JPH0322865A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野〕 本発明は、交流入力ラインにおける電圧が変化しても電
流波形の改善を効率の低下を招かないで達成することが
できる直流電源装置に関する．［従来の技術］ 整流回路に接続されたスイッチングレギュレータ又はイ
ンバータ等のスイッチング素子のオン・オフ動作に基づ
く交流入力ラインの電流波形の歪みを補正するために、
電源ラインにリアクトルを接続し、整流回路の一対の直
流出力ライン間に接続されたスイッチング素子をオン・
オフ制御することは公知である（例えば特開昭６３−１
９０５５７号公報）． ［発明が解決しようとする課ｗ１］ ところで、上記のような直流電源装置を１００Ｖの交流
電源と２００Ｖの交流電源とに択一的に接続しないこと
がある．直流電源装置は入力電圧の変動に拘らずに一定
の直流出力電圧を得るように梢或されているので、入力
電圧が変動すると、スイッチング素子のデューテイが変
化する．特に昇任チョッパー型の直流電源装置を１００
■の交流電源に接続すると、デューテイが大きくなり、
スイッチング回路における損失が増大し、効率が低下す
る． そこで、本発明は、交流電源電圧の変動に拘らずにスイ
ッチング素子のデューテイを一定に保って効率の低下を
防ぐことができる直流電源装置を提供することにある． ［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、交流電源端子と、
前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電
源端子と前記整流回Ｖ＠εの間の交流電源ラインに直列
に又は前記整流回路の直流出力ラインに並列及び／スは
直列に接続されたインダクタンス回路要素と、前記整流
回路の出力側に配置されており、前記交流電源端子の交
流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オフ動作し
、前記インダクタンス回路要素に対するエネルギーの蓄
積及び放出を制御するスイッチング素子と、前記スイッ
チング素子よりも出力側に設けられた平滑用コンデンサ
と、前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を
検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路から得られ
た検出電圧に基づいて前記スイッチング素子をオン・オ
フ動作させるための制御パルスを形成し、この制御パル
スを前記スイッチング素子に与える制御回路とから或る
直流電源装置において、前記交流電源端子又は前記整流
回路の電圧に対応する直流電圧を参照電圧として得るた
めの参照電圧形成回路と、前記電圧検出回路から得られ
た検出電圧と前記参照電斤形成回路から得られた参照電
圧との差に対応する電圧を得るための差信号形成回路と
、前記差信号形成回路の出力に基づいて前記スイッチン
グ素子の制御パルスを形成する回路であって、前記スイ
ッチング素子のデューテイが前記交流電源端子の電圧の
変化に追従して変化しないように構成されている制御パ
ルス形成回路とを設けたことを特徴とする直流電源装置
に係わるものである．なお、制御パルス形成回路は、実
施例のように、乗鼻器と、電流検出器と、コンパレータ
と、フリップフ１コップとで梢或することが望ましい．
［作　用］ 上記発明において、交流電源電圧が例えば低くなると、
参照電圧も低くなる．この結果、直流出力電圧が低《な
っても差信号形成回路の出力は交流電源電圧の変動の影
響を受けずに実質的にー・定になる．従って、スイッチ
ング素子のデューテイは交流電源電圧の変動に応じて実
質的に変化しない． ［実施例］ 次に、第１図及び第２図を参照して本発明の実施例に係
わる直流電源装置を説明する。この装置は、例えば５０
＋１２の商用交流′ｒ４源が接続される一対の交流電源
端子１、２を有する．電源端子１、２に接続された高周
波除去用フィルタ３はラインに直列に接続されたりアク
トル４、５と、一対のライン間に接続されたコンデンサ
６、７とから成る． フィルタ３の出力段には、全波整流回路８が接続されて
いる．この整流回路８と一対の直流出力端子９、１０と
の間の一対の直流ライン１１、１２の一方にはエネルギ
ー蓄積用インダクタンス回路要素としてのりアクトル１
３と逆流阻止用ダイオード１４がそれぞれ直列に接続さ
れている．リアクトル１３の出力端子と下側の直流ライ
ン１２との間にはＦＥＴから成るスイッチング素子１５
と電流検出器としての電流検出抵抗１６とが接続されて
いる．平滑用コンデンサ１６は逆流阻止用ダイオード１
４の出力段において出力端子９、１０間に接続されてい
る．なお、整流回路８とスイッチング素子１５との間に
は平滑用コンデンサが接続されていない． 抵抗１８、１９から成る電圧検出回路２０は出力端子９
、１０間に接続され、この電圧検出ライン２１はスイッ
チング素子制御回路２２の差信号形成回路としての差動
増幅器２３の一方の入力端子に接続されている．差動増
幅器２３の他方の入力端子には参照電圧形成回路２４が
接続されている． 参照電圧形戒回路２４は、整流回路８の出力ライン１ｌ
に接続された逆流阻止用ダイオード２５と平滑用コンデ
ンサ２６と分圧抵抗２７、２８とから威り、交流電源電
圧の平均値に対応した直流参照電圧を差動増幅器２３に
与える。

乗算器２９には、差動増幅器２３の出力端子と整流出力
ライン１１とが接続されている。従って、乗算器２９か
らは、正弦波の脈流の振幅を差動出力で制御した出力が
得られる． 電流検出器１６の一端から導出されている電流検出ライ
ン３０は電圧コンパレータ３１の一方の入力端子に接続
されている．電圧コンバレータ３１の他方の入力端子に
は、乗算器２９が接続されている． 制御パルスを発生するためのＲＳフリッグフロップ３２
のセット端子Ｓには、リアクトル１３に電磁結合された
トリガー用コイル３３がセットトリガ回路３４を介して
接続され、リセット端子Ｒにはコンバレータ３１がリセ
ットトリガ回ＦＩＩ１３５を介して接続されている．フ
リップフロツプ３２のＱ出力端子はスイッチング素子１
５の制御端子（ゲート）に８続されている． ３６は起動回路であって、整流出力ライン１１に抵抗３
７を介して接続されたコンデンサ３８と、コンデンサ３
８の一端とセットトリガ凹路３４との間に接続されたダ
イオードＤ１及び抵抗３９と、コンデンサ３８の一端と
スイッチング素子１５の上端との間に接続されたダイオ
ードＤ２とから成る． ［動　作］ 次に、第ｌ図の回路の動作を第２図の波形を参照して説
明する．ｔ源端子１、２に第２図（Ａ）に示すような正
弦波交流電圧を印加すると、整流回ＦＩ１１８の出力段
に全波整流電圧波形が得られる。

この電圧波形をスイッチング素子１５で電源周波数より
も十分に高い周波数（数ｔｌｚ以上の例えば２０ｋｌｌ
ｚ）で断続すると、交流電源端子１、２には第２図（Ｂ
）に示す電流が流れる．スイッチング素子１５は平滑さ
れた直流を断続するのではなく、正弦波の脈流を断続す
るので、電源端子１、２に流れる電流波形は第２図（Ｂ
）に示すように近似正弦波になり、且つ力率が改善され
る．各部の動作を詳しく説明する．電源の接続によって
整流回路８の出力段に電圧が得られると、起動回路とし
て３６のコンデンサ３８が充電され、セットトリガ回Ｆ
！＠３４を介してフリップフロップ３２にセット信号が
与えられ、このＱ出力によってスイッチング素子１５が
オンになる．スイッチング素子１５がオンになると、り
゜アクトル１３とスイッチング素子１５とから戒る回路
に電流が流れ、リアクトル１３にエネルギーが蓄積され
る。

リアクトル１３はインダクタンスであるので、第２図（
Ｇ）に示すスイッチング素子１５のオン期間にリアクト
ル１３の電流は第２図（Ｅ）に示すように徐々に増大す
る．このオン期間の電流は電流検出抵抗１６で検出され
てコンバレータ３１の入力となり、乗算器２９から与え
られる入力電源電圧対応の正弦波と比較され、三角波が
正弦波に達した時にコンパレータ３１の出力が転換し、
リセットトリガ回路３５からフリッグフロッグ３２にリ
セット信号が与えられ、フリップフロップ３２のＱ出力
が低レベルとなってスイッチング素子１５がオフに転換
する．スイッチング素子１５のオフ期間にはりアクトル
ｌ３に蓄積されたエネルギ・−が、ダイオード１４を介
してコンデンサ１７に移される。この時、ｔ源電圧にリ
アクトル１３の電圧を加算した電圧でコンデンサ１７が
充電され、コンデンサ１７は電源電圧よりも高い電圧に
充電される．オフ期間にはりアクトルの電流が第２図（
Ｅ）で点線で示すように時間と共に減少する．なお、正
弦波の角度位置の変化に応じて乗算器２９から与えられ
る脈流の振幅が変化すれば、これに追従してリアクトル
１３を通って流れる電流のピークも変化し、交流電源端
子１、２には第２図（Ｂ）に示す近似正弦波が得られる
．リアクトルｌ３のエネルギーの放出が終了すると、リ
アクトル１３の２次巻線即ちトリガ用巻線３３に今迄と
は逆の方向の電圧が発生し、これがトリガ信号としてフ
リップフロップ３２に与えられ、再びスイッチング素子
１５がオンになる． ところで、交流電源端子１、２にはＩＯＯＶ（第１の電
圧）と２００Ｖ（第２の電圧）とが択一的に接続される
．２００Ｖが接続された場合には、第２図のｔ１以前の
区間に示す動作になる２即ち、２００■の場合には整流
回路の出力段の脈流の振幅も当然大きくなり、且つ出力
端子９、１０に得られる出力電圧も高くなる．この結果
、差動増幅器２３に入力する検出電圧も高くなる．ｌ，
かじ、参照電圧形成回路２４は入力電圧（′＠源電圧）
に比例する．従って、乗算器２９の出力電江もさほど高
くならない．一方、スイッチング素子１５のオン期間に
リアクトル１３に流れる電流は比較的急な傾きで上昇し
、乗算器出力に交差し、コンバレータ３１の出力が反転
してスイッチング素子１５がオフになる．今、スイッチ
ング素子１５のデューティが５０％であるとすれば、ス
イッチング素子１５のオン期間にリアクトル１３の電圧
Ｖｔは＋■２になり、オフ期間に−Ｖ２になる７次に、
出力端子９、１０に接続された負荷４１に供給する電力
を一定に保って電源端子１、２の電圧を例えば１００Ｖ
にすれば、第２図のｔ１以後の動作になる．負荷電力が
一定であるので、、第２図＜Ａ＞の電圧が低下した分だ
け、第２図（Ｂ）の電流が大きくなる．本装置は入力電
源電圧の変動にも拘らずに昇圧比が一定に保たれている
ので、直流出力電圧は第２図（Ｃ）に示すように低下し
、直流出力ｔ流は第２図（Ｄ）に示すように増大ずる．
この時、参照電圧形成回路２４の電圧は電源電圧の低下
に追従して低下する．従って、差動増幅器２３から出力
直流電圧を上昇させる傾向の出力は発生しない。直流出
力電圧を上昇させる動作が生じないということは、スイ
ッチング素〒１５のデューティが一定に保たれることを
意味する。

この時、交流電源電圧は１／２になったので、リアクト
ル１３に流れるオン期間の電流の傾きが２ｆａになり、
電流のピーク値もｔ１以前の２ｆ音になる．デューディ
はｔ１以後においても５０％に保たｈるが、オン・オフ
周波数は変化する．リアクトル１３のオン時の電圧トＶ
１は＋Ｖ２の１／２であり、オフ時の電圧−Ｖ１は−Ｖ
２の１／２である．　な・お、従来回路と同様に第１図
において参照電圧形成回路２４の出力電圧を固定の基単
電圧とすれば４第３図に示す動作になり、交流電圧の変
化に拘らず直流出力電圧を一定に保持するための誤差制
御信号が差動増幅器２３がら発生し、第３図（Ｇ．）に
示すようにデューティが大きくなって電源′＠圧の低下
分を補償する． 負荷４１が変動した場合には、第１図の回路においても
従来と同様に出力電圧を一定に保持するための動作が生
じる． 出力端子９、１０の電圧が電源電圧の切り換えによって
変化するが、負荷４１として入力電圧が変化しても差し
支えない広入力範囲のコンバータ暮を接続する場合には
問題が生じない．［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　リアクトル１３を整流回路８の交流入力ライン
に接続してもよい． （２〉　第４図に示すように、リアクトル１３の代りに
、トランス１次巻線１３ａと２次巻線１３ｂとを設け、
１次巻線１３ａに直列にスイッチング素子１５を接続し
、トランスに蓄積されたエネルギーを２次巻線１３ｂで
放出するように構成してもよい． （３）　第５図に示すように、スイッチング素子１５を
ライン１１に直列に接続し、リアクトル１３をライン１
１、１２間に接続してもよい．｛４｝　第６図に示すよ
うに、インダクタンス素子としてのトランス１次巻線１
３ａと２次巻線１３ｂとを絶縁分離してもよい． （５）　第７図に示すように、インダクタンス素子とし
ての２次巻線１３ｂの出力段に、ダイオード１４の他に
、ダイオード５１とリアクトル５２とから成る平滑回路
を設けてもよい。なお、スイッチング素子１５による電
圧変換回路は更に種々変形可能である． 《６）　出力電圧が低い場合は、抵抗１８、１９の分圧
回路を省いて出力端子９に電圧検出ライン２１を直接に
接続してもよい． （７）　乗算器２９に入力させる正弦波（脈流）を整流
回路８の出力ライン１１から得すに、交流電源端子１、
２に独立の整流回路を接続して得てもよい． （８）　差動増幅器２３の出力に基づいてスイッチング
素子１５の制御パルスを形成する回路は、第１図に限定
されるものでなく、種々変形可能なものである． 「発明の効果］ 上述から明らかなように本発明によれば、交流電源電圧
の変化にも拘らず、スイッチング素子のデューティ即ち
電圧変換比が一定に保たれるので、最適デューティ駆動
によって効率の低下を防ぐことができる．

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の直流電源装置を示す回路図
、 第２図は第１図のＡ〜Ｇの状ｇを示す波形図、第３図は
従来の直流電源装置の動作を第２図に対応して示す波形
図、

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］交流電源端子と、 前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記交流電
   源端子と前記整流回路との間の交流電源ラインに直列に
   又は前記整流回路の直流出力ラインに並列及び／又は直
   列に接続されたインダクタンス回路要素と、 前記整流回路の出力側に配置されており、前記交流電源
   端子の交流電圧の周期よりも短い周期を有してオン・オ
   フ動作し、前記インダクタンス回路要素に対するエネル
   ギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、 前記スイッチング素子よりも出力側に設けられた平滑用
   コンデンサと、 前記平滑用コンデンサで平滑された直流出力電圧を検出
   する電圧検出回路と、 前記電圧検出回路から得られた検出電圧に基づいて前記
   スイッチング素子をオン・オフ動作させるための制御パ
   ルスを形成し、制御パルスを前記スイッチング素子に与
   える制御回路と から成る直流電源装置において、 前記交流電源端子又は前記整流回路の電圧に対応する直
   流電圧を参照電圧として得るための参照電圧形成回路と
   、 前記電圧検出回路から得られた検出電圧と前記参照電圧
   形成回路から得られた参照電圧との差に対応する電圧を
   得るための差信号形成回路と、前記差信号形成回路の出
   力に基づいて前記スイッチング素子の制御パルスを形成
   する回路であって、前記スイッチング素子のデューティ
   が前記交流電源端子の電圧の変化に追従して変化しない
   ように構成されている制御パルス形成回路と を設けたことを特徴とする直流電源装置。 ［２］前記制御パルス形成回路は、 前記整流回路又は別の脈流検出用整流回路から得られる
   脈流と前記差信号形成回路から得られる差信号とを乗算
   する乗算器と、 前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出
   器と、 前記乗算器の出力と前記電流検出器の出力とを比較する
   コンパレータと、 前記リアクトルのエネルギー放出終了後にセットされ、
   前記コンパレータの出力に基づいてリセットされて前記
   スイッチング素子の制御パルスを出力するフリップフロ
   ップと から成ることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置
   。