JPH03151721A - 浮動出力デジタル―アナログ（ｄａ）変換器 - Google Patents
浮動出力デジタル―アナログ（ｄａ）変換器Info
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- JPH03151721A JPH03151721A JP2287383A JP28738390A JPH03151721A JP H03151721 A JPH03151721 A JP H03151721A JP 2287383 A JP2287383 A JP 2287383A JP 28738390 A JP28738390 A JP 28738390A JP H03151721 A JPH03151721 A JP H03151721A
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 101710116852 Molybdenum cofactor sulfurase 1 Proteins 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/468—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc characterised by reference voltage circuitry, e.g. soft start, remote shutdown
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
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-
- G—PHYSICS
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- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
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- H—ELECTRICITY
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、直流電圧上に重ねて微少エラー電圧を発生す
る回路と方法に関する。さらに詳しくは、本発明は、レ
ギュレータシステム内において、増分的に直流基準電圧
を変化させる、デジタル的に制御されたエラー電圧の発
生に関する。
る回路と方法に関する。さらに詳しくは、本発明は、レ
ギュレータシステム内において、増分的に直流基準電圧
を変化させる、デジタル的に制御されたエラー電圧の発
生に関する。
（従来の技術および解決すべき課題））特定の及びその
他の多くの一般的な用途におけるオルタネータ・レギュ
レータにおいては、はるかに大きな直流電圧成分上に浮
動する小さなエラ−電圧を発生させることが必要である
。たとえば、スイッチ・モードで作動される電圧レギュ
レータシステムにおいては、システム出力は、システム
出力発生されたエラー電圧のレベルにより、オン、オフ
される。直面する１つの問題は、相対的に大きな直流基
準電圧の頂点に、どのようにして小さなエラー電圧を発
生させるかということである。
他の多くの一般的な用途におけるオルタネータ・レギュ
レータにおいては、はるかに大きな直流電圧成分上に浮
動する小さなエラ−電圧を発生させることが必要である
。たとえば、スイッチ・モードで作動される電圧レギュ
レータシステムにおいては、システム出力は、システム
出力発生されたエラー電圧のレベルにより、オン、オフ
される。直面する１つの問題は、相対的に大きな直流基
準電圧の頂点に、どのようにして小さなエラー電圧を発
生させるかということである。
用いることのできるひとつの方法は、複数の抵抗を用い
て、それらの上全体に基準電圧を展開することである。
て、それらの上全体に基準電圧を展開することである。
抵抗値を増分変化させることにより、特定のエラー電圧
を発生させることができ、その電圧はざらに大きな直流
電圧成分上に浮動する。
を発生させることができ、その電圧はざらに大きな直流
電圧成分上に浮動する。
しかし、この技法は、大規模な抵抗を必要とし、そのた
めに、集積回路システム内に用いるには適していない。
めに、集積回路システム内に用いるには適していない。
このため、浮動基準電圧上で増分可変する小さなエラー
電圧を発生する回路と方法に対する必要性が生まれた。
電圧を発生する回路と方法に対する必要性が生まれた。
その回路は、集積回路形式の製造に適したものでなけれ
ばならない。
ばならない。
（発明の概要）
従って、本発明の目的は、はるかに大きな基準電圧成分
上に、小さなエラー電圧を発生さける、改良された回路
構造と方法を提供することである。
上に、小さなエラー電圧を発生さける、改良された回路
構造と方法を提供することである。
本発明の他の目的は、浮動出力を有する改良されたＤＡ
変換器を提供することである。
変換器を提供することである。
上記及びその他の目的に従って、制御電流に応答して出
力電圧を発生する回路を設ける。前記回路は、トランジ
スタと制御可能な電流源とから成る。トランジスタのベ
ースには基準電圧が印加されており、コレクタが動作電
位源に結合されている。電流源は、トランジスタのエミ
ッタに結合され、トランジスタを流れる電流を吸収する
。これにより、トランジスタの電流値が制御される。制
御可能な電流源は、印加される制御信号に応答する。こ
の信号は、トランジスタを流れる電流の大きさを増分的
に変化させる。このとき、出力電圧がトランジスタのエ
ミッタにおいて発生され、その大きさは直流電圧からト
ランジスタのベース−エミッタ電圧を減じたものに等し
い。ベース−エミッタ電圧は、トランジスタ内の電流が
変化するにつれて変化する。
力電圧を発生する回路を設ける。前記回路は、トランジ
スタと制御可能な電流源とから成る。トランジスタのベ
ースには基準電圧が印加されており、コレクタが動作電
位源に結合されている。電流源は、トランジスタのエミ
ッタに結合され、トランジスタを流れる電流を吸収する
。これにより、トランジスタの電流値が制御される。制
御可能な電流源は、印加される制御信号に応答する。こ
の信号は、トランジスタを流れる電流の大きさを増分的
に変化させる。このとき、出力電圧がトランジスタのエ
ミッタにおいて発生され、その大きさは直流電圧からト
ランジスタのベース−エミッタ電圧を減じたものに等し
い。ベース−エミッタ電圧は、トランジスタ内の電流が
変化するにつれて変化する。
（実施例）
図を参照し、第１図に関してさらに詳しく述べると、出
力電圧Ｖ。ｕｔを発生する、集積回路形式で製造するの
に適した回路１０が示される。出力電圧Ｖ。、１は、Ｄ
Ｃ基準電圧ｖｉｏから小さな電圧変動を差引いたもので
ある。−例として説明される回路１０は、ＮＰＮトラン
ジスター２を利用した浮動ＤＡ変換器として動作する。
力電圧Ｖ。ｕｔを発生する、集積回路形式で製造するの
に適した回路１０が示される。出力電圧Ｖ。、１は、Ｄ
Ｃ基準電圧ｖｉｏから小さな電圧変動を差引いたもので
ある。−例として説明される回路１０は、ＮＰＮトラン
ジスター２を利用した浮動ＤＡ変換器として動作する。
トランジスタ１２のエミッタは、ノード１４に結合され
、そのノードに対して、制御された電流源手段１６が結
合されて、トランジスタからのエミッタ電流ＩＥを吸収
する。トランジスター２の］レクタは、正の供給レール
１８に結合されており、そのレールに対してＶ十が供給
される。一方、トランジスタ１２のベースは、基準電圧
■・を受ける。ｖｉｏは、団 動作電位Ｖ十の関数であり、バッファ増幅器２２を介し
て供給される。増幅器２２後者は、ノート２４とトラン
ジスター２のベースとの間に結合されている。抵抗２６
及び２８によって構成される抵抗分圧器は、ノード２４
において基準電圧を発生する。たとえば、もし、浮動Ｄ
Ａ変換器回路１０が、自動車のオルタネータ・レギュレ
ータ内に用いられたとすると、レール１８に供給される
動作電位は、自動車のバッテリ電圧の関数となる。
、そのノードに対して、制御された電流源手段１６が結
合されて、トランジスタからのエミッタ電流ＩＥを吸収
する。トランジスター２の］レクタは、正の供給レール
１８に結合されており、そのレールに対してＶ十が供給
される。一方、トランジスタ１２のベースは、基準電圧
■・を受ける。ｖｉｏは、団 動作電位Ｖ十の関数であり、バッファ増幅器２２を介し
て供給される。増幅器２２後者は、ノート２４とトラン
ジスター２のベースとの間に結合されている。抵抗２６
及び２８によって構成される抵抗分圧器は、ノード２４
において基準電圧を発生する。たとえば、もし、浮動Ｄ
Ａ変換器回路１０が、自動車のオルタネータ・レギュレ
ータ内に用いられたとすると、レール１８に供給される
動作電位は、自動車のバッテリ電圧の関数となる。
トランジスタ１２を流れる電流値ＩＦを変調するのに応
答して、トランジスタ１２のベース−エミッタ電圧、Ｖ
ＢＥが変化し、それによって、出力３０におけるＶ。、
１を変化させる。そのため、Ｖｏｕｔは、次式に等しく
なる： ■ ＝ Ｖ・ −Ｖ （１）ＯＵＴ
団 ＢＥ理想的なダイオードの電圧
−電流式から、以下のことが既知である： ＶＢ［＝ ＶＴ Ｌｎ （ＩＥ／Ｉｓ ） （２
＞ただし、ＶＴは、熱電圧であり、■ｓはペースエミッ
タＰＮ接合の逆方向飽和電流である。
答して、トランジスタ１２のベース−エミッタ電圧、Ｖ
ＢＥが変化し、それによって、出力３０におけるＶ。、
１を変化させる。そのため、Ｖｏｕｔは、次式に等しく
なる： ■ ＝ Ｖ・ −Ｖ （１）ＯＵＴ
団 ＢＥ理想的なダイオードの電圧
−電流式から、以下のことが既知である： ＶＢ［＝ ＶＴ Ｌｎ （ＩＥ／Ｉｓ ） （２
＞ただし、ＶＴは、熱電圧であり、■ｓはペースエミッ
タＰＮ接合の逆方向飽和電流である。
このように、たとえばＩ、値をデジタル的に制御するこ
とにより、エラー・ステップ電圧、すなわち波形５８（
第３図）が、ノート３０において発生する。これはＶｉ
ｏ値上に重畳されたものである。■、はデジタル制御信
＠Ｄ１．Ｄ２．Ｄ３．。
とにより、エラー・ステップ電圧、すなわち波形５８（
第３図）が、ノート３０において発生する。これはＶｉ
ｏ値上に重畳されたものである。■、はデジタル制御信
＠Ｄ１．Ｄ２．Ｄ３．。
、ＤＮの受信に応答して制御される。
このエラー電圧は、コンパレータ３２の一方の入力にお
いて利用される。」ンパレータ３２の他方の入力は、基
準電圧ＶＲＥＦを受信して、Ｖｏｕｔの値が基準電圧値
に対して上下するときに、システム制御信号出力３４を
導き出ず。
いて利用される。」ンパレータ３２の他方の入力は、基
準電圧ＶＲＥＦを受信して、Ｖｏｕｔの値が基準電圧値
に対して上下するときに、システム制御信号出力３４を
導き出ず。
電流Ｉ、を制御する方法を第２図に示す。ここでは、電
流８１１６か、ノード１４と接地基準との間に結合され
た基準電流源３６を含めるものとして示される。この接
地基準内へと電流ＩＲＥＦは吸収される。
流８１１６か、ノード１４と接地基準との間に結合され
た基準電流源３６を含めるものとして示される。この接
地基準内へと電流ＩＲＥＦは吸収される。
制御可能な電流源１６はまた、複数のＭＯＳトランジス
タ４４，４８，５２．、．５６Ｎを含み、これらのトラ
ンジスタのそれぞれが、ドレーン電極をノード１４に、
ソース電極を接地電源に結合させている。動作電位Ｖが
、導電体４０に供給され、導電体４０はそれぞれ抵抗４
２，４６，５０゜、、５６Ｎを介して、ＭＯＳトランジ
スタの個別のゲート電極に結合されている。ＭＯＳ １
〜ランジスタのゲート電極はまた、個別のデジタル制御
信号ＤＩ、Ｄ２．Ｄ３．、、ＤＮを受信する。
タ４４，４８，５２．、．５６Ｎを含み、これらのトラ
ンジスタのそれぞれが、ドレーン電極をノード１４に、
ソース電極を接地電源に結合させている。動作電位Ｖが
、導電体４０に供給され、導電体４０はそれぞれ抵抗４
２，４６，５０゜、、５６Ｎを介して、ＭＯＳトランジ
スタの個別のゲート電極に結合されている。ＭＯＳ １
〜ランジスタのゲート電極はまた、個別のデジタル制御
信号ＤＩ、Ｄ２．Ｄ３．、、ＤＮを受信する。
まず、式２かられかるように、ＶＢＩｇは、エミッタ電
流が１０倍変化する毎に、６０ミリボルト増大または減
少する。たとえば、ｆＥが、トランジスタ１２の順方向
伝導バイアス点に設定されたとすると、ＶＢＥの閾値は
約０．６ボルトであり、以下の式が成り立つ： ｖ ＝ ｖ・ −０，６（３） Ｏｕｔ団 上記の例では、閾値におけるＩＥの大きさは、全てのＭ
ＯＳトランジスタを、電流ＩＲＥＦに並列にオンにする
ことによりもたらされる。各デジタル信号Ｄ１ないしＤ
Ｎが、論理信号におけるものであれば、これらのＭＯＳ
トランジスタがオンになる。Ｄｌが下がると、トランジ
スタ４２はオフとなり、ぞれによって■、の大きざが減
少し、ざらにＶ。ｕｔも減少する。同様に、デジタル制
御信号Ｄ２．Ｄ３などが下がると、Ｖｏｕｔは増分的に
減少する（第３図）。このように、小さなエラー電圧が
、より大きな直流電圧Ｖｉｏ上に重畳される。
流が１０倍変化する毎に、６０ミリボルト増大または減
少する。たとえば、ｆＥが、トランジスタ１２の順方向
伝導バイアス点に設定されたとすると、ＶＢＥの閾値は
約０．６ボルトであり、以下の式が成り立つ： ｖ ＝ ｖ・ −０，６（３） Ｏｕｔ団 上記の例では、閾値におけるＩＥの大きさは、全てのＭ
ＯＳトランジスタを、電流ＩＲＥＦに並列にオンにする
ことによりもたらされる。各デジタル信号Ｄ１ないしＤ
Ｎが、論理信号におけるものであれば、これらのＭＯＳ
トランジスタがオンになる。Ｄｌが下がると、トランジ
スタ４２はオフとなり、ぞれによって■、の大きざが減
少し、ざらにＶ。ｕｔも減少する。同様に、デジタル制
御信号Ｄ２．Ｄ３などが下がると、Ｖｏｕｔは増分的に
減少する（第３図）。このように、小さなエラー電圧が
、より大きな直流電圧Ｖｉｏ上に重畳される。
このことは、Ｖｏｕｔの階段上の波形かられかる。
ＭＯＳトランジスタに流れる電流と、ＩＲＥＦとは、互
いに関連して変化（ｔｒａｃｋ）することがわかってい
る。
いに関連して変化（ｔｒａｃｋ）することがわかってい
る。
ＶＲＥＦとＶｉｏとが入れ替わっても、本発明の原理は
変わらないことに留意されたい。さらに、制御可能な電
流源のＭＯＳ ｌ−ランジスタはバイポーラ・トランジ
スタでもよい点を理解されたい。
変わらないことに留意されたい。さらに、制御可能な電
流源のＭＯＳ ｌ−ランジスタはバイポーラ・トランジ
スタでもよい点を理解されたい。
ゆえに、以上に述べたことは、小さな増分電肝を、より
大きな直流電圧成分上に誘導する新規の回路と方法であ
る。この増分電圧は、ベースに供給される電圧に拘らず
、トランジスタを流れるエミッタ電流を変調することに
より発生される。
大きな直流電圧成分上に誘導する新規の回路と方法であ
る。この増分電圧は、ベースに供給される電圧に拘らず
、トランジスタを流れるエミッタ電流を変調することに
より発生される。
第１図は、本発明のＤＡ変換器回路の１部の結線図であ
る；及び 第２図は、第１図の制御可能電流源回路の結線図である
；及び 第３図は、本発明の詳細な説明づる波形図であり る。 １０ 、、、 回路、 １４．２４，３０ 、、。 １６ 、、、 電流源手段、 １８ 、、、 供給レール、 ２２、、、 バッファ増幅器、 ２６．２Ｂ 、、、 抵抗、 ３２、、、 コンパレータ、 ３４、、、 制御信号出力、 ＩＥ 、、、 エミッタ電流、 Ｖ十 、０． 動作電位、 ■・ 、 、 基準電圧、 団 ・ ｖｏｕｔ ・・、 出力電圧、 ＶＲＥＦ−０−基準電圧。 ノード、
る；及び 第２図は、第１図の制御可能電流源回路の結線図である
；及び 第３図は、本発明の詳細な説明づる波形図であり る。 １０ 、、、 回路、 １４．２４，３０ 、、。 １６ 、、、 電流源手段、 １８ 、、、 供給レール、 ２２、、、 バッファ増幅器、 ２６．２Ｂ 、、、 抵抗、 ３２、、、 コンパレータ、 ３４、、、 制御信号出力、 ＩＥ 、、、 エミッタ電流、 Ｖ十 、０． 動作電位、 ■・ 、 、 基準電圧、 団 ・ ｖｏｕｔ ・・、 出力電圧、 ＶＲＥＦ−０−基準電圧。 ノード、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 大きな直流電圧成分から小さな電圧変動分だけ変化
した値の出力電圧をもたらす回路であつて： 第１、第２および制御電極を有するトランジスタであっ
て、前記制御電極は前記直流電圧成分が供給される端子
に結合され、前記第２電極は電源導電体に結合されてい
る、ところのトランジスタ；および 前記トランジスタの前記第１電極に結合された制御可能
電流源手段であり、そこに印加される制御信号に応答し
て、前記直流電圧成分に依存せず、前記トランジスタを
、流れる電流の大きさを変動させ、前記第１電極におい
て出力電圧を発生させる電流源手段； によって構成されることを特徴とする回路。 ２ 大きな直流電圧上に浮動する小さな変動電圧を発生
させる方法であつて： 直流電圧をトランジスタのベースに印加して、該トラン
ジスタのエミッタにおいて直流基準電位を設定する段階
；および 前記ベースに印加された直流電圧に依存せず、トランジ
スタのエミッタを流れる電流を変調する段階； によって構成されることを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US427,552 | 1989-10-27 | ||
| US07/427,552 US4961045A (en) | 1989-10-27 | 1989-10-27 | Floating output digital to analog converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03151721A true JPH03151721A (ja) | 1991-06-27 |
Family
ID=23695356
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2287383A Pending JPH03151721A (ja) | 1989-10-27 | 1990-10-26 | 浮動出力デジタル―アナログ（ｄａ）変換器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4961045A (ja) |
| EP (1) | EP0424742A3 (ja) |
| JP (1) | JPH03151721A (ja) |
| KR (1) | KR910008924A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5055847A (en) * | 1991-02-19 | 1991-10-08 | Motorola, Inc. | Differential sensing current-steering analog-to-digital converter |
| US5260643A (en) * | 1992-07-16 | 1993-11-09 | National Semiconductor Corporation | Programmable reference voltage generator |
| DE4315296C2 (de) * | 1993-05-07 | 2000-03-02 | Siemens Ag | Stromquellenanordnung zum Erzeugen mehrfacher Referenzströme |
| CN100589307C (zh) * | 2007-02-09 | 2010-02-10 | 朋程科技股份有限公司 | 适用于多种车用发电机的调节器 |
| US9503121B2 (en) * | 2014-10-17 | 2016-11-22 | Infineon Technologies Ag | Very high dynamic-range switched capacitor ADC with large input impedance for applications tolerating increased distortion and noise at large input signal levels |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5463662A (en) * | 1977-10-28 | 1979-05-22 | Nec Corp | Current supply circuit |
| US4292625A (en) * | 1979-07-12 | 1981-09-29 | Advanced Micro Devices, Inc. | Monolithic digital-to-analog converter |
| JPS5672350A (en) * | 1979-11-19 | 1981-06-16 | Advantest Corp | Variable current source |
| US4354159A (en) * | 1981-02-02 | 1982-10-12 | Rockwell International Corporation | Prescription attenuator having cascaded L-pad sections |
| US4414501A (en) * | 1981-05-26 | 1983-11-08 | General Electric Company | Programmable signal amplitude control circuits |
| JPH0668708B2 (ja) * | 1984-12-19 | 1994-08-31 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | 定電圧電源装置 |
| JP2577897B2 (ja) * | 1986-10-31 | 1997-02-05 | 日本テキサス・インスツルメンツ 株式会社 | 定電圧電源回路 |
-
1989
- 1989-10-27 US US07/427,552 patent/US4961045A/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-11 EP EP19900119488 patent/EP0424742A3/en not_active Withdrawn
- 1990-10-24 KR KR1019900017033A patent/KR910008924A/ko not_active Application Discontinuation
- 1990-10-26 JP JP2287383A patent/JPH03151721A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0424742A3 (en) | 1992-03-25 |
| EP0424742A2 (en) | 1991-05-02 |
| KR910008924A (ko) | 1991-05-31 |
| US4961045A (en) | 1990-10-02 |
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