率の低下を招かないで達成することが
できる直流電源装置に関する.[従来の技術] 整流回路に接続されたスイッチングレギュレータ又はイ
ンバータ等のスイッチング素子のオン・オフ動作に基づ
く交流入力ラインの電流波形の歪みを補正するために、
電源ラインにリアクトルを接続し、整流回路の一対の直
流出力ライン間に接続されたスイッチング素子をオン・
オフ制御することは公知である(例えば特開昭63−1
90557号公報). [発明が解決しようとする課w1] ところで、上記のような直流電源装置を100Vの交流
電源と200Vの交流電源とに択一的に接続しないこと
がある.直流電源装置は入力電圧の変動に拘らずに一定
の直流出力電圧を得るように梢或されているので、入力
電圧が変動すると、スイッチング素子のデューテイが変
化する.特に昇任チョッパー型の直流電源装置を100
■の交流電源に接続すると、デューテイが大きくなり、
スイッチング回路における損失が増大し、効率が低下す
る. そこで、本発明は、交流電源電圧の変動に拘らずにスイ
ッチング素子のデューテイを一定に保って効率の低下を
防ぐことができる直流電源装置を提供することにある. [課題を解決するための手段] 上記目的を達成するための本発明は、交流電源端子と、
前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電
源端子と前記整流回V@εの間の交流電源ラインに直列
に又は前記整流回路の直流出力ラインに並列及び/スは
直列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記整流
回路の出力側に配置されており、前記交流電源端子の交
流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オフ動作し
、前記インダクタンス回路要素に対するエネルギーの蓄
積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記スイッ
チング素子よりも出力側に設けられた平滑用コンデンサ
と、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を
検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から得られ
た検出電圧に基づいて前記スイッチング素子をオン・オ
フ動作させるための制御パルスを形成し、この制御パル
スを前記スイッチング素子に与える制御回路とから或る
直流電源装置において、前記交流電源端子又は前記整流
回路の電圧に対応する直流電圧を参照電圧として得るた
めの参照電圧形成回路と、前記電圧検出回路から得られ
た検出電圧と前記参照電斤形成回路から得られた参照電
圧との差に対応する電圧を得るための差信号形成回路と
、前記差信号形成回路の出力に基づいて前記スイッチン
グ素子の制御パルスを形成する回路であって、前記スイ
ッチング素子のデューテイが前記交流電源端子の電圧の
変化に追従して変化しないように構成されている制御パ
ルス形成回路とを設けたことを特徴とする直流電源装置
に係わるものである.なお、制御パルス形成回路は、実
施例のように、乗鼻器と、電流検出器と、コンパレータ
と、フリップフ1コップとで梢或することが望ましい.
[作 用] 上記発明において、交流電源電圧が例えば低くなると、
参照電圧も低くなる.この結果、直流出力電圧が低《な
っても差信号形成回路の出力は交流電源電圧の変動の影
響を受けずに実質的にー・定になる.従って、スイッチ
ング素子のデューテイは交流電源電圧の変動に応じて実
質的に変化しない. [実施例] 次に、第1図及び第2図を参照して本発明の実施例に係
わる直流電源装置を説明する。この装置は、例えば50
+12の商用交流′r4源が接続される一対の交流電源
端子1、2を有する.電源端子1、2に接続された高周
波除去用フィルタ3はラインに直列に接続されたりアク
トル4、5と、一対のライン間に接続されたコンデンサ
6、7とから成る. フィルタ3の出力段には、全波整流回路8が接続されて
いる.この整流回路8と一対の直流出力端子9、10と
の間の一対の直流ライン11、12の一方にはエネルギ
ー蓄積用インダクタンス回路要素としてのりアクトル1
3と逆流阻止用ダイオード14がそれぞれ直列に接続さ
れている.リアクトル13の出力端子と下側の直流ライ
ン12との間にはFETから成るスイッチング素子15
と電流検出器としての電流検出抵抗16とが接続されて
いる.平滑用コンデンサ16は逆流阻止用ダイオード1
4の出力段において出力端子9、10間に接続されてい
る.なお、整流回路8とスイッチング素子15との間に
は平滑用コンデンサが接続されていない. 抵抗18、19から成る電圧検出回路20は出力端子9
、10間に接続され、この電圧検出ライン21はスイッ
チング素子制御回路22の差信号形成回路としての差動
増幅器23の一方の入力端子に接続されている.差動増
幅器23の他方の入力端子には参照電圧形成回路24が
接続されている. 参照電圧形戒回路24は、整流回路8の出力ライン1l
に接続された逆流阻止用ダイオード25と平滑用コンデ
ンサ26と分圧抵抗27、28とから威り、交流電源電
圧の平均値に対応した直流参照電圧を差動増幅器23に
与える。
乗算器29には、差動増幅器23の出力端子と整流出力
ライン11とが接続されている。従って、乗算器29か
らは、正弦波の脈流の振幅を差動出力で制御した出力が
得られる. 電流検出器16の一端から導出されている電流検出ライ
ン30は電圧コンパレータ31の一方の入力端子に接続
されている.電圧コンバレータ31の他方の入力端子に
は、乗算器29が接続されている. 制御パルスを発生するためのRSフリッグフロップ32
のセット端子Sには、リアクトル13に電磁結合された
トリガー用コイル33がセットトリガ回路34を介して
接続され、リセット端子Rにはコンバレータ31がリセ
ットトリガ回FII135を介して接続されている.フ
リップフロツプ32のQ出力端子はスイッチング素子1
5の制御端子(ゲート)に8続されている. 36は起動回路であって、整流出力ライン11に抵抗3
7を介して接続されたコンデンサ38と、コンデンサ3
8の一端とセットトリガ凹路34との間に接続されたダ
イオードD1及び抵抗39と、コンデンサ38の一端と
スイッチング素子15の上端との間に接続されたダイオ
ードD2とから成る. [動 作] 次に、第l図の回路の動作を第2図の波形を参照して説
明する.t源端子1、2に第2図(A)に示すような正
弦波交流電圧を印加すると、整流回FI118の出力段
に全波整流電圧波形が得られる。
ライン11とが接続されている。従って、乗算器29か
らは、正弦波の脈流の振幅を差動出力で制御した出力が
得られる. 電流検出器16の一端から導出されている電流検出ライ
ン30は電圧コンパレータ31の一方の入力端子に接続
されている.電圧コンバレータ31の他方の入力端子に
は、乗算器29が接続されている. 制御パルスを発生するためのRSフリッグフロップ32
のセット端子Sには、リアクトル13に電磁結合された
トリガー用コイル33がセットトリガ回路34を介して
接続され、リセット端子Rにはコンバレータ31がリセ
ットトリガ回FII135を介して接続されている.フ
リップフロツプ32のQ出力端子はスイッチング素子1
5の制御端子(ゲート)に8続されている. 36は起動回路であって、整流出力ライン11に抵抗3
7を介して接続されたコンデンサ38と、コンデンサ3
8の一端とセットトリガ凹路34との間に接続されたダ
イオードD1及び抵抗39と、コンデンサ38の一端と
スイッチング素子15の上端との間に接続されたダイオ
ードD2とから成る. [動 作] 次に、第l図の回路の動作を第2図の波形を参照して説
明する.t源端子1、2に第2図(A)に示すような正
弦波交流電圧を印加すると、整流回FI118の出力段
に全波整流電圧波形が得られる。
この電圧波形をスイッチング素子15で電源周波数より
も十分に高い周波数(数tlz以上の例えば20kll
z)で断続すると、交流電源端子1、2には第2図(B
)に示す電流が流れる.スイッチング素子15は平滑さ
れた直流を断続するのではなく、正弦波の脈流を断続す
るので、電源端子1、2に流れる電流波形は第2図(B
)に示すように近似正弦波になり、且つ力率が改善され
る.各部の動作を詳しく説明する.電源の接続によって
整流回路8の出力段に電圧が得られると、起動回路とし
て36のコンデンサ38が充電され、セットトリガ回F
!@34を介してフリップフロップ32にセット信号が
与えられ、このQ出力によってスイッチング素子15が
オンになる.スイッチング素子15がオンになると、り
゜アクトル13とスイッチング素子15とから戒る回路
に電流が流れ、リアクトル13にエネルギーが蓄積され
る。
も十分に高い周波数(数tlz以上の例えば20kll
z)で断続すると、交流電源端子1、2には第2図(B
)に示す電流が流れる.スイッチング素子15は平滑さ
れた直流を断続するのではなく、正弦波の脈流を断続す
るので、電源端子1、2に流れる電流波形は第2図(B
)に示すように近似正弦波になり、且つ力率が改善され
る.各部の動作を詳しく説明する.電源の接続によって
整流回路8の出力段に電圧が得られると、起動回路とし
て36のコンデンサ38が充電され、セットトリガ回F
!@34を介してフリップフロップ32にセット信号が
与えられ、このQ出力によってスイッチング素子15が
オンになる.スイッチング素子15がオンになると、り
゜アクトル13とスイッチング素子15とから戒る回路
に電流が流れ、リアクトル13にエネルギーが蓄積され
る。
リアクトル13はインダクタンスであるので、第2図(
G)に示すスイッチング素子15のオン期間にリアクト
ル13の電流は第2図(E)に示すように徐々に増大す
る.このオン期間の電流は電流検出抵抗16で検出され
てコンバレータ31の入力となり、乗算器29から与え
られる入力電源電圧対応の正弦波と比較され、三角波が
正弦波に達した時にコンパレータ31の出力が転換し、
リセットトリガ回路35からフリッグフロッグ32にリ
セット信号が与えられ、フリップフロップ32のQ出力
が低レベルとなってスイッチング素子15がオフに転換
する.スイッチング素子15のオフ期間にはりアクトル
l3に蓄積されたエネルギ・−が、ダイオード14を介
してコンデンサ17に移される。この時、t源電圧にリ
アクトル13の電圧を加算した電圧でコンデンサ17が
充電され、コンデンサ17は電源電圧よりも高い電圧に
充電される.オフ期間にはりアクトルの電流が第2図(
E)で点線で示すように時間と共に減少する.なお、正
弦波の角度位置の変化に応じて乗算器29から与えられ
る脈流の振幅が変化すれば、これに追従してリアクトル
13を通って流れる電流のピークも変化し、交流電源端
子1、2には第2図(B)に示す近似正弦波が得られる
.リアクトルl3のエネルギーの放出が終了すると、リ
アクトル13の2次巻線即ちトリガ用巻線33に今迄と
は逆の方向の電圧が発生し、これがトリガ信号としてフ
リップフロップ32に与えられ、再びスイッチング素子
15がオンになる. ところで、交流電源端子1、2にはIOOV(第1の電
圧)と200V(第2の電圧)とが択一的に接続される
.200Vが接続された場合には、第2図のt1以前の
区間に示す動作になる2即ち、200■の場合には整流
回路の出力段の脈流の振幅も当然大きくなり、且つ出力
端子9、10に得られる出力電圧も高くなる.この結果
、差動増幅器23に入力する検出電圧も高くなる.l,
かじ、参照電圧形成回路24は入力電圧(′@源電圧)
に比例する.従って、乗算器29の出力電江もさほど高
くならない.一方、スイッチング素子15のオン期間に
リアクトル13に流れる電流は比較的急な傾きで上昇し
、乗算器出力に交差し、コンバレータ31の出力が反転
してスイッチング素子15がオフになる.今、スイッチ
ング素子15のデューティが50%であるとすれば、ス
イッチング素子15のオン期間にリアクトル13の電圧
Vtは+■2になり、オフ期間に−V2になる7次に、
出力端子9、10に接続された負荷41に供給する電力
を一定に保って電源端子1、2の電圧を例えば100V
にすれば、第2図のt1以後の動作になる.負荷電力が
一定であるので、、第2図<A>の電圧が低下した分だ
け、第2図(B)の電流が大きくなる.本装置は入力電
源電圧の変動にも拘らずに昇圧比が一定に保たれている
ので、直流出力電圧は第2図(C)に示すように低下し
、直流出力t流は第2図(D)に示すように増大ずる.
この時、参照電圧形成回路24の電圧は電源電圧の低下
に追従して低下する.従って、差動増幅器23から出力
直流電圧を上昇させる傾向の出力は発生しない。直流出
力電圧を上昇させる動作が生じないということは、スイ
ッチング素〒15のデューティが一定に保たれることを
意味する。
G)に示すスイッチング素子15のオン期間にリアクト
ル13の電流は第2図(E)に示すように徐々に増大す
る.このオン期間の電流は電流検出抵抗16で検出され
てコンバレータ31の入力となり、乗算器29から与え
られる入力電源電圧対応の正弦波と比較され、三角波が
正弦波に達した時にコンパレータ31の出力が転換し、
リセットトリガ回路35からフリッグフロッグ32にリ
セット信号が与えられ、フリップフロップ32のQ出力
が低レベルとなってスイッチング素子15がオフに転換
する.スイッチング素子15のオフ期間にはりアクトル
l3に蓄積されたエネルギ・−が、ダイオード14を介
してコンデンサ17に移される。この時、t源電圧にリ
アクトル13の電圧を加算した電圧でコンデンサ17が
充電され、コンデンサ17は電源電圧よりも高い電圧に
充電される.オフ期間にはりアクトルの電流が第2図(
E)で点線で示すように時間と共に減少する.なお、正
弦波の角度位置の変化に応じて乗算器29から与えられ
る脈流の振幅が変化すれば、これに追従してリアクトル
13を通って流れる電流のピークも変化し、交流電源端
子1、2には第2図(B)に示す近似正弦波が得られる
.リアクトルl3のエネルギーの放出が終了すると、リ
アクトル13の2次巻線即ちトリガ用巻線33に今迄と
は逆の方向の電圧が発生し、これがトリガ信号としてフ
リップフロップ32に与えられ、再びスイッチング素子
15がオンになる. ところで、交流電源端子1、2にはIOOV(第1の電
圧)と200V(第2の電圧)とが択一的に接続される
.200Vが接続された場合には、第2図のt1以前の
区間に示す動作になる2即ち、200■の場合には整流
回路の出力段の脈流の振幅も当然大きくなり、且つ出力
端子9、10に得られる出力電圧も高くなる.この結果
、差動増幅器23に入力する検出電圧も高くなる.l,
かじ、参照電圧形成回路24は入力電圧(′@源電圧)
に比例する.従って、乗算器29の出力電江もさほど高
くならない.一方、スイッチング素子15のオン期間に
リアクトル13に流れる電流は比較的急な傾きで上昇し
、乗算器出力に交差し、コンバレータ31の出力が反転
してスイッチング素子15がオフになる.今、スイッチ
ング素子15のデューティが50%であるとすれば、ス
イッチング素子15のオン期間にリアクトル13の電圧
Vtは+■2になり、オフ期間に−V2になる7次に、
出力端子9、10に接続された負荷41に供給する電力
を一定に保って電源端子1、2の電圧を例えば100V
にすれば、第2図のt1以後の動作になる.負荷電力が
一定であるので、、第2図<A>の電圧が低下した分だ
け、第2図(B)の電流が大きくなる.本装置は入力電
源電圧の変動にも拘らずに昇圧比が一定に保たれている
ので、直流出力電圧は第2図(C)に示すように低下し
、直流出力t流は第2図(D)に示すように増大ずる.
この時、参照電圧形成回路24の電圧は電源電圧の低下
に追従して低下する.従って、差動増幅器23から出力
直流電圧を上昇させる傾向の出力は発生しない。直流出
力電圧を上昇させる動作が生じないということは、スイ
ッチング素〒15のデューティが一定に保たれることを
意味する。
この時、交流電源電圧は1/2になったので、リアクト
ル13に流れるオン期間の電流の傾きが2faになり、
電流のピーク値もt1以前の2f音になる.デューディ
はt1以後においても50%に保たhるが、オン・オフ
周波数は変化する.リアクトル13のオン時の電圧トV
1は+V2の1/2であり、オフ時の電圧−V1は−V
2の1/2である. な・お、従来回路と同様に第1図
において参照電圧形成回路24の出力電圧を固定の基単
電圧とすれば4第3図に示す動作になり、交流電圧の変
化に拘らず直流出力電圧を一定に保持するための誤差制
御信号が差動増幅器23がら発生し、第3図(G.)に
示すようにデューティが大きくなって電源′@圧の低下
分を補償する. 負荷41が変動した場合には、第1図の回路においても
従来と同様に出力電圧を一定に保持するための動作が生
じる. 出力端子9、10の電圧が電源電圧の切り換えによって
変化するが、負荷41として入力電圧が変化しても差し
支えない広入力範囲のコンバータ暮を接続する場合には
問題が生じない.[変形例] 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。
ル13に流れるオン期間の電流の傾きが2faになり、
電流のピーク値もt1以前の2f音になる.デューディ
はt1以後においても50%に保たhるが、オン・オフ
周波数は変化する.リアクトル13のオン時の電圧トV
1は+V2の1/2であり、オフ時の電圧−V1は−V
2の1/2である. な・お、従来回路と同様に第1図
において参照電圧形成回路24の出力電圧を固定の基単
電圧とすれば4第3図に示す動作になり、交流電圧の変
化に拘らず直流出力電圧を一定に保持するための誤差制
御信号が差動増幅器23がら発生し、第3図(G.)に
示すようにデューティが大きくなって電源′@圧の低下
分を補償する. 負荷41が変動した場合には、第1図の回路においても
従来と同様に出力電圧を一定に保持するための動作が生
じる. 出力端子9、10の電圧が電源電圧の切り換えによって
変化するが、負荷41として入力電圧が変化しても差し
支えない広入力範囲のコンバータ暮を接続する場合には
問題が生じない.[変形例] 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。
(1) リアクトル13を整流回路8の交流入力ライン
に接続してもよい. (2〉 第4図に示すように、リアクトル13の代りに
、トランス1次巻線13aと2次巻線13bとを設け、
1次巻線13aに直列にスイッチング素子15を接続し
、トランスに蓄積されたエネルギーを2次巻線13bで
放出するように構成してもよい. (3) 第5図に示すように、スイッチング素子15を
ライン11に直列に接続し、リアクトル13をライン1
1、12間に接続してもよい.{4} 第6図に示すよ
うに、インダクタンス素子としてのトランス1次巻線1
3aと2次巻線13bとを絶縁分離してもよい. (5) 第7図に示すように、インダクタンス素子とし
ての2次巻線13bの出力段に、ダイオード14の他に
、ダイオード51とリアクトル52とから成る平滑回路
を設けてもよい。なお、スイッチング素子15による電
圧変換回路は更に種々変形可能である. 《6) 出力電圧が低い場合は、抵抗18、19の分圧
回路を省いて出力端子9に電圧検出ライン21を直接に
接続してもよい. (7) 乗算器29に入力させる正弦波(脈流)を整流
回路8の出力ライン11から得すに、交流電源端子1、
2に独立の整流回路を接続して得てもよい. (8) 差動増幅器23の出力に基づいてスイッチング
素子15の制御パルスを形成する回路は、第1図に限定
されるものでなく、種々変形可能なものである. 「発明の効果] 上述から明らかなように本発明によれば、交流電源電圧
の変化にも拘らず、スイッチング素子のデューティ即ち
電圧変換比が一定に保たれるので、最適デューティ駆動
によって効率の低下を防ぐことができる.
に接続してもよい. (2〉 第4図に示すように、リアクトル13の代りに
、トランス1次巻線13aと2次巻線13bとを設け、
1次巻線13aに直列にスイッチング素子15を接続し
、トランスに蓄積されたエネルギーを2次巻線13bで
放出するように構成してもよい. (3) 第5図に示すように、スイッチング素子15を
ライン11に直列に接続し、リアクトル13をライン1
1、12間に接続してもよい.{4} 第6図に示すよ
うに、インダクタンス素子としてのトランス1次巻線1
3aと2次巻線13bとを絶縁分離してもよい. (5) 第7図に示すように、インダクタンス素子とし
ての2次巻線13bの出力段に、ダイオード14の他に
、ダイオード51とリアクトル52とから成る平滑回路
を設けてもよい。なお、スイッチング素子15による電
圧変換回路は更に種々変形可能である. 《6) 出力電圧が低い場合は、抵抗18、19の分圧
回路を省いて出力端子9に電圧検出ライン21を直接に
接続してもよい. (7) 乗算器29に入力させる正弦波(脈流)を整流
回路8の出力ライン11から得すに、交流電源端子1、
2に独立の整流回路を接続して得てもよい. (8) 差動増幅器23の出力に基づいてスイッチング
素子15の制御パルスを形成する回路は、第1図に限定
されるものでなく、種々変形可能なものである. 「発明の効果] 上述から明らかなように本発明によれば、交流電源電圧
の変化にも拘らず、スイッチング素子のデューティ即ち
電圧変換比が一定に保たれるので、最適デューティ駆動
によって効率の低下を防ぐことができる.
第1図は本発明の1実施例の直流電源装置を示す回路図
、 第2図は第1図のA〜Gの状gを示す波形図、第3図は
従来の直流電源装置の動作を第2図に対応して示す波形
図、
、 第2図は第1図のA〜Gの状gを示す波形図、第3図は
従来の直流電源装置の動作を第2図に対応して示す波形
図、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 [1]交流電源端子と、 前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電
源端子と前記整流回路との間の交流電源ラインに直列に
又は前記整流回路の直流出力ラインに並列及び/又は直
列に接続されたインダクタンス回路要素と、 前記整流回路の出力側に配置されており、前記交流電源
端子の交流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オ
フ動作し、前記インダクタンス回路要素に対するエネル
ギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、 前記スイッチング素子よりも出力側に設けられた平滑用
コンデンサと、 前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を検出
する電圧検出回路と、 前記電圧検出回路から得られた検出電圧に基づいて前記
スイッチング素子をオン・オフ動作させるための制御パ
ルスを形成し、制御パルスを前記スイッチング素子に与
える制御回路と から成る直流電源装置において、 前記交流電源端子又は前記整流回路の電圧に対応する直
流電圧を参照電圧として得るための参照電圧形成回路と
、 前記電圧検出回路から得られた検出電圧と前記参照電圧
形成回路から得られた参照電圧との差に対応する電圧を
得るための差信号形成回路と、前記差信号形成回路の出
力に基づいて前記スイッチング素子の制御パルスを形成
する回路であって、前記スイッチング素子のデューティ
が前記交流電源端子の電圧の変化に追従して変化しない
ように構成されている制御パルス形成回路と を設けたことを特徴とする直流電源装置。 [2]前記制御パルス形成回路は、 前記整流回路又は別の脈流検出用整流回路から得られる
脈流と前記差信号形成回路から得られる差信号とを乗算
する乗算器と、 前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出
器と、 前記乗算器の出力と前記電流検出器の出力とを比較する
コンパレータと、 前記リアクトルのエネルギー放出終了後にセットされ、
前記コンパレータの出力に基づいてリセットされて前記
スイッチング素子の制御パルスを出力するフリップフロ
ップと から成ることを特徴とする請求項1記載の直流電源装置
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1157885A JPH0732603B2 (ja) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1157885A JPH0732603B2 (ja) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | 直流電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0322865A true JPH0322865A (ja) | 1991-01-31 |
JPH0732603B2 JPH0732603B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=15659546
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1157885A Expired - Fee Related JPH0732603B2 (ja) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0732603B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0955296A (ja) * | 1995-08-10 | 1997-02-25 | Eye Lighting Syst Corp | 放電灯点灯装置 |
WO2003058799A1 (fr) | 2002-01-08 | 2003-07-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Convertisseur permettant l'amelioration du facteur de puissance et son procede de commande |
EP3413451A4 (en) * | 2016-02-02 | 2019-09-11 | Toshiba Carrier Corporation | POWER CONVERSION DEVICE |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62188986U (ja) * | 1986-05-20 | 1987-12-01 |
-
1989
- 1989-06-20 JP JP1157885A patent/JPH0732603B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62188986U (ja) * | 1986-05-20 | 1987-12-01 |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0955296A (ja) * | 1995-08-10 | 1997-02-25 | Eye Lighting Syst Corp | 放電灯点灯装置 |
WO2003058799A1 (fr) | 2002-01-08 | 2003-07-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Convertisseur permettant l'amelioration du facteur de puissance et son procede de commande |
EP1471625A1 (en) * | 2002-01-08 | 2004-10-27 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power factor improving converter and control method thereof |
US6980445B2 (en) | 2002-01-08 | 2005-12-27 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power factor improving converter and control method thereof |
EP1471625A4 (en) * | 2002-01-08 | 2006-06-21 | Sanken Electric Co Ltd | PERFORMANCE FACTOR IMPROVEMENT CONVERTER AND CONTROL PROCESS THEREFOR |
EP3413451A4 (en) * | 2016-02-02 | 2019-09-11 | Toshiba Carrier Corporation | POWER CONVERSION DEVICE |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0732603B2 (ja) | 1995-04-10 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |