JPH03124262A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ及びこれを用いた内燃機関用容量放電式点火装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に内燃機関の
容量放電式点火装置に用いられる場合のように、車両搭
載のバッテリ等、当該ＤＣ−ＤＣコンバータに与える直
流電源の出力電圧が変動し易い用途における有効な改良
に関する。

［従来の技術］ いわゆるＣＤＩと略称されているように、車両搭載の内
燃機関の点火方式としても、容量放電式は周知である。

この容量放電式点火装置ては、車両搭載のバッテリの出
力直流電圧を昇圧するためのＤＣ−ＤＣコンバータと、
このＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧により電荷の蓄積
が促されるエネルギ蓄積コンデンサと、点火タイミング
において点火コイルニ次巻線に接続された点火プラグの
放電間隙に放電火花を飛ばすため、点火制御回路の指令
によって当該点火コイル−次巻線に選択的にエネルギ蓄
積コンデンサの蓄積電荷を放出する電荷放出用スイッチ
ング素子とを有しているが、まずＤＣ−ＤＣコンバータ
自体について見ると、従来、最も基本的な構成に従うも
のは、例えば実開昭［１Ｏ−１５９８２号公報に開示の
ものに代表されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵
の電圧変換トランスの鉄心の飽和特性を利用して入力直
流電流をスイッチングするようになっていた。

しかし、このようなものては、出力電圧が直接に入力端
子の変動に左右されるし、また、負荷の状態にかかわら
ず、電圧変換トランスの一次巻線電梳を断続するスイッ
チング素子が常に一定の周波数で一定のデユーティ比に
従い断続を繰返しているため、極めて効率が悪かった。

そこで従来例としても、未だ公知ではないものの、特に
本出願人においてこれを改善しようとしたものがあり、
電圧変換トランスの一次電流、したがってスイッチング
素子の素子電流を監視すると共に電圧変換トランスの出
力電圧をも監視し、それらに応じて当該スイッチング素
子の断続比（デユーティ比）を可変制御するパルス幅変
調回路を制御回路として用い、かつ、当該スイッチング
素子として電圧駆動型の素子、すなわち絶縁ゲート型電
界効果ｌ・ランジスタ（Ｉ　ＧＦＥＴ）とか、比較的最
近の開発になる絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ
（Ｉ　ＧＢＴ）を採用する試みがなされた。

［発明か解決しようとする課題］ 確かに、上記のような試みにより、それ以前の容量放電
式点火装置に比せば、巡かに高効率の点火装置を得るこ
とができた。

と言うのも、当該ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵の電圧変
換トランスの一次電流を断続するスイッチング素子とし
て、上記のように電圧駆動型のスイッチング素子を用い
ると、それ以前の通常のバイポーラ・トランジスタやサ
イリスタ等、電流駆動型のスイッチング素子を用いる場
合に比せば、制御電流（ベース電流ないしゲート電流）
が流れるということがないので、電力の消費は大いに低
減されるし、また原理的に電圧駆動型素子ではキャリア
蓄積効果がないか、あるいはその程度が無視可能な程に
微小なため、スイッチング素子も高速化する外、負荷情
況に応じ、一定周波数の下でもそのオン・オフに係るデ
ユーティ比を可変制御してもいるので、無駄なオン電流
を低減し得るからである。

しかしそれでも、従来においてのこのような電圧駆動型
のスイッチング素子を利用しようとする試みでは、全て
、当該スイッチング素子への駆動電圧信号を車両搭載の
バッテリ電圧に基づいて得るものしかなかった。

したがって、当然、用いる電圧駆動型スイッチング素子
に印加する制御電圧（一般にはゲート電圧）の最大値は
当該バッテリの出力直流電圧によって頭打ちとされ、そ
のため、実用下では必ずしも常に効率の良い直流昇圧動
作が得られるとは限らなかった。これは次の説明により
理解される。

一般論としても、電圧駆動型スイッチング素子の制御電
圧、つまりＭｏ１−ＦＥＴやＩＧＢＴ等におけるゲート
電圧は、規格範囲内である限り、正方向に向かフて高く
なる程、素子のオン抵抗は小さくなり、したがって素子
自体で消費する電力も低減する。

してみるに、まず第一に、Ｍｏ３−ＦＥＴに代表される
電圧駆動型スイッチング素子の制御端子（一般にゲート
端子）に与える制御電圧（ゲート電圧）自体が、既述し
たようにバッテリ電圧によって一義的に決定されている
ということは、決して望ましいことではないことが分か
る。実際、もフと高いゲート電圧の方が、素子自体での
電力消費をより一層低減し得るという場合は幾らも存在
する。

さらに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータに供給される電源電
圧を車両搭載のバッテリから得ている事情に鑑みると、
その特殊性として、当該直流電圧が大幅に変動するとい
う事実もある。例えば、車両搭載の鉛蓄電池では、通常
、定格でＤＣ１２Ｖとされていても、車両の運転開始に
際し、スタータないしセル・モータを駆動したときには
その出力電圧は容易にＤＣ６Ｖ程度にまで落ち、逆に始
動後の機関付属の発電機による発電電力を受けたときに
は、一般にはＤＣ１４Ｖからさらに１６Ｖ程度にまで上
がる場合がある。

このように、車両搭載のバッテリの両端電位が実働化で
大幅に変動すると、当然、そのときどきでのスイッチン
グ素子における消費電力は常に変動し、換言すれば、い
つも必ず、最適な状態で動作しているということにはな
らない。そればかりか、バッテリ電圧の低下程度が激し
ければ、電圧駆動型スイッチング素子がターン・オン可
能なしきい値電圧さえ、越えられなくなるおそれもある
。

そしてもちろん、このような問題は、ここまで例に上げ
て説明してきた容量放電式点火装置に組込みのＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに限らず、直流電源の電圧値変動の激しい
用途では同様に生起する。

本発明は、基本的にはこのような従来の欠点に鑑みて成
されたもので、ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵の電圧変換ト
ランスの一次電流を選択的に断続するスイッチング素子
に電圧駆動型スイッチング素子を用いた場合、当該制御
電圧が既述した車両搭載ノバッテリに代表されるような
直流電源の出力電圧によって頭打ちされることがないよ
うにし、実働下での種々の状況を勘案してもなお、確実
なスイッチング動作を保証し得、かつ、スイッチング損
失を減らし、消費電力を低減し得るような制御電圧に選
択可能なりＣ−ＤＣコンバータを提供せんとするもので
ある。

また、この基本的な目的を達成した上で、こうしたＤＣ
−ＤＣコンバータの最適な使途として、これを容量放電
式点火装置に組込んだ場合、当該点火装置としての全体
的な高効率化を計ることも第二の目的としている。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、直流電源から電圧変
換トランスの一次巻線に与えられる直流電流をスイッチ
ング素子により断続することにより、電圧変換トランス
の二次巻線に昇圧された交流出力を得、これを整流して
昇圧された直流出力とするＤＣ−ＤＣコンバータの改良
として、ス１ イツチング素子には電圧駆動型のスイッチング素子を用
い、この電圧駆動型スイッチング素子の制御電圧を、電
圧変換トランスの二次巻線に生ずる交流出力か、または
電圧変換トランスに別途設けた三次巻線に生ずる交流出
力を整流した直流電圧に基づいて得るという構成を提案
する。

また、これには、電圧変換トランスの生ずる交流出力を
整流した直流出力を電圧において安定化する電圧安定化
回路を設け、この出力電圧に基づき、電圧駆動型スイッ
チング素子の制御電圧を得るようにしても良いし、さら
に、電圧駆動型スイッチング素子か電圧変換トランスの
一次電流を流している時間と遮断している時間との比（
オン・オフ・デユーティ比）を制御する制御回路の電源
電圧も、当該電圧変換トランスの上記交流出力を整流し
て得た直流電圧（上記のように安定化された場合を含む
）に基づいて得ても良い。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ単体として上記のような
構成を提案するに伴い、このＤＣ−ＤＣコンバータを組
込んだ内燃機関用容量放電式点火　２ 装置もまた、本発明により提示される。

すなわち、当該ＤＣ−ＤＣコンバータへの直流電源を内
燃機関の搭載車両に設けられたバッテリとして特定し、
かつ、ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力はこの種の容量
放電式点火装置に組込まれるエネルギ蓄積コンデンサを
充電するものと特定することにより、高効率化ないし低
消費電力化された内燃機関用容量放電式点火装置を得る
ことかでき、その上でさらに、点火タイミングにおいて
当該エネルギ蓄積コンデンサに蓄積されている電荷を点
火コイル−次巻線に放出する電荷放出用スイッチング素
子としても電圧駆動型スイッチング素子を用い、この駆
動電圧を同様にＤＣ−ＤＣコンバータの有する電圧変換
トランスの交流出力を整流して得た直流電圧に基づいて
得る構成を提案し、のみならず、当該蓄積電荷放出用ス
イッチング素子のオン・オフを指令する点火制御回路の
電源電圧もまた、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの有する電
圧変換トランスの交流出力を整流して得た直流電圧に基
づいて得る構成をも提案する。

［作　　用コ 本発明においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換ト
ランスの一次電流を断続制御する電圧駆動型スイッチン
グ素子の制御電圧は、従来のようにＤＣ−ＤＣコンバー
タに電源電圧を印加する直流電源の当該電源電圧によっ
て直接に制約を受けることなく、それよりも高い範囲（
もちろん、素子の規格を越え、破損のおそれのある高電
圧は論外）で相当任意に設定し得るので、当該スイッチ
ング素子のオン抵抗を減することが容易になり、ひいて
は高効率化、低消費電力化することが簡単になる。

また、直流電源がかなり大幅に変動する場合にも、電圧
変換トランス二次巻線ないしは三次巻線に表れる交流出
力を整流した直流電圧は、一般に当該整流回路部分に十
分大きな積分時定数を見込むのは容易なことから、その
変動幅は小さくなり、したがってこの直流電圧に基づい
て得られるスイッチング素子制御電圧も安定化する。も
とより、積極的に電圧安定化回路を設けると、この効果
はより完全になる。

なお、電圧変換トランスに新たに三次巻線を設けた場合
の方が、二次巻線に接続される外部負荷回路に与えるべ
き直流電圧とも無関係にし得るから、スイッチング素子
制御電圧の設定自由度はより一層、増すことになる。

本発明では、電圧駆動型スイッチング素子の制御電圧の
みならず、当該電圧駆動型スイッチング素子のオン・オ
フ時間比を制御する制御回路の電源電圧も、電圧変換ト
ランスの交流出力を整流して得た直流電圧に基づいて得
る構成を提案している。この場合には、より望ましいこ
とに、当該制御回路の稼動電圧をも安定かつ最適な電圧
値に保つことができるから、この部分でも高効率な動作
を期待することができる。

当然、本発明によって改善されたＤＣ−ＤＣコンバータ
を容量放電式点火装置に組込んだ場合には、当該点火装
置自体としての高効率化ないしは低消費電力化を果たし
得るが、特にまた、本発明のさらに別な態様に従い、容
量放電式点火装置の５ 点火コイルに対し、エネルギ蓄積コンデンサの蓄積電荷
を選択的に放出する電荷放出用スイッチング素子にも電
圧駆動型のスイッチング素子を用い、この駆動電圧をも
ＤＣ−ＤＣコンバータ中ノ電圧変換トランスの交流出力
を整流した直流電圧に基づいて得るようにした場合には
、先にＤＣＤＣコンバータ中の電圧変換トランスの一次
電流断続用のスイッチング素子に関して述べた作用と同
じ作用をこの電荷放出用スイッチング素子についても期
待することができ、この部分での高効率化、低消費電力
化を計ることができる。

同様に、当該電荷放出用スイッチング素子に点火タイミ
ングに合せて駆動電圧を印加する点火制御回路の電源と
しても、ＤＣ−ＤＣコンバータ中の電圧変換トランスの
交流出力を整流した直流電圧に基づく電圧を利用する場
合には、この点火制御回路自体の動作も安定で−様なも
のとなり、結局、総体的な容量放電式点火装置として見
ると、かなりな効率改善、低消費電力化を実現すること
ができる。

　６ ［実　施　例］ 第１図には、本発明に従って構成されたＤＣ−ＤＣコン
バータｌＯと、これを用いた容量放電式点火装置３０の
一実施例が示されている。

都合上、本発明による改良部分の説明は後に回し、まず
は全体的に容量放電式点火装置３ｏとしての一般的な動
作から説明すると、電源スイッチ（車両においてはキー
・スイッチ）１２の投入に伴い、直流電源１１としてこ
の場合は車両搭載のバッテリ１１が供給する数ボルトか
ら十数ボルト程度の低電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
０にて適当なる高電圧にまで昇圧された後、エネルギ蓄
積コンデンサ２３を充電する。

エネルギ蓄積コンデンサ２３の両端には、点火コイル３
１の一次巻線と、蓄積電荷放出用の半導体パワー・スイ
ッチング素子３２の素子電流通路が直列に挿入されてい
る。

図示の場合、半導体パワー・スイッチング素子３２とし
て用いられているのは絶縁ゲート型電界効果トランジス
タ（ＩＧＦＥＴ）の最も一般的な形態であるＭＯＳ−Ｆ
ＥＴであり、したがって、制御端子はそのゲート電極、
素子電流通路はそのトレイン−ソース間（チャネル）と
なる。このようなＭＯＳ−ＦＥＴ３２は、点火制御回路
３３によって所定のタイミングに応じ、そのオン・オフ
が制御される。

点火制御回路３３は、これ自体は公知既存の回路構成に
従って公知既存の動作をなすように構成されているもの
で良く、例えば適当なる回転センサから得たクランク角
度信号等、点火時期検出用センサ３４から得られる信号
に基づいて点火時期を演算し、当該点火時期に至ると駆
動回路３５に指令し、当該回路３５に与えられている電
源電圧ｖ２を最上限とする範囲内で設定されるゲート電
圧（駆動電圧）を発生させて、ＭＯＳ−ＦＥＴ３２をタ
ーン・オンさせる。

すると、その素子電流通路ないし主電流通路であるトレ
イン−ソース間電流通路（チャネル）を介し、点火コイ
ル３１の一次巻線に対して先に述べたエネルギ蓄積コン
デンサ２３の蓄積電荷が急激に放出される。

これに応じ、点火コイル３１の二次側に高電圧か誘起さ
れて、点火プラグ３６の放電間隙間に放電破壊が生じ、
燃料への着火火花が飛ぶ。

このような容量放電式点火装置３０の一般的な動作に対
し、本発明に従って作製され、組込まれたＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、次のような構成と特徴を有している。

まず、−次巻線１３−１と二次巻線１３−２、そしてこ
の実施例の場合にはさらに三次巻線１３−３をも有する
電圧変換トランス１３がある。

この電圧変換トランス１３の一次巻線１３−１には、直
列に、当該電圧変換トランスの一次電流を所定の周期、
所定のデユーティ比で断続するためのスイッチング素子
１４の素子電流通路が直列に接続され、これらの直列回
路がまた、直流電源１１に対して直列に挿入されている
。

このスイッチング素子１４は、本発明に従い、電圧駆動
型のものが選ばれており、図示の場合には、先に述べた
電荷放出用スイッチング素子３２と９ 同様のＭＯＳ−ＦＥＴとなっているので、その素子電流
通路も同様にドレイン−ソース間のチャネルとなる。

しかるに、電源スィッチ１２の投入後、まずはこのＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ１４がターン・オンした所から動作を説明す
ると、このＭＯＳ−ＦＥＴ１４の素子電流通路であるド
レイン−ソース間ヂャネルの導通により、バッテリ１１
からの電流が電圧変換トランス１３の一次巻線１３−１
に供給される。

その過渡的な状態では、当該−次電流は増加傾向となる
が、その値はこの一次電流が流れる電流経路中に直列に
挿入されている電流検出抵抗１５により、その両端電圧
値に変換されて検出され、制御回路１６に印加される。

制御回路１６には、図示していないがバッテリ電圧の高
低変動に応して変化する設定電圧が与えられており、電
流検出抵抗１５の検出した電圧値が電圧変換トランス１
３の一次電流の増加過渡期において当該制御回路１６に
与えられているそのときどきの設定電圧に至ると、そこ
で駆動回路１７に作用し０ て、それまで駆動回路１７からＭＯＳ−ＦＥＴ１４のゲ
ートに与えられていたゲート電圧を除去し、当該ＭＯＳ
−ＦＥＴ１４を一旦、ターン・オフする。

すると、電流検出抵抗１５の両端電圧がほぼ零となるた
め、制御回路１６における設定電圧の方が再び高くなり
、所定の時定数に従った時間経過後、駆動回路１７に作
用してＭＯＳ−ＦＥＴ１４を再びターン・オンさせ、次
の一周期用の一次電流を電圧変換トランスの一次巻線１
３−１に供給し始める。

このとぎ、駆動回路１７からＭＯＳ−ＦＥＴ１４に与え
られるゲート電圧の最大値は、もちろん、当該駆動回路
１７に与えられている電源電圧ｖ１により規定される。

以下、このような動作を繰返すことにより、制御回路１
６はバッテリ電圧に応じたデユーティ比可変の制御回路
、すなわちバッテリ電圧が低い程、設定電圧値を低め、
高い程、高めながら、結局は周期一定でもＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１４を導通させている期間、すなわちゲート電圧のパ
ルス幅をそのときどきの適当幅に可変する一種のパルス
幅変調（ＰＷＭ）回路として機能し、これに応じてその
ときどきのデユーティ比に従いＭＯＳ−ＦＥＴ１４がオ
ン・オフを繰返すことにより、電圧変換トランス１３の
一次巻線１３−１にはほぼ常に望ましい範囲内にある疑
似交番電流波形が与えられるので、あらかじめ所定の昇
圧比に設定されている二次巻線１３−２にも、対応的に
ほぼ常に望ましい範囲内の電圧値に昇圧された交流出力
が得られる。

そこでこの交流出力を、図示の場合、最も簡単な半波整
流ダイオード−木で示しであるが、適当な整流回路１８
により整流すれば、先に述べたエネルギ蓄積コンデンサ
２３を高電圧で安定に充電する回路が得られる。

ただし、このようなデユーティ比可変制御自体は、すで
に本願以前に本出願人が開発したものである。

方ではまた、このＤＣ−ＤＣコンバータｌＯの出力電圧
（結局はエネルギ蓄積コンデンサ２３の両端電圧）は、
分圧回路１９を介して制御回路１６に帰還されており、
したがって、当該出力電圧が所定の値に至ったときには
、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作は中断され、無駄
な動作をしないで済むようにもされている。が、これも
また、本願以前に開発された技術である。

さて、この実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０中の
電圧変換トランス１３には、新たに第三の巻線１３−３
が備えられている。−次巻線１３−１に対するこの三次
巻線１３−３の巻線比、したがって当該三次巻線１３−
３の両端に得られる交流電圧の昇圧比は、原理的にも理
解されるように、設計的に任意に採ることができ、もち
ろん、外部負荷回路としてこの実施例の場合に選択され
ている点火コイル回路に与える電圧値に対しても独立に
設定できる。

したがって、図示の場合にはこれも一本の半波整流ダイ
オードにて簡単なもの（ただし実用上、これでも問題は
ない）が示されているが、適当な整流回路２０により三
次巻線１３−３に表れる交流電圧を整流した直流電圧は
、バッテリ１１の両端電圧よりも容易に、かつ任意の値
にまで、高くすること３ ができる。

図示実施例の場合には、このようにして、この種の容量
放電式点火装置に必須の構成要素の一つであるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータｌθ中の電圧変換トランス１３を巧みに利
用し、その交流出力、特に新たに追加した三次巻線１３
−３の交流出力に対する整流回路２０の付加という簡単
な構成により、任意適当な昇圧比に従ってバッテリ１１
を昇圧した直流電圧を得た後、これをさらに望ましくは
電圧安定化回路２１により必要な電位ｖ１に安定化した
後、先に述べた駆動回路１７の電源Ｖ１として供給して
いる。

したがって、結局、電圧変換トランス１３の一次電流を
断続するＭＯＳ−ＦＥＴ１４のゲートに与える制御電圧
、すなわちゲート電圧は、最大、当該駆動回路１７の電
源電圧である電圧値ｖ１まで、高めることができ、その
結果、当該ＭＯＳ−ＦＥＴＩ４における電力消費は大い
に低減することが可能となる。これは、次の説明により
、−層良く理解される。

第２図には、いわゆるパワー・ＭＯＳ−ＦＥＴ４ １４として、この実施例のスイッチング素子に用い得る
市販製品の中から選んだ代表的−例におけるドレイン−
ソース間電圧Ｖ。５とドレイン電流■。どの関係がゲー
ト−ソース間電圧Ｖ。Ｓをパラメータとして具体的な値
と共に示されているが、特性の傾向としては、この製品
に限らず、どれも似たようなものとなる。

しかるに、ドレイン−ソース間電圧Ｖ。Ｓをドレイン電
流１．で除したものが、この素子のオン抵抗Ｒ０゜であ
るから、明らかなように、ゲート−ソース間電圧（以下
、単にゲート電圧）ｖ６．が規格範囲内で高くなる程、
当該素子のオン抵抗Ｒ０゜は低減する。

例えば、このＭＯＳ−ＦＥＴに流すドレイン電流を２Ａ
とした場合、ゲート電圧ＶａＳが２Ｖのとき、ドレイン
−ソース間電圧Ｖ。５も２Ｖとなり、したがってこのと
きのオン抵抗Ｒ８ｎは１Ωと計算される。

一方、同じ＜ＭＯＳ−ＦＥＴに流すドレイン電流を２Ａ
に規定しながら、ゲートＶ。Ｓを１０■にまで高めると
、このときのドレイン−ソース間電圧ＶＯＳは第２図中
から０．５Ｖと読取れ、したがフてオン抵抗Ｒ０ｎは０
．２５Ωとなる。

消費電力は、単純には１．”／Ｒ０゜で求められるので
、明らかなように、ゲート電圧Ｖ。Ｓを高める程、素子
消費電力は低減する。上記の場合ではゲート電圧Ｖ。Ｓ
が２Ｖの場合に比し、ＩＯＶにまで高めると消費電力は
屑になり、これに応じて発熱量も当然に減る。

このような事実に鑑みると、従来のようにバッテリ１１
の両端電圧に頼ってのみ、このようなゲート電圧Ｖ。Ｉ
＋を得るのではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に必要
な電圧変換トランス１３を有効利用し、バッテリ電圧よ
りも任意に高い値に設定し得る別途な直流電源から得る
という本発明構成が如何に有利かは明らかである。

例えば、機関始動時等にあってバッテリ電圧がＤＣ６Ｖ
程度にまで低下してしまうと、従来の構成のままでは、
そのときのＭＯＳ−ＦＥＴ１４の電力消費が大きくなる
のみならす、場合によってはターン・オンそのものが指
令し得なくなることがあるが、本発明によれば、そのと
きにもなお、十分な値のゲート電圧を確保し得るように
、電圧変換トランス１３に付す三次巻線１３−３の巻回
数を決定すれば良く、したがって動作は確実化する。

一方、バッテリ電圧が定常状態での相対的な高電圧値に
なっているときには、三次巻線１３−３には相当高い値
の交流電圧が生ずる可能性があるが、これは図示のよう
に、電圧安定化回路２１を挟み込むことによって、ゲー
ト電圧Ｖ。Ｓを素子の規格範囲内に抑えることができる
。

ただし、原則としては、図示されている電圧安定化回路
２１がなく、整流回路２０に常識的なように、平滑コン
デンサ２２を持たせるだけでも、従来例に比すと本発明
による改善の効果を認めることができ、かつ、素子破壊
を招かないで済む場合もある。

さらにこの実施例では、上記のようにＭＯＳＦＥＴ１４
のゲート電圧ＶＧＳを得るためにその駆動回路１７の電
源電圧Ｖ、として電圧安定化回路２１の出７ カミ圧を利用しているのみならず、当該駆動回路１７を
介してＭＯＳ−ＦＥＴ１４のオン・オフを可変デユーテ
ィ比で制御するための制御回路１６の電源電圧としても
この出力電圧Ｖ宜を利用しているので、電圧変換トラン
ス１３の一次側における制御回路動作はバッテリ１１の
電圧変動によらず、極めて安定なものとすることに成功
している。

第３図はこれを実証するため、電源スィッチ１２の投入
後におけるエネルギ蓄積コンデンサ２３の両端電圧の変
化を見た特性図で、破線の特性は従来例に従って構成さ
れた回路による場合、実線が第１図示の本発明に従って
構成された回路による場合を示している。

してみるに、最初の立ち上がりこそ、余り変化がないも
のの、電圧安定化回路２１の動作が安定した以降は、明
らかに、本発明構成に従う回路構成を採用したものでは
、その充電特性に十分な改善効果が認められる。

さらに、第１図示実施例の場合には、電圧安定化回路２
１の出力電圧ｖ１はまた、先に点火装置とし　８ ての動作の際に述べたように、点火コイル３１の一次電
流を所定のタイミングで断続するＭＯＳ−ＦＥＴ３２の
ゲート電圧を規定する駆動回路３５や、当該駆動回路３
５に対し、所定のタイミングで当該ゲート電圧をＭＯＳ
−ＦＥＴ３２に与えるべき指令を出す点火制御回路３３
の電源電圧ｖ２としても利用されている（したがってこ
の場合はＶ、＝Ｖ２となっている）。

その結果、図示の容量放電式点火装置３０は、単に内蔵
のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の部分においての特性の改
善がなされているのみならず、全体的にも高効率化、低
消費電力化が計られている。もちろん、エネルギ蓄積コ
ンデンサ２３の蓄積電荷放出用スイッチング素子３２の
ゲート電圧としても、バッテリ１１の出力電圧によらず
、電圧変換トランス１３の出力を利用していることによ
り、任意に高い電圧に設定し得ることの作用、効果は、
先に述べた電圧変換トランス−次電流断続用のＭＯＳ−
ＦＥＴ１４に関して述べたと全く同様であるし、その駆
動回路３５、点火制御回路３３にもこの安定で高い電圧
を電源電圧として利用し得ることの効果は明らかである
。

しかし、電圧変換トランス１３の交流出力を整流し、新
たにＭＯＳ−ＦＥＴ１４，３２や既述した各回路１６　
、１７　、３３　、３５の電源電圧を得るにしても、第
１図示回路のように、必ずしも電圧変換トランス１３に
三次巻線１３−３を設けねばならないこともない。確か
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の負荷回路に接続される
二次巻線１３−２とは別個に、このような三次巻線１３
−３を設けることは、上記直流電源電圧として完全に独
立に必要な電圧値を得られる点では設計上、極めて望ま
しいが、逆に回路構成の簡素化を最優先させるのであれ
ば、第４図に示される実施例のように、電圧変換トラン
ス１３の二次巻線１３−２を利用しても良い。

同図中、第１図中におけると同一の符号の付されている
構成要素は当該第一実施例における構成要素と同一また
は同様な機能を営む素子であり、大概において点火動作
やＤＣ−ＤＣコンバージョン動作には変更がないので先
の説明を援用し、ここでの再設は省略するが、この実施
例では、電圧変換トランス１３の二次巻線１３−２から
、逆流を防ぐためのダイオード２４を介して二次電流を
分液的に取出し、これで電圧安定化回路２１を駆動して
いる。このような構成によっても、当該電圧安定化回路
２１から必要な昇圧された直流電圧Ｖｌ（＝Ｖ２）を取
出すことができる。なお、電圧安定化回路２１自体の内
部構成は当業者に任される任意設副的な事項であって、
第１図示では開回路型で能動素子（バイポーラ・トラン
ジスタ）を一つ用いたものを、また第４図では簡素化さ
れた回路にふされしいように、車にツェナ・ダイオード
によるものが示されているが、逆に閉回路型で電圧安定
化能力のより高いタイプのものも、必要ならば任意に採
用することができる。

以上、本発明の実施例につき詳記したが、ただし、電圧
駆動型のスイッチング素子としては、既述してきたＩ　
ＧＦＥＴの代表例であるＭＯＳ−ＦＥＴの外にも種々あ
り、最近では絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（
Ｉ　ＧＢＴ）等もある１ ので、それらの中から任意に採用することが可能である
。この素子も、ベース領域のオン・オフはゲート電界で
制御するため、高速動作が可能であり、かつ大電流を取
扱うことができる一方、ゲート電圧を高め得ることによ
る本発明の効果を同様に享受することができる。もちろ
ん、これらスイッチング素子は、単体としての素子に限
らず、集積回路化されたものであっても良く、等価回路
的に単体素子とその基本機能において同等であれば良い
。

［効　　果］ 本発明によると、ＤＣ−ＤＣコンバータ中に必須とされ
る電圧変換トランスを有効利用し、その出力整流回路の
出力電圧ないしはこれをさらに電圧において安定化する
電圧安定化回路の出力電圧に基づき、電圧変換トランス
の一次電流を断続する電圧駆動型スイッチング素子の制
御電圧を得ているので、当該素子における電力消費を低
減し、高効率化することが可能となる。

また、この電圧駆動型スイッチング素子に当該　２ 制御電圧を選択的に供給する駆動回路のみならず、この
駆動回路に対して当該制御電圧の供給を指令する制御回
路の電源電圧も、同様に上記した電圧変換トランス二次
側の出力整流回路の出力電圧ないしはその電圧安定化回
路の出力電圧に基づいて得ることができるので、これら
回路の動作も高効率な状態に維持し、かつ、動作安定性
を保証することができる。

また、このようなり　Ｃ−ＤＣコンバータを有する内燃
機関用容量放電式点火装置としては、当然、当該ＤＣ−
ＤＣコンバータ部分の特性が改善された分、低消費電力
化、高効率化し得、特に車両搭載のバッテリを直流電源
として利用することを考えると、バッテリにとっても望
ましい結果が得られる。この種のバッテリは消耗を極カ
抑えねばならないからである。

さらに、本発明によれば、点火コイルの一次電流を所定
タイミングで断続するスイッチング素子にも電圧駆動型
のものを用いた場合、当該スイッチング素子の制御電圧
として、さらには当該スイッチング素子のオン・オフ・
タイミングを制御する点火制御回路の電源電圧としても
、同様に上記したＤＣ−ＤＣコンバータ中の電圧変換ト
ランス二次側の出力整流回路の出力電圧ないしはその電
圧安定化回路の出力電圧を利用することができるので、
木質的に点火プラグの汚染に強いとされるこの種の容量
放電式点火装置として、さらにバッテリ電圧の変動に強
く、機関始動時等、バッテリ電圧が極端に低下するとき
から定格電圧以上に亙る広い変動幅範囲内のいずれにお
いても確実に、そして低消費電力、高効率で動作し得る
点火装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従って構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ及びこれを有する容量放電式点火装置の一実施例の概
略構成図。 第２図は本発明において用いる電圧駆動型スイッチング
素子の一例であるＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間
電圧とドレイン電流の関係ないし傾向の説明図。 第３図は本発明により得られたエネルギ蓄積コンデンサ
充電特性に係る改善効果例の説明図。 第４図は本発明に従フて構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ及びこれを有する容量放電式点火装置の第二の実施例
の概略構成図。 である。 図中、１０は本発明により構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、１１は車両搭載バッテリによる直流電源、１３は
電圧変換トランス、ＩＬ、はその−次巻線、１３−２は
二次巻線、１３−３は三次巻線、１４は電圧駆動型のス
イッチング素子、１６はパルス幅変調方式の制御回路、
１７は電圧駆動型スイッチング素子に制御電圧を与える
駆動回路、１８　、２０は整流回路、２１は電圧安定化
回路、３１は点火コイル、３２は電荷放出用スイッチン
グ素子、３３は点火制御回路、３５は電荷放出用スイッ
チング素子に制御電圧を与える駆動回路、である。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源から電圧変換トランスの一次巻線に与え
   られる直流電流をスイッチング素子により断続すること
   により、該電圧変換トランスの二次巻線に昇圧された交
   流出力を得、これを整流して昇圧された直流出力とする
   ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて； 上記スイッチング素子は、制御端子に与えられる制御電
   圧の値に応じ、上記電圧変換トランスの一次巻線に直列
   に入る素子電流通路を断続する電圧駆動型のスイッチン
   グ素子であり；該電圧駆動型スイッチング素子の上記制
   御電圧は、上記電圧変換トランスの上記二次巻線に生ず
   る上記交流出力を整流した直流電圧に基づいて得ている
   こと； を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. （２）上記電圧駆動型スイッチング素子の上記制御電圧
   は、上記電圧変換トランスの上記二次巻線に生ずる上記
   交流出力に代え、該電圧変換トランスに別途に設けた三
   次巻線に生ずる交流出力を整流した直流電圧に基づいて
   得ていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣ
   コンバータ。
3. （３）上記電圧変換トランスの生ずる上記交流出力を整
   流した直流出力を電圧において安定化する回路を有し、
   該安定化回路出力電圧に基づき、上記スイッチング素子
   の上記制御電圧を得ていることを特徴とする請求項１ま
   たは２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. （４）上記電圧駆動型スイッチング素子が上記電圧変換
   トランスの一次電流を流している時間と遮断している時
   間との比を制御する制御回路の電源電圧も、上記電圧変
   換トランスの上記交流出力を整流して得た直流電圧に基
   づいて得ていることを特徴とする請求項１、２または３
   に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. （５）上記電圧駆動型スイッチング素子は絶縁ゲート電
   界効果型トランジスタであることを特徴とする請求項１
   、２、３または４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. （６）上記電圧駆動型スイッチング素子は絶縁ゲート型
   バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする請求
   項１、２、３または４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. （７）請求項１、２、３、４、５または６に記載のＤＣ
   −ＤＣコンバータを用いた内燃機関用容量放電式点火装
   置であって； 上記ＤＣ−ＤＣコンバータへの直流電源は内燃機関を搭
   載した車両に設置のバッテリであり； 該ＤＣ−ＤＣコンバータの上記直流出力はエネルギ蓄積
   コンデンサを充電し； 駆動信号によりオン、オフが制御される蓄積電荷放出用
   スイッチング素子が点火制御回路の指令によりオンとな
   ると点火コイルの一次巻線に上記エネルギ蓄積コンデン
   サの蓄積電荷を放出し； これにより該点火コイルの二次側に生ずる高電圧により
   、点火プラグの放電間隙に燃料着火用の放電火花を飛ば
   す内燃機関用容量放電式点火装置。
8. （８）上記蓄積電荷放出用スイッチング素子も電圧駆動
   型のスイッチング素子であり、該蓄積電荷放出用電圧駆
   動型スイッチング素子の上記駆動信号も、上記ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの有する上記電圧変換トランスの上記交流
   出力を整流して得た直流電圧に基づいて得ていることを
   特徴とする請求項７に記載の内燃機関用容量放電式点火
   装置。
9. （９）上記蓄積電荷放出用スイッチング素子の上記オン
   ・オフを指令する上記点火制御回路の電源電圧も、上記
   ＤＣ−ＤＣコンバータ・の有する上記電圧変換トランス
   の上記交流出力を整流して得た直流電圧に基づいて得て
   いることを特徴とする請求項８に記載の内燃機関用容量
   放電式点火装置。