JPH03124262A - Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converter - Google Patents
Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converterInfo
- Publication number
- JPH03124262A JPH03124262A JP25698389A JP25698389A JPH03124262A JP H03124262 A JPH03124262 A JP H03124262A JP 25698389 A JP25698389 A JP 25698389A JP 25698389 A JP25698389 A JP 25698389A JP H03124262 A JPH03124262 A JP H03124262A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- converter
- switching element
- output
- conversion transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000002485 combustion reaction Methods 0.000 title claims description 13
- 238000007599 discharging Methods 0.000 title description 3
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims abstract description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 58
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 41
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 16
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 15
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 3
- 239000000446 fuel Substances 0.000 claims description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 7
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 7
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 239000002253 acid Substances 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000011109 contamination Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 239000007858 starting material Substances 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
- 239000002023 wood Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Ignition Installations For Internal Combustion Engines (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に内燃機関の
容量放電式点火装置に用いられる場合のように、車両搭
載のバッテリ等、当該ＤＣ−ＤＣコンバータに与える直
流電源の出力電圧が変動し易い用途における有効な改良
に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a DC-DC converter, and particularly to a DC-DC converter used in a vehicle-mounted battery, etc., such as when used in a capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine. This invention relates to effective improvements in applications where the output voltage of a DC power supply applied to a converter is subject to fluctuations.
［従来の技術］
いわゆるＣＤＩと略称されているように、車両搭載の内
燃機関の点火方式としても、容量放電式は周知である。[Prior Art] The capacitive discharge type, abbreviated as so-called CDI, is well known as an ignition system for internal combustion engines installed in vehicles.
この容量放電式点火装置ては、車両搭載のバッテリの出
力直流電圧を昇圧するためのＤＣ−ＤＣコンバータと、
このＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧により電荷の蓄積
が促されるエネルギ蓄積コンデンサと、点火タイミング
において点火コイルニ次巻線に接続された点火プラグの
放電間隙に放電火花を飛ばすため、点火制御回路の指令
によって当該点火コイル−次巻線に選択的にエネルギ蓄
積コンデンサの蓄積電荷を放出する電荷放出用スイッチ
ング素子とを有しているが、まずＤＣ−ＤＣコンバータ
自体について見ると、従来、最も基本的な構成に従うも
のは、例えば実開昭［１Ｏ−１５９８２号公報に開示の
ものに代表されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵
の電圧変換トランスの鉄心の飽和特性を利用して入力直
流電流をスイッチングするようになっていた。This capacitive discharge type ignition device includes a DC-DC converter for boosting the output DC voltage of a battery mounted on the vehicle;
The output voltage of this DC-DC converter promotes charge accumulation in the energy storage capacitor, and at the ignition timing, a discharge spark is sent to the discharge gap between the ignition plug connected to the ignition coil secondary winding. The ignition coil has a charge release switching element that selectively releases the stored charge of the energy storage capacitor to the next winding, but if we first look at the DC-DC converter itself, it has the most basic configuration conventionally. Those according to the present invention switch the input DC current by utilizing the saturation characteristics of the core of the voltage conversion transformer built into the DC-DC converter, as typified by the one disclosed in Utility Model Publication No. 1O-15982. It was like that.
しかし、このようなものては、出力電圧が直接に入力端
子の変動に左右されるし、また、負荷の状態にかかわら
ず、電圧変換トランスの一次巻線電梳を断続するスイッ
チング素子が常に一定の周波数で一定のデユーティ比に
従い断続を繰返しているため、極めて効率が悪かった。However, in such devices, the output voltage is directly affected by fluctuations in the input terminal, and the switching element that connects and disconnects the primary winding of the voltage conversion transformer is always constant regardless of the load condition. It was extremely inefficient because it was repeatedly interrupted at a certain frequency according to a fixed duty ratio.
そこで従来例としても、未だ公知ではないものの、特に
本出願人においてこれを改善しようとしたものがあり、
電圧変換トランスの一次電流、したがってスイッチング
素子の素子電流を監視すると共に電圧変換トランスの出
力電圧をも監視し、それらに応じて当該スイッチング素
子の断続比（デユーティ比）を可変制御するパルス幅変
調回路を制御回路として用い、かつ、当該スイッチング
素子として電圧駆動型の素子、すなわち絶縁ゲート型電
界効果ｌ・ランジスタ（Ｉ ＧＦＥＴ）とか、比較的最
近の開発になる絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ
（Ｉ ＧＢＴ）を採用する試みがなされた。Therefore, as a conventional example, although it is not yet publicly known, the present applicant has particularly attempted to improve this.
A pulse width modulation circuit that monitors the primary current of a voltage conversion transformer, and therefore the element current of a switching element, and also monitors the output voltage of the voltage conversion transformer, and variably controls the on/off ratio (duty ratio) of the switching element accordingly. is used as a control circuit, and the switching element is a voltage-driven element, such as an insulated gate field effect transistor (IGFET) or a relatively recently developed insulated gate bipolar transistor (IGBT). An attempt was made to adopt
［発明か解決しようとする課題］
確かに、上記のような試みにより、それ以前の容量放電
式点火装置に比せば、巡かに高効率の点火装置を得るこ
とができた。[Problems to be Solved by the Invention] It is true that through the above-described attempts, it was possible to obtain an ignition device that is significantly more efficient than previous capacitive discharge type ignition devices.
と言うのも、当該ＤＣ−ＤＣコンバータに内蔵の電圧変
換トランスの一次電流を断続するスイッチング素子とし
て、上記のように電圧駆動型のスイッチング素子を用い
ると、それ以前の通常のバイポーラ・トランジスタやサ
イリスタ等、電流駆動型のスイッチング素子を用いる場
合に比せば、制御電流（ベース電流ないしゲート電流）
が流れるということがないので、電力の消費は大いに低
減されるし、また原理的に電圧駆動型素子ではキャリア
蓄積効果がないか、あるいはその程度が無視可能な程に
微小なため、スイッチング素子も高速化する外、負荷情
況に応じ、一定周波数の下でもそのオン・オフに係るデ
ユーティ比を可変制御してもいるので、無駄なオン電流
を低減し得るからである。This is because, if a voltage-driven switching element is used as described above as a switching element to intermittent the primary current of the voltage conversion transformer built into the DC-DC converter, it will not be possible to use a conventional bipolar transistor or thyristor. Compared to the case of using a current-driven switching element, the control current (base current or gate current)
Since there is no current flowing, power consumption is greatly reduced, and in principle, there is no carrier accumulation effect in voltage-driven elements, or the degree of carrier accumulation is so small that it can be ignored, so switching elements can also be used. This is because, in addition to increasing the speed, since the duty ratio related to on/off is variably controlled even under a constant frequency according to the load situation, unnecessary on-current can be reduced.
しかしそれでも、従来においてのこのような電圧駆動型
のスイッチング素子を利用しようとする試みでは、全て
、当該スイッチング素子への駆動電圧信号を車両搭載の
バッテリ電圧に基づいて得るものしかなかった。However, in all conventional attempts to utilize such voltage-driven switching elements, the drive voltage signal to the switching element has only been obtained based on the voltage of the battery mounted on the vehicle.
したがって、当然、用いる電圧駆動型スイッチング素子
に印加する制御電圧（一般にはゲート電圧）の最大値は
当該バッテリの出力直流電圧によって頭打ちとされ、そ
のため、実用下では必ずしも常に効率の良い直流昇圧動
作が得られるとは限らなかった。これは次の説明により
理解される。Therefore, naturally, the maximum value of the control voltage (generally gate voltage) applied to the voltage-driven switching element used is capped at the output DC voltage of the battery, and therefore, in practical use, efficient DC boost operation is not always possible. It wasn't guaranteed that I would get it. This will be understood by the following explanation.
一般論としても、電圧駆動型スイッチング素子の制御電
圧、つまりＭｏ１−ＦＥＴやＩＧＢＴ等におけるゲート
電圧は、規格範囲内である限り、正方向に向かフて高く
なる程、素子のオン抵抗は小さくなり、したがって素子
自体で消費する電力も低減する。Generally speaking, as long as the control voltage of a voltage-driven switching element, that is, the gate voltage of a Mo1-FET or IGBT, is within the specified range, the higher it goes in the positive direction, the smaller the on-resistance of the element becomes. Therefore, the power consumed by the element itself is also reduced.
してみるに、まず第一に、Ｍｏ３−ＦＥＴに代表される
電圧駆動型スイッチング素子の制御端子（一般にゲート
端子）に与える制御電圧（ゲート電圧）自体が、既述し
たようにバッテリ電圧によって一義的に決定されている
ということは、決して望ましいことではないことが分か
る。実際、もフと高いゲート電圧の方が、素子自体での
電力消費をより一層低減し得るという場合は幾らも存在
する。First of all, the control voltage (gate voltage) itself applied to the control terminal (generally gate terminal) of a voltage-driven switching element such as Mo3-FET is uniquely determined by the battery voltage, as mentioned above. It can be seen that it is not at all desirable that the In fact, there are many cases where a higher gate voltage can further reduce power consumption in the device itself.
さらに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータに供給される電源電
圧を車両搭載のバッテリから得ている事情に鑑みると、
その特殊性として、当該直流電圧が大幅に変動するとい
う事実もある。例えば、車両搭載の鉛蓄電池では、通常
、定格でＤＣ１２Ｖとされていても、車両の運転開始に
際し、スタータないしセル・モータを駆動したときには
その出力電圧は容易にＤＣ６Ｖ程度にまで落ち、逆に始
動後の機関付属の発電機による発電電力を受けたときに
は、一般にはＤＣ１４Ｖからさらに１６Ｖ程度にまで上
がる場合がある。Furthermore, considering the fact that the power supply voltage supplied to the DC-DC converter is obtained from the battery installed in the vehicle,
Its peculiarity is also the fact that the DC voltage in question fluctuates significantly. For example, even if a lead-acid battery installed in a vehicle is normally rated at 12V DC, when the starter or cell motor is driven when the vehicle is started, its output voltage easily drops to around 6V DC. When receiving power generated by a generator attached to the engine, the voltage generally increases from DC 14V to about 16V.
このように、車両搭載のバッテリの両端電位が実働化で
大幅に変動すると、当然、そのときどきでのスイッチン
グ素子における消費電力は常に変動し、換言すれば、い
つも必ず、最適な状態で動作しているということにはな
らない。そればかりか、バッテリ電圧の低下程度が激し
ければ、電圧駆動型スイッチング素子がターン・オン可
能なしきい値電圧さえ、越えられなくなるおそれもある
。In this way, if the potential across the vehicle's battery changes significantly during actual operation, the power consumption of the switching elements will naturally change at any given time. That doesn't mean there is. Moreover, if the battery voltage drops significantly, there is a possibility that the threshold voltage at which the voltage-driven switching element can be turned on may not be exceeded.
そしてもちろん、このような問題は、ここまで例に上げ
て説明してきた容量放電式点火装置に組込みのＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに限らず、直流電源の電圧値変動の激しい
用途では同様に生起する。And, of course, such problems arise from the DC-D built into the capacitive discharge ignition system that we have been using as an example.
This problem occurs not only in C converters but also in applications where the voltage value of the DC power supply fluctuates rapidly.
本発明は、基本的にはこのような従来の欠点に鑑みて成
されたもので、ＤＣ−ＤＣコンバータ内蔵の電圧変換ト
ランスの一次電流を選択的に断続するスイッチング素子
に電圧駆動型スイッチング素子を用いた場合、当該制御
電圧が既述した車両搭載ノバッテリに代表されるような
直流電源の出力電圧によって頭打ちされることがないよ
うにし、実働下での種々の状況を勘案してもなお、確実
なスイッチング動作を保証し得、かつ、スイッチング損
失を減らし、消費電力を低減し得るような制御電圧に選
択可能なりＣ−ＤＣコンバータを提供せんとするもので
ある。The present invention was basically made in view of the above-mentioned drawbacks of the conventional art, and it uses a voltage-driven switching element as a switching element that selectively switches on and off the primary current of a voltage conversion transformer with a built-in DC-DC converter. When used, the control voltage should not be capped by the output voltage of the DC power supply, such as the above-mentioned vehicle-mounted battery, and it should be ensured that the control voltage is It is an object of the present invention to provide a C-DC converter that can select a control voltage that can guarantee reliable switching operation, reduce switching loss, and reduce power consumption.
また、この基本的な目的を達成した上で、こうしたＤＣ
−ＤＣコンバータの最適な使途として、これを容量放電
式点火装置に組込んだ場合、当該点火装置としての全体
的な高効率化を計ることも第二の目的としている。Moreover, after achieving this basic purpose, such DC
- The second objective of the DC converter is to improve the overall efficiency of the ignition device when it is incorporated into a capacitive discharge type ignition device.
［課題を解決するための手段］
本発明は上記目的を達成するため、直流電源から電圧変
換トランスの一次巻線に与えられる直流電流をスイッチ
ング素子により断続することにより、電圧変換トランス
の二次巻線に昇圧された交流出力を得、これを整流して
昇圧された直流出力とするＤＣ−ＤＣコンバータの改良
として、ス１
イツチング素子には電圧駆動型のスイッチング素子を用
い、この電圧駆動型スイッチング素子の制御電圧を、電
圧変換トランスの二次巻線に生ずる交流出力か、または
電圧変換トランスに別途設けた三次巻線に生ずる交流出
力を整流した直流電圧に基づいて得るという構成を提案
する。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, the present invention uses a switching element to intermittent the DC current applied from the DC power source to the primary winding of the voltage conversion transformer, thereby reducing the secondary winding of the voltage conversion transformer. As an improvement of the DC-DC converter that obtains a boosted AC output from the line and rectifies it to make a boosted DC output, a voltage-driven switching element is used as the switching element, and this voltage-driven switching We propose a configuration in which the control voltage of the element is obtained based on the AC output generated in the secondary winding of the voltage conversion transformer or the DC voltage obtained by rectifying the AC output generated in the tertiary winding separately provided in the voltage conversion transformer.
また、これには、電圧変換トランスの生ずる交流出力を
整流した直流出力を電圧において安定化する電圧安定化
回路を設け、この出力電圧に基づき、電圧駆動型スイッ
チング素子の制御電圧を得るようにしても良いし、さら
に、電圧駆動型スイッチング素子か電圧変換トランスの
一次電流を流している時間と遮断している時間との比（
オン・オフ・デユーティ比）を制御する制御回路の電源
電圧も、当該電圧変換トランスの上記交流出力を整流し
て得た直流電圧（上記のように安定化された場合を含む
）に基づいて得ても良い。Additionally, a voltage stabilization circuit is provided to stabilize the DC output obtained by rectifying the AC output generated by the voltage conversion transformer, and the control voltage of the voltage-driven switching element is obtained based on this output voltage. In addition, the ratio of the time when the primary current of the voltage-driven switching element or voltage conversion transformer is flowing to the time when it is cut off (
The power supply voltage of the control circuit that controls the on-off duty ratio is also obtained based on the DC voltage obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer (including when stabilized as described above). It's okay.
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ単体として上記のような
構成を提案するに伴い、このＤＣ−ＤＣコンバータを組
込んだ内燃機関用容量放電式点火 ２
装置もまた、本発明により提示される。In addition to proposing the above configuration as a single DC-DC converter, the present invention also proposes a capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine incorporating this DC-DC converter.
すなわち、当該ＤＣ−ＤＣコンバータへの直流電源を内
燃機関の搭載車両に設けられたバッテリとして特定し、
かつ、ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力はこの種の容量
放電式点火装置に組込まれるエネルギ蓄積コンデンサを
充電するものと特定することにより、高効率化ないし低
消費電力化された内燃機関用容量放電式点火装置を得る
ことかでき、その上でさらに、点火タイミングにおいて
当該エネルギ蓄積コンデンサに蓄積されている電荷を点
火コイル−次巻線に放出する電荷放出用スイッチング素
子としても電圧駆動型スイッチング素子を用い、この駆
動電圧を同様にＤＣ−ＤＣコンバータの有する電圧変換
トランスの交流出力を整流して得た直流電圧に基づいて
得る構成を提案し、のみならず、当該蓄積電荷放出用ス
イッチング素子のオン・オフを指令する点火制御回路の
電源電圧もまた、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの有する電
圧変換トランスの交流出力を整流して得た直流電圧に基
づいて得る構成をも提案する。That is, the DC power supply to the DC-DC converter is identified as a battery installed in a vehicle equipped with an internal combustion engine,
In addition, by specifying that the DC output of the DC-DC converter is used to charge the energy storage capacitor incorporated in this type of capacitive discharge type ignition system, a capacitive discharge type for internal combustion engines with higher efficiency or lower power consumption can be achieved. It is possible to obtain an ignition device, and furthermore, a voltage-driven switching element is used as a charge release switching element that releases the charge stored in the energy storage capacitor to the ignition coil-next winding at the ignition timing. proposed a configuration in which this drive voltage is similarly obtained based on the DC voltage obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer included in the DC-DC converter, and also proposed a configuration in which the drive voltage is obtained based on the DC voltage obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer included in the DC-DC converter. We also propose a configuration in which the power supply voltage of the ignition control circuit that commands OFF is obtained based on the DC voltage obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer included in the DC-DC converter.
［作 用コ
本発明においては、ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換ト
ランスの一次電流を断続制御する電圧駆動型スイッチン
グ素子の制御電圧は、従来のようにＤＣ−ＤＣコンバー
タに電源電圧を印加する直流電源の当該電源電圧によっ
て直接に制約を受けることなく、それよりも高い範囲（
もちろん、素子の規格を越え、破損のおそれのある高電
圧は論外）で相当任意に設定し得るので、当該スイッチ
ング素子のオン抵抗を減することが容易になり、ひいて
は高効率化、低消費電力化することが簡単になる。[Function] In the present invention, the control voltage of the voltage-driven switching element that intermittently controls the primary current of the voltage conversion transformer of the DC-DC converter is controlled by the DC power supply that applies the power supply voltage to the DC-DC converter, as in the conventional case. is not directly constrained by the relevant supply voltage of
Of course, high voltages that exceed the specifications of the device and may cause damage are out of the question), so it can be set fairly arbitrarily, making it easy to reduce the on-resistance of the switching device, resulting in higher efficiency and lower power consumption. It becomes easier to convert.
また、直流電源がかなり大幅に変動する場合にも、電圧
変換トランス二次巻線ないしは三次巻線に表れる交流出
力を整流した直流電圧は、一般に当該整流回路部分に十
分大きな積分時定数を見込むのは容易なことから、その
変動幅は小さくなり、したがってこの直流電圧に基づい
て得られるスイッチング素子制御電圧も安定化する。も
とより、積極的に電圧安定化回路を設けると、この効果
はより完全になる。Furthermore, even when the DC power source fluctuates considerably, the DC voltage obtained by rectifying the AC output appearing in the secondary or tertiary winding of the voltage conversion transformer generally requires a sufficiently large integration time constant in the rectifier circuit. Since this is easy, the fluctuation range becomes small, and therefore the switching element control voltage obtained based on this DC voltage is also stabilized. Of course, if a voltage stabilization circuit is actively provided, this effect will be more complete.
なお、電圧変換トランスに新たに三次巻線を設けた場合
の方が、二次巻線に接続される外部負荷回路に与えるべ
き直流電圧とも無関係にし得るから、スイッチング素子
制御電圧の設定自由度はより一層、増すことになる。Furthermore, when a new tertiary winding is provided in the voltage conversion transformer, the degree of freedom in setting the switching element control voltage is reduced because it can be made independent of the DC voltage that should be applied to the external load circuit connected to the secondary winding. It will continue to increase.
本発明では、電圧駆動型スイッチング素子の制御電圧の
みならず、当該電圧駆動型スイッチング素子のオン・オ
フ時間比を制御する制御回路の電源電圧も、電圧変換ト
ランスの交流出力を整流して得た直流電圧に基づいて得
る構成を提案している。この場合には、より望ましいこ
とに、当該制御回路の稼動電圧をも安定かつ最適な電圧
値に保つことができるから、この部分でも高効率な動作
を期待することができる。In the present invention, not only the control voltage of the voltage-driven switching element but also the power supply voltage of the control circuit that controls the on/off time ratio of the voltage-driven switching element is obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer. A configuration based on DC voltage is proposed. In this case, more desirably, the operating voltage of the control circuit can also be maintained at a stable and optimal voltage value, so highly efficient operation can be expected in this part as well.
当然、本発明によって改善されたＤＣ−ＤＣコンバータ
を容量放電式点火装置に組込んだ場合には、当該点火装
置自体としての高効率化ないしは低消費電力化を果たし
得るが、特にまた、本発明のさらに別な態様に従い、容
量放電式点火装置の５
点火コイルに対し、エネルギ蓄積コンデンサの蓄積電荷
を選択的に放出する電荷放出用スイッチング素子にも電
圧駆動型のスイッチング素子を用い、この駆動電圧をも
ＤＣ−ＤＣコンバータ中ノ電圧変換トランスの交流出力
を整流した直流電圧に基づいて得るようにした場合には
、先にＤＣＤＣコンバータ中の電圧変換トランスの一次
電流断続用のスイッチング素子に関して述べた作用と同
じ作用をこの電荷放出用スイッチング素子についても期
待することができ、この部分での高効率化、低消費電力
化を計ることができる。Naturally, when the DC-DC converter improved by the present invention is incorporated into a capacitive discharge type ignition device, the ignition device itself can achieve higher efficiency or lower power consumption. According to still another aspect of the invention, a voltage-driven switching element is also used as a charge release switching element for selectively releasing the charge stored in the energy storage capacitor with respect to the 5 ignition coil of the capacitive discharge type ignition device, and this drive voltage In the case where the AC output of the voltage conversion transformer in the DC-DC converter is obtained based on the rectified DC voltage, the switching element for the primary current intermittent of the voltage conversion transformer in the DC-DC converter was previously described. The same effect can be expected for this charge-emitting switching element, and higher efficiency and lower power consumption can be achieved in this part.
同様に、当該電荷放出用スイッチング素子に点火タイミ
ングに合せて駆動電圧を印加する点火制御回路の電源と
しても、ＤＣ−ＤＣコンバータ中の電圧変換トランスの
交流出力を整流した直流電圧に基づく電圧を利用する場
合には、この点火制御回路自体の動作も安定で−様なも
のとなり、結局、総体的な容量放電式点火装置として見
ると、かなりな効率改善、低消費電力化を実現すること
ができる。Similarly, the voltage based on the DC voltage obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer in the DC-DC converter is used as the power source for the ignition control circuit that applies a drive voltage to the charge release switching element in accordance with the ignition timing. In this case, the operation of this ignition control circuit itself becomes stable and similar, and in the end, when viewed as an overall capacitive discharge type ignition system, it is possible to realize considerable efficiency improvement and lower power consumption. .
６
［実 施 例］
第１図には、本発明に従って構成されたＤＣ−ＤＣコン
バータｌＯと、これを用いた容量放電式点火装置３０の
一実施例が示されている。6 [Embodiment] FIG. 1 shows an embodiment of a DC-DC converter IO configured according to the present invention and a capacitive discharge type ignition device 30 using the same.
都合上、本発明による改良部分の説明は後に回し、まず
は全体的に容量放電式点火装置３ｏとしての一般的な動
作から説明すると、電源スイッチ（車両においてはキー
・スイッチ）１２の投入に伴い、直流電源１１としてこ
の場合は車両搭載のバッテリ１１が供給する数ボルトか
ら十数ボルト程度の低電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
０にて適当なる高電圧にまで昇圧された後、エネルギ蓄
積コンデンサ２３を充電する。For convenience, we will leave the explanation of the improvements made by the present invention later, and first explain the general operation of the capacitive discharge ignition device 3o.When the power switch (or key switch in a vehicle) 12 is turned on, In this case, the DC power source 11, in this case, a low voltage of about several volts to more than ten volts, supplied by the battery 11 mounted on the vehicle, is supplied by the DC-DC converter 1.
After being boosted to a suitable high voltage at 0, the energy storage capacitor 23 is charged.
エネルギ蓄積コンデンサ２３の両端には、点火コイル３
１の一次巻線と、蓄積電荷放出用の半導体パワー・スイ
ッチング素子３２の素子電流通路が直列に挿入されてい
る。An ignition coil 3 is connected to both ends of the energy storage capacitor 23.
The primary winding 1 and the device current path of the semiconductor power switching device 32 for discharging accumulated charges are inserted in series.
図示の場合、半導体パワー・スイッチング素子３２とし
て用いられているのは絶縁ゲート型電界効果トランジス
タ（ＩＧＦＥＴ）の最も一般的な形態であるＭＯＳ−Ｆ
ＥＴであり、したがって、制御端子はそのゲート電極、
素子電流通路はそのトレイン−ソース間（チャネル）と
なる。このようなＭＯＳ−ＦＥＴ３２は、点火制御回路
３３によって所定のタイミングに応じ、そのオン・オフ
が制御される。In the illustrated case, the semiconductor power switching element 32 used is a MOS-F, which is the most common form of an insulated gate field effect transistor (IGFET).
ET, and therefore the control terminal is its gate electrode,
The element current path is between its train and source (channel). The MOS-FET 32 is turned on and off according to a predetermined timing by an ignition control circuit 33.
点火制御回路３３は、これ自体は公知既存の回路構成に
従って公知既存の動作をなすように構成されているもの
で良く、例えば適当なる回転センサから得たクランク角
度信号等、点火時期検出用センサ３４から得られる信号
に基づいて点火時期を演算し、当該点火時期に至ると駆
動回路３５に指令し、当該回路３５に与えられている電
源電圧ｖ２を最上限とする範囲内で設定されるゲート電
圧（駆動電圧）を発生させて、ＭＯＳ−ＦＥＴ３２をタ
ーン・オンさせる。The ignition control circuit 33 itself may be configured to operate in a known and existing manner according to a known and existing circuit configuration, for example, a crank angle signal obtained from an appropriate rotation sensor, etc. The ignition timing is calculated based on the signal obtained from the ignition timing, and when the ignition timing is reached, a command is given to the drive circuit 35, and the gate voltage is set within a range whose upper limit is the power supply voltage v2 given to the circuit 35. (driving voltage) is generated to turn on the MOS-FET 32.
すると、その素子電流通路ないし主電流通路であるトレ
イン−ソース間電流通路（チャネル）を介し、点火コイ
ル３１の一次巻線に対して先に述べたエネルギ蓄積コン
デンサ２３の蓄積電荷が急激に放出される。Then, the charge stored in the energy storage capacitor 23 mentioned earlier is suddenly released to the primary winding of the ignition coil 31 via the train-source current path (channel) which is the element current path or main current path. Ru.
これに応じ、点火コイル３１の二次側に高電圧か誘起さ
れて、点火プラグ３６の放電間隙間に放電破壊が生じ、
燃料への着火火花が飛ぶ。In response, a high voltage is induced on the secondary side of the ignition coil 31, causing discharge breakdown in the discharge gap of the spark plug 36.
The spark that ignites the fuel flies.
このような容量放電式点火装置３０の一般的な動作に対
し、本発明に従って作製され、組込まれたＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、次のような構成と特徴を有している。With respect to the general operation of the capacitive discharge type ignition device 30, the DC-DC converter manufactured and incorporated according to the present invention has the following configuration and characteristics.
まず、−次巻線１３−１と二次巻線１３−２、そしてこ
の実施例の場合にはさらに三次巻線１３−３をも有する
電圧変換トランス１３がある。First, there is a voltage conversion transformer 13 having a negative winding 13-1, a secondary winding 13-2, and in this embodiment also a tertiary winding 13-3.
この電圧変換トランス１３の一次巻線１３−１には、直
列に、当該電圧変換トランスの一次電流を所定の周期、
所定のデユーティ比で断続するためのスイッチング素子
１４の素子電流通路が直列に接続され、これらの直列回
路がまた、直流電源１１に対して直列に挿入されている
。The primary winding 13-1 of this voltage conversion transformer 13 is connected in series with the primary current of the voltage conversion transformer at a predetermined period.
The element current paths of the switching elements 14 for switching on and off at a predetermined duty ratio are connected in series, and these series circuits are also inserted in series with the DC power supply 11.
このスイッチング素子１４は、本発明に従い、電圧駆動
型のものが選ばれており、図示の場合には、先に述べた
電荷放出用スイッチング素子３２と９
同様のＭＯＳ−ＦＥＴとなっているので、その素子電流
通路も同様にドレイン−ソース間のチャネルとなる。According to the present invention, this switching element 14 is a voltage-driven type, and in the case shown in the figure, it is a MOS-FET similar to the charge-emitting switching element 32 and 9 described above. Similarly, the device current path also becomes a channel between the drain and the source.
しかるに、電源スィッチ１２の投入後、まずはこのＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ１４がターン・オンした所から動作を説明す
ると、このＭＯＳ−ＦＥＴ１４の素子電流通路であるド
レイン−ソース間ヂャネルの導通により、バッテリ１１
からの電流が電圧変換トランス１３の一次巻線１３−１
に供給される。However, after turning on the power switch 12, first this MO
To explain the operation from the point where the S-FET 14 is turned on, the battery 11
The current from the primary winding 13-1 of the voltage conversion transformer 13
is supplied to
その過渡的な状態では、当該−次電流は増加傾向となる
が、その値はこの一次電流が流れる電流経路中に直列に
挿入されている電流検出抵抗１５により、その両端電圧
値に変換されて検出され、制御回路１６に印加される。In this transient state, the primary current tends to increase, but its value is converted into a voltage value across it by the current detection resistor 15 inserted in series in the current path through which this primary current flows. is detected and applied to the control circuit 16.
制御回路１６には、図示していないがバッテリ電圧の高
低変動に応して変化する設定電圧が与えられており、電
流検出抵抗１５の検出した電圧値が電圧変換トランス１
３の一次電流の増加過渡期において当該制御回路１６に
与えられているそのときどきの設定電圧に至ると、そこ
で駆動回路１７に作用し０
て、それまで駆動回路１７からＭＯＳ−ＦＥＴ１４のゲ
ートに与えられていたゲート電圧を除去し、当該ＭＯＳ
−ＦＥＴ１４を一旦、ターン・オフする。Although not shown, the control circuit 16 is provided with a set voltage that changes in response to fluctuations in battery voltage, and the voltage value detected by the current detection resistor 15 is applied to the voltage conversion transformer 1.
When the primary current reaches the set voltage given to the control circuit 16 during the increasing transition period of 3, it acts on the drive circuit 17 and reduces the voltage applied from the drive circuit 17 to the gate of the MOS-FET 14. Remove the gate voltage that was applied to the MOS
- Turn off FET 14 once.
すると、電流検出抵抗１５の両端電圧がほぼ零となるた
め、制御回路１６における設定電圧の方が再び高くなり
、所定の時定数に従った時間経過後、駆動回路１７に作
用してＭＯＳ−ＦＥＴ１４を再びターン・オンさせ、次
の一周期用の一次電流を電圧変換トランスの一次巻線１
３−１に供給し始める。Then, since the voltage across the current detection resistor 15 becomes almost zero, the set voltage in the control circuit 16 becomes higher again, and after a period of time according to a predetermined time constant, it acts on the drive circuit 17 and the MOS-FET 14 is turned on again, and the primary current for the next cycle is transferred to the primary winding 1 of the voltage conversion transformer.
Start supplying to 3-1.
このとぎ、駆動回路１７からＭＯＳ−ＦＥＴ１４に与え
られるゲート電圧の最大値は、もちろん、当該駆動回路
１７に与えられている電源電圧ｖ１により規定される。At this point, the maximum value of the gate voltage applied from the drive circuit 17 to the MOS-FET 14 is, of course, defined by the power supply voltage v1 applied to the drive circuit 17.
以下、このような動作を繰返すことにより、制御回路１
６はバッテリ電圧に応じたデユーティ比可変の制御回路
、すなわちバッテリ電圧が低い程、設定電圧値を低め、
高い程、高めながら、結局は周期一定でもＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１４を導通させている期間、すなわちゲート電圧のパ
ルス幅をそのときどきの適当幅に可変する一種のパルス
幅変調（ＰＷＭ）回路として機能し、これに応じてその
ときどきのデユーティ比に従いＭＯＳ−ＦＥＴ１４がオ
ン・オフを繰返すことにより、電圧変換トランス１３の
一次巻線１３−１にはほぼ常に望ましい範囲内にある疑
似交番電流波形が与えられるので、あらかじめ所定の昇
圧比に設定されている二次巻線１３−２にも、対応的に
ほぼ常に望ましい範囲内の電圧値に昇圧された交流出力
が得られる。Hereinafter, by repeating such operations, the control circuit 1
6 is a control circuit that varies the duty ratio according to the battery voltage, that is, the lower the battery voltage, the lower the set voltage value;
The higher it is, the higher it becomes, but in the end, even if the period is constant, MOS-FE
It functions as a type of pulse width modulation (PWM) circuit that changes the period during which T14 is conductive, that is, the pulse width of the gate voltage, to an appropriate width at each time, and accordingly, the MOS-FET 14 changes according to the duty ratio at each time. By repeatedly turning on and off, the primary winding 13-1 of the voltage conversion transformer 13 is given a pseudo alternating current waveform that is almost always within a desired range. Correspondingly, line 13-2 also provides an AC output that is almost always boosted to a voltage value within the desired range.
そこでこの交流出力を、図示の場合、最も簡単な半波整
流ダイオード−木で示しであるが、適当な整流回路１８
により整流すれば、先に述べたエネルギ蓄積コンデンサ
２３を高電圧で安定に充電する回路が得られる。Therefore, this AC output is processed using an appropriate rectifier circuit 18, which is shown using the simplest half-wave rectifier diode-tree in the illustrated case.
By rectifying the voltage, a circuit that stably charges the energy storage capacitor 23 described above with a high voltage can be obtained.
ただし、このようなデユーティ比可変制御自体は、すで
に本願以前に本出願人が開発したものである。However, such variable duty ratio control itself was already developed by the applicant prior to the present application.
方ではまた、このＤＣ−ＤＣコンバータｌＯの出力電圧
（結局はエネルギ蓄積コンデンサ２３の両端電圧）は、
分圧回路１９を介して制御回路１６に帰還されており、
したがって、当該出力電圧が所定の値に至ったときには
、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作は中断され、無駄
な動作をしないで済むようにもされている。が、これも
また、本願以前に開発された技術である。On the other hand, the output voltage of this DC-DC converter lO (eventually the voltage across the energy storage capacitor 23) is
It is fed back to the control circuit 16 via the voltage divider circuit 19,
Therefore, when the output voltage reaches a predetermined value, the operation of the DC-DC converter 10 is interrupted, so that unnecessary operations are not performed. However, this is also a technology developed before the present application.
さて、この実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０中の
電圧変換トランス１３には、新たに第三の巻線１３−３
が備えられている。−次巻線１３−１に対するこの三次
巻線１３−３の巻線比、したがって当該三次巻線１３−
３の両端に得られる交流電圧の昇圧比は、原理的にも理
解されるように、設計的に任意に採ることができ、もち
ろん、外部負荷回路としてこの実施例の場合に選択され
ている点火コイル回路に与える電圧値に対しても独立に
設定できる。Now, in this embodiment, the voltage conversion transformer 13 in the DC-DC converter 10 has a new third winding 13-3.
is provided. - the turns ratio of this tertiary winding 13-3 to the secondary winding 13-1, and therefore the said tertiary winding 13-
As understood in principle, the step-up ratio of the AC voltage obtained at both ends of 3 can be arbitrarily chosen in terms of design; It can also be set independently for the voltage value applied to the coil circuit.
したがって、図示の場合にはこれも一本の半波整流ダイ
オードにて簡単なもの（ただし実用上、これでも問題は
ない）が示されているが、適当な整流回路２０により三
次巻線１３−３に表れる交流電圧を整流した直流電圧は
、バッテリ１１の両端電圧よりも容易に、かつ任意の値
にまで、高くすること３
ができる。Therefore, in the case shown in the figure, a simple one using a single half-wave rectifier diode is shown (although, in practice, there is no problem with this). The DC voltage obtained by rectifying the AC voltage shown in 3 can be easily made higher than the voltage across the battery 11 to an arbitrary value.
図示実施例の場合には、このようにして、この種の容量
放電式点火装置に必須の構成要素の一つであるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータｌθ中の電圧変換トランス１３を巧みに利
用し、その交流出力、特に新たに追加した三次巻線１３
−３の交流出力に対する整流回路２０の付加という簡単
な構成により、任意適当な昇圧比に従ってバッテリ１１
を昇圧した直流電圧を得た後、これをさらに望ましくは
電圧安定化回路２１により必要な電位ｖ１に安定化した
後、先に述べた駆動回路１７の電源Ｖ１として供給して
いる。In the illustrated embodiment, the DC-D, which is one of the essential components of this type of capacitive discharge ignition system, is thus
By skillfully utilizing the voltage conversion transformer 13 in the C converter lθ, its AC output, especially the newly added tertiary winding 13
With the simple configuration of adding a rectifier circuit 20 to the AC output of -3, the battery 11 can be adjusted according to any suitable step-up ratio.
After obtaining the boosted DC voltage, this is further preferably stabilized to a necessary potential v1 by the voltage stabilizing circuit 21, and then supplied as the power source V1 of the drive circuit 17 described above.
したがって、結局、電圧変換トランス１３の一次電流を
断続するＭＯＳ−ＦＥＴ１４のゲートに与える制御電圧
、すなわちゲート電圧は、最大、当該駆動回路１７の電
源電圧である電圧値ｖ１まで、高めることができ、その
結果、当該ＭＯＳ−ＦＥＴＩ４における電力消費は大い
に低減することが可能となる。これは、次の説明により
、−層良く理解される。Therefore, in the end, the control voltage applied to the gate of the MOS-FET 14 that switches on and off the primary current of the voltage conversion transformer 13, that is, the gate voltage, can be increased up to the maximum voltage value v1, which is the power supply voltage of the drive circuit 17, As a result, the power consumption in the MOS-FETI 4 can be greatly reduced. This will be better understood by the following explanation.
第２図には、いわゆるパワー・ＭＯＳ−ＦＥＴ４
１４として、この実施例のスイッチング素子に用い得る
市販製品の中から選んだ代表的−例におけるドレイン−
ソース間電圧Ｖ。５とドレイン電流■。どの関係がゲー
ト−ソース間電圧Ｖ。Ｓをパラメータとして具体的な値
と共に示されているが、特性の傾向としては、この製品
に限らず、どれも似たようなものとなる。FIG. 2 shows a representative example of the drain of a so-called power MOS-FET 4 14 selected from commercially available products that can be used as the switching element of this embodiment.
Source-to-source voltage V. 5 and drain current■. Which relationship is the gate-source voltage V? Although S is shown as a parameter along with a specific value, the tendency of the characteristics is not limited to this product but is similar for all products.
しかるに、ドレイン−ソース間電圧Ｖ。Ｓをドレイン電
流１．で除したものが、この素子のオン抵抗Ｒ０゜であ
るから、明らかなように、ゲート−ソース間電圧（以下
、単にゲート電圧）ｖ６．が規格範囲内で高くなる程、
当該素子のオン抵抗Ｒ０゜は低減する。However, the drain-source voltage V. S is the drain current 1. Since the on-resistance R0° of this element is divided by V6. The higher the value within the standard range, the
The on-resistance R0° of the element is reduced.
例えば、このＭＯＳ−ＦＥＴに流すドレイン電流を２Ａ
とした場合、ゲート電圧ＶａＳが２Ｖのとき、ドレイン
−ソース間電圧Ｖ。５も２Ｖとなり、したがってこのと
きのオン抵抗Ｒ８ｎは１Ωと計算される。For example, the drain current flowing through this MOS-FET is 2A.
In this case, when the gate voltage VaS is 2V, the drain-source voltage V. 5 is also 2V, so the on-resistance R8n at this time is calculated to be 1Ω.
一方、同じ＜ＭＯＳ−ＦＥＴに流すドレイン電流を２Ａ
に規定しながら、ゲートＶ。Ｓを１０■にまで高めると
、このときのドレイン−ソース間電圧ＶＯＳは第２図中
から０．５Ｖと読取れ、したがフてオン抵抗Ｒ０ｎは０
．２５Ωとなる。On the other hand, the drain current flowing through the same <MOS-FET is 2A
Gate V. When S is increased to 10μ, the drain-source voltage VOS at this time can be read as 0.5V from Figure 2, and therefore the on-resistance R0n is 0.
．． It becomes 25Ω.
消費電力は、単純には１．”／Ｒ０゜で求められるので
、明らかなように、ゲート電圧Ｖ。Ｓを高める程、素子
消費電力は低減する。上記の場合ではゲート電圧Ｖ。Ｓ
が２Ｖの場合に比し、ＩＯＶにまで高めると消費電力は
屑になり、これに応じて発熱量も当然に減る。Power consumption is simply 1. ”/R0°, so it is clear that the higher the gate voltage V.S is, the lower the element power consumption is. In the above case, the gate voltage V.S
Compared to the case where the voltage is 2V, when the voltage is increased to IOV, the power consumption becomes waste, and the amount of heat generated naturally decreases accordingly.
このような事実に鑑みると、従来のようにバッテリ１１
の両端電圧に頼ってのみ、このようなゲート電圧Ｖ。Ｉ
＋を得るのではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に必要
な電圧変換トランス１３を有効利用し、バッテリ電圧よ
りも任意に高い値に設定し得る別途な直流電源から得る
という本発明構成が如何に有利かは明らかである。In view of these facts, the battery 11
Such gate voltage V can only be determined by relying on the voltage across V. I
How advantageous is the configuration of the present invention, which effectively utilizes the voltage conversion transformer 13 necessary for the DC-DC converter 10 and obtains the voltage from a separate DC power source that can be arbitrarily set to a higher value than the battery voltage, instead of obtaining the It is obvious.
例えば、機関始動時等にあってバッテリ電圧がＤＣ６Ｖ
程度にまで低下してしまうと、従来の構成のままでは、
そのときのＭＯＳ−ＦＥＴ１４の電力消費が大きくなる
のみならす、場合によってはターン・オンそのものが指
令し得なくなることがあるが、本発明によれば、そのと
きにもなお、十分な値のゲート電圧を確保し得るように
、電圧変換トランス１３に付す三次巻線１３−３の巻回
数を決定すれば良く、したがって動作は確実化する。For example, when the engine is started, the battery voltage is DC6V.
If the current configuration deteriorates to a certain extent,
At that time, the power consumption of the MOS-FET 14 increases, and in some cases, turn-on itself may not be able to be commanded. However, according to the present invention, even in such a case, the gate voltage can still be maintained The number of turns of the tertiary winding 13-3 attached to the voltage conversion transformer 13 may be determined so as to ensure the following, and therefore the operation is ensured.
一方、バッテリ電圧が定常状態での相対的な高電圧値に
なっているときには、三次巻線１３−３には相当高い値
の交流電圧が生ずる可能性があるが、これは図示のよう
に、電圧安定化回路２１を挟み込むことによって、ゲー
ト電圧Ｖ。Ｓを素子の規格範囲内に抑えることができる
。On the other hand, when the battery voltage is at a relatively high voltage value in a steady state, a considerably high value of AC voltage may be generated in the tertiary winding 13-3. By sandwiching the voltage stabilizing circuit 21, the gate voltage V can be adjusted. S can be kept within the standard range of the device.
ただし、原則としては、図示されている電圧安定化回路
２１がなく、整流回路２０に常識的なように、平滑コン
デンサ２２を持たせるだけでも、従来例に比すと本発明
による改善の効果を認めることができ、かつ、素子破壊
を招かないで済む場合もある。However, in principle, even if the illustrated voltage stabilizing circuit 21 is not provided and the rectifying circuit 20 is provided with a smoothing capacitor 22 as is common sense, the improvement effect of the present invention can be achieved compared to the conventional example. In some cases, this can be recognized and the device may not be destroyed.
さらにこの実施例では、上記のようにＭＯＳＦＥＴ１４
のゲート電圧ＶＧＳを得るためにその駆動回路１７の電
源電圧Ｖ、として電圧安定化回路２１の出７
カミ圧を利用しているのみならず、当該駆動回路１７を
介してＭＯＳ−ＦＥＴ１４のオン・オフを可変デユーテ
ィ比で制御するための制御回路１６の電源電圧としても
この出力電圧Ｖ宜を利用しているので、電圧変換トラン
ス１３の一次側における制御回路動作はバッテリ１１の
電圧変動によらず、極めて安定なものとすることに成功
している。Further, in this embodiment, as described above, MOSFET 14
In order to obtain the gate voltage VGS of the drive circuit 17, the output voltage of the voltage stabilizing circuit 21 is used as the power supply voltage V of the drive circuit 17. Since this output voltage V is also used as the power supply voltage of the control circuit 16 for controlling off with a variable duty ratio, the control circuit operation on the primary side of the voltage conversion transformer 13 is independent of voltage fluctuations of the battery 11. , has succeeded in making it extremely stable.
第３図はこれを実証するため、電源スィッチ１２の投入
後におけるエネルギ蓄積コンデンサ２３の両端電圧の変
化を見た特性図で、破線の特性は従来例に従って構成さ
れた回路による場合、実線が第１図示の本発明に従って
構成された回路による場合を示している。In order to prove this, FIG. 3 is a characteristic diagram showing the change in the voltage across the energy storage capacitor 23 after the power switch 12 is turned on. 1 shows a case using a circuit configured according to the present invention shown in FIG.
してみるに、最初の立ち上がりこそ、余り変化がないも
のの、電圧安定化回路２１の動作が安定した以降は、明
らかに、本発明構成に従う回路構成を採用したものでは
、その充電特性に十分な改善効果が認められる。As a result, although there is not much change in the initial rise, after the operation of the voltage stabilizing circuit 21 becomes stable, it is clear that the circuit configuration according to the present invention has sufficient charging characteristics. An improvement effect was observed.
さらに、第１図示実施例の場合には、電圧安定化回路２
１の出力電圧ｖ１はまた、先に点火装置とし ８
ての動作の際に述べたように、点火コイル３１の一次電
流を所定のタイミングで断続するＭＯＳ−ＦＥＴ３２の
ゲート電圧を規定する駆動回路３５や、当該駆動回路３
５に対し、所定のタイミングで当該ゲート電圧をＭＯＳ
−ＦＥＴ３２に与えるべき指令を出す点火制御回路３３
の電源電圧ｖ２としても利用されている（したがってこ
の場合はＶ、＝Ｖ２となっている）。Furthermore, in the case of the first illustrated embodiment, the voltage stabilizing circuit 2
The output voltage v1 of the ignition coil 31 is also determined by the drive circuit 35, which defines the gate voltage of the MOS-FET 32, which turns on and off the primary current of the ignition coil 31 at a predetermined timing, as described above when operating as an ignition device. or the drive circuit 3
5, the gate voltage is applied to the MOS at a predetermined timing.
- Ignition control circuit 33 that issues commands to be given to FET 32
It is also used as the power supply voltage v2 (therefore, in this case, V, = V2).
その結果、図示の容量放電式点火装置３０は、単に内蔵
のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の部分においての特性の改
善がなされているのみならず、全体的にも高効率化、低
消費電力化が計られている。もちろん、エネルギ蓄積コ
ンデンサ２３の蓄積電荷放出用スイッチング素子３２の
ゲート電圧としても、バッテリ１１の出力電圧によらず
、電圧変換トランス１３の出力を利用していることによ
り、任意に高い電圧に設定し得ることの作用、効果は、
先に述べた電圧変換トランス−次電流断続用のＭＯＳ−
ＦＥＴ１４に関して述べたと全く同様であるし、その駆
動回路３５、点火制御回路３３にもこの安定で高い電圧
を電源電圧として利用し得ることの効果は明らかである
。As a result, the illustrated capacitive discharge type ignition device 30 not only has improved characteristics in the built-in DC-DC converter 10, but also has higher efficiency and lower power consumption overall. It is being Of course, since the output of the voltage conversion transformer 13 is used as the gate voltage of the switching element 32 for discharging stored charges of the energy storage capacitor 23, it is not dependent on the output voltage of the battery 11, so it can be arbitrarily set to a high voltage. The action and effect of obtaining
The voltage conversion transformer mentioned above - MOS for intermittent current -
This is exactly the same as described regarding the FET 14, and the effect of being able to utilize this stable and high voltage as a power supply voltage for its drive circuit 35 and ignition control circuit 33 is obvious.
しかし、電圧変換トランス１３の交流出力を整流し、新
たにＭＯＳ−ＦＥＴ１４，３２や既述した各回路１６
、１７ 、３３ 、３５の電源電圧を得るにしても、第
１図示回路のように、必ずしも電圧変換トランス１３に
三次巻線１３−３を設けねばならないこともない。確か
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の負荷回路に接続される
二次巻線１３−２とは別個に、このような三次巻線１３
−３を設けることは、上記直流電源電圧として完全に独
立に必要な電圧値を得られる点では設計上、極めて望ま
しいが、逆に回路構成の簡素化を最優先させるのであれ
ば、第４図に示される実施例のように、電圧変換トラン
ス１３の二次巻線１３−２を利用しても良い。However, the AC output of the voltage conversion transformer 13 is rectified, and the MOS-FETs 14 and 32 and each circuit 16 described above are added.
, 17, 33, and 35, it is not necessarily necessary to provide the tertiary winding 13-3 in the voltage conversion transformer 13 as in the first illustrated circuit. Indeed, such a tertiary winding 13 is installed separately from the secondary winding 13-2 connected to the load circuit of the DC-DC converter 10.
-3 is extremely desirable from a design point of view in that the necessary voltage value can be obtained completely independently as the DC power supply voltage, but on the other hand, if the simplification of the circuit configuration is given top priority, then as shown in Figure 4. The secondary winding 13-2 of the voltage conversion transformer 13 may be used as in the embodiment shown in FIG.
同図中、第１図中におけると同一の符号の付されている
構成要素は当該第一実施例における構成要素と同一また
は同様な機能を営む素子であり、大概において点火動作
やＤＣ−ＤＣコンバージョン動作には変更がないので先
の説明を援用し、ここでの再設は省略するが、この実施
例では、電圧変換トランス１３の二次巻線１３−２から
、逆流を防ぐためのダイオード２４を介して二次電流を
分液的に取出し、これで電圧安定化回路２１を駆動して
いる。このような構成によっても、当該電圧安定化回路
２１から必要な昇圧された直流電圧Ｖｌ（＝Ｖ２）を取
出すことができる。なお、電圧安定化回路２１自体の内
部構成は当業者に任される任意設副的な事項であって、
第１図示では開回路型で能動素子（バイポーラ・トラン
ジスタ）を一つ用いたものを、また第４図では簡素化さ
れた回路にふされしいように、車にツェナ・ダイオード
によるものが示されているが、逆に閉回路型で電圧安定
化能力のより高いタイプのものも、必要ならば任意に採
用することができる。In the same figure, components with the same reference numerals as those in FIG. Since there is no change in the operation, the previous explanation will be referred to and the reinstallation will be omitted here. The secondary current is taken out in a liquid-separate manner through the secondary current, and the voltage stabilizing circuit 21 is driven by this. With such a configuration as well, the necessary boosted DC voltage Vl (=V2) can be taken out from the voltage stabilizing circuit 21. Note that the internal configuration of the voltage stabilizing circuit 21 itself is an optional subsidiary matter left to those skilled in the art.
The first illustration shows an open-circuit version using one active element (a bipolar transistor), and the fourth one shows a Zener diode in the car, as befits a simplified circuit. However, if necessary, a closed-circuit type with higher voltage stabilization ability can also be used.
以上、本発明の実施例につき詳記したが、ただし、電圧
駆動型のスイッチング素子としては、既述してきたＩ
ＧＦＥＴの代表例であるＭＯＳ−ＦＥＴの外にも種々あ
り、最近では絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（
Ｉ ＧＢＴ）等もある１
ので、それらの中から任意に採用することが可能である
。この素子も、ベース領域のオン・オフはゲート電界で
制御するため、高速動作が可能であり、かつ大電流を取
扱うことができる一方、ゲート電圧を高め得ることによ
る本発明の効果を同様に享受することができる。もちろ
ん、これらスイッチング素子は、単体としての素子に限
らず、集積回路化されたものであっても良く、等価回路
的に単体素子とその基本機能において同等であれば良い
。The embodiments of the present invention have been described in detail above, but as a voltage-driven switching element, the I
In addition to the MOS-FET, which is a typical example of a GFET, there are various other types, and recently the insulated gate bipolar transistor (
IGBT), etc.1, so it is possible to arbitrarily adopt one from among them. Since this element also controls the on/off of the base region by the gate electric field, it can operate at high speed and handle large currents, while also enjoying the effects of the present invention by being able to increase the gate voltage. can do. Of course, these switching elements are not limited to single elements, and may be integrated circuits as long as they are equivalent in basic function to a single element in terms of an equivalent circuit.
［効 果］
本発明によると、ＤＣ−ＤＣコンバータ中に必須とされ
る電圧変換トランスを有効利用し、その出力整流回路の
出力電圧ないしはこれをさらに電圧において安定化する
電圧安定化回路の出力電圧に基づき、電圧変換トランス
の一次電流を断続する電圧駆動型スイッチング素子の制
御電圧を得ているので、当該素子における電力消費を低
減し、高効率化することが可能となる。[Effect] According to the present invention, the voltage conversion transformer that is essential in the DC-DC converter is effectively used, and the output voltage of the output rectifier circuit or the output voltage of the voltage stabilization circuit that further stabilizes this in voltage is reduced. Since the control voltage for the voltage-driven switching element that switches on and off the primary current of the voltage conversion transformer is obtained based on the above, it is possible to reduce power consumption in the element and improve efficiency.
また、この電圧駆動型スイッチング素子に当該 ２
制御電圧を選択的に供給する駆動回路のみならず、この
駆動回路に対して当該制御電圧の供給を指令する制御回
路の電源電圧も、同様に上記した電圧変換トランス二次
側の出力整流回路の出力電圧ないしはその電圧安定化回
路の出力電圧に基づいて得ることができるので、これら
回路の動作も高効率な状態に維持し、かつ、動作安定性
を保証することができる。In addition, not only the drive circuit that selectively supplies the control voltage to this voltage-driven switching element, but also the power supply voltage of the control circuit that instructs this drive circuit to supply the control voltage as described above. Since the output voltage can be obtained based on the output voltage of the output rectifier circuit on the secondary side of the voltage conversion transformer or the output voltage of its voltage stabilization circuit, the operation of these circuits can be maintained in a highly efficient state and the operation stability can be maintained. can be guaranteed.
また、このようなり Ｃ−ＤＣコンバータを有する内燃
機関用容量放電式点火装置としては、当然、当該ＤＣ−
ＤＣコンバータ部分の特性が改善された分、低消費電力
化、高効率化し得、特に車両搭載のバッテリを直流電源
として利用することを考えると、バッテリにとっても望
ましい結果が得られる。この種のバッテリは消耗を極カ
抑えねばならないからである。Moreover, as a capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine having such a C-DC converter, it is natural that the DC-DC converter is
Since the characteristics of the DC converter section have been improved, power consumption can be reduced and efficiency can be increased, and particularly when considering that a vehicle-mounted battery is used as a DC power source, desirable results can be obtained for the battery as well. This is because this type of battery must have extremely low consumption.
さらに、本発明によれば、点火コイルの一次電流を所定
タイミングで断続するスイッチング素子にも電圧駆動型
のものを用いた場合、当該スイッチング素子の制御電圧
として、さらには当該スイッチング素子のオン・オフ・
タイミングを制御する点火制御回路の電源電圧としても
、同様に上記したＤＣ−ＤＣコンバータ中の電圧変換ト
ランス二次側の出力整流回路の出力電圧ないしはその電
圧安定化回路の出力電圧を利用することができるので、
木質的に点火プラグの汚染に強いとされるこの種の容量
放電式点火装置として、さらにバッテリ電圧の変動に強
く、機関始動時等、バッテリ電圧が極端に低下するとき
から定格電圧以上に亙る広い変動幅範囲内のいずれにお
いても確実に、そして低消費電力、高効率で動作し得る
点火装置を提供することができる。Further, according to the present invention, when a voltage-driven switching element is also used for turning on and off the primary current of the ignition coil at predetermined timing, the control voltage of the switching element can be used to turn the switching element on and off.・
Similarly, the output voltage of the output rectifier circuit on the secondary side of the voltage conversion transformer in the above-mentioned DC-DC converter or the output voltage of its voltage stabilization circuit can be used as the power supply voltage of the ignition control circuit that controls the timing. Because you can
As this type of capacitive discharge type ignition device, which is said to be resistant to spark plug contamination due to its wood quality, it is also resistant to fluctuations in battery voltage, and can be used over a wide range from when the battery voltage drops extremely, such as when starting an engine, to above the rated voltage. It is possible to provide an ignition device that can operate reliably, with low power consumption, and with high efficiency in any range of variation.
第１図は本発明に従って構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ及びこれを有する容量放電式点火装置の一実施例の概
略構成図。
第２図は本発明において用いる電圧駆動型スイッチング
素子の一例であるＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間
電圧とドレイン電流の関係ないし傾向の説明図。
第３図は本発明により得られたエネルギ蓄積コンデンサ
充電特性に係る改善効果例の説明図。
第４図は本発明に従フて構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ及びこれを有する容量放電式点火装置の第二の実施例
の概略構成図。
である。
図中、１０は本発明により構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、１１は車両搭載バッテリによる直流電源、１３は
電圧変換トランス、ＩＬ、はその−次巻線、１３−２は
二次巻線、１３−３は三次巻線、１４は電圧駆動型のス
イッチング素子、１６はパルス幅変調方式の制御回路、
１７は電圧駆動型スイッチング素子に制御電圧を与える
駆動回路、１８ 、２０は整流回路、２１は電圧安定化
回路、３１は点火コイル、３２は電荷放出用スイッチン
グ素子、３３は点火制御回路、３５は電荷放出用スイッ
チング素子に制御電圧を与える駆動回路、である。FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an embodiment of a DC-DC converter constructed according to the present invention and a capacitive discharge type ignition device having the same. FIG. 2 is an explanatory diagram of the relationship or tendency between the drain-source voltage and drain current of a MOS-FET, which is an example of a voltage-driven switching element used in the present invention. FIG. 3 is an explanatory diagram of an example of the improvement effect regarding the charging characteristics of the energy storage capacitor obtained by the present invention. FIG. 4 is a schematic configuration diagram of a second embodiment of a DC-DC converter and a capacitive discharge type ignition device having the same constructed according to the present invention. It is. In the figure, 10 is a DC-DC converter configured according to the present invention, 11 is a DC power source from a vehicle-mounted battery, 13 is a voltage conversion transformer, IL is its secondary winding, 13-2 is a secondary winding, 13 -3 is a tertiary winding, 14 is a voltage-driven switching element, 16 is a pulse width modulation type control circuit,
17 is a drive circuit that applies a control voltage to a voltage-driven switching element, 18 and 20 are rectifier circuits, 21 is a voltage stabilization circuit, 31 is an ignition coil, 32 is a charge release switching element, 33 is an ignition control circuit, and 35 is a This is a drive circuit that applies a control voltage to a switching element for charge emission.
Claims (9)
られる直流電流をスイッチング素子により断続すること
により、該電圧変換トランスの二次巻線に昇圧された交
流出力を得、これを整流して昇圧された直流出力とする
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて； 上記スイッチング素子は、制御端子に与えられる制御電
圧の値に応じ、上記電圧変換トランスの一次巻線に直列
に入る素子電流通路を断続する電圧駆動型のスイッチン
グ素子であり；該電圧駆動型スイッチング素子の上記制
御電圧は、上記電圧変換トランスの上記二次巻線に生ず
る上記交流出力を整流した直流電圧に基づいて得ている
こと； を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。(1) By intermittent DC current applied from a DC power supply to the primary winding of the voltage conversion transformer using a switching element, a boosted AC output is obtained to the secondary winding of the voltage conversion transformer, and this is rectified. In a DC-DC converter that outputs a boosted DC output; the switching element is voltage-driven to intermittent the element current path that enters the primary winding of the voltage conversion transformer in series, depending on the value of the control voltage applied to the control terminal. The control voltage of the voltage-driven switching element is obtained based on a DC voltage obtained by rectifying the AC output generated in the secondary winding of the voltage conversion transformer. DC-DC converter.
は、上記電圧変換トランスの上記二次巻線に生ずる上記
交流出力に代え、該電圧変換トランスに別途に設けた三
次巻線に生ずる交流出力を整流した直流電圧に基づいて
得ていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣ
コンバータ。(2) The control voltage of the voltage-driven switching element is an AC output generated in a tertiary winding separately provided in the voltage conversion transformer, instead of the AC output generated in the secondary winding of the voltage conversion transformer. The DC-DC according to claim 1, wherein the DC-DC is obtained based on a rectified DC voltage.
converter.
流した直流出力を電圧において安定化する回路を有し、
該安定化回路出力電圧に基づき、上記スイッチング素子
の上記制御電圧を得ていることを特徴とする請求項１ま
たは２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。(3) having a circuit that stabilizes the voltage of the DC output obtained by rectifying the AC output generated by the voltage conversion transformer;
3. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the control voltage of the switching element is obtained based on the output voltage of the stabilizing circuit.
トランスの一次電流を流している時間と遮断している時
間との比を制御する制御回路の電源電圧も、上記電圧変
換トランスの上記交流出力を整流して得た直流電圧に基
づいて得ていることを特徴とする請求項１、２または３
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。(4) The power supply voltage of the control circuit that controls the ratio of the time during which the voltage-driven switching element passes the primary current of the voltage conversion transformer and the time during which it cuts off the primary current of the voltage conversion transformer also controls the AC output of the voltage conversion transformer. Claim 1, 2 or 3, wherein the voltage is obtained based on a DC voltage obtained by rectification.
DC-DC converter described in.
界効果型トランジスタであることを特徴とする請求項１
、２、３または４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。(5) Claim 1, wherein the voltage-driven switching element is an insulated gate field effect transistor.
, 2, 3 or 4.
バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする請求
項１、２、３または４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。(6) The DC-DC converter according to claim 1, wherein the voltage-driven switching element is an insulated gate bipolar transistor.
−ＤＣコンバータを用いた内燃機関用容量放電式点火装
置であって； 上記ＤＣ−ＤＣコンバータへの直流電源は内燃機関を搭
載した車両に設置のバッテリであり； 該ＤＣ−ＤＣコンバータの上記直流出力はエネルギ蓄積
コンデンサを充電し； 駆動信号によりオン、オフが制御される蓄積電荷放出用
スイッチング素子が点火制御回路の指令によりオンとな
ると点火コイルの一次巻線に上記エネルギ蓄積コンデン
サの蓄積電荷を放出し； これにより該点火コイルの二次側に生ずる高電圧により
、点火プラグの放電間隙に燃料着火用の放電火花を飛ば
す内燃機関用容量放電式点火装置。(7) DC according to claim 1, 2, 3, 4, 5 or 6
- A capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine using a DC converter; The DC power source to the DC-DC converter is a battery installed in a vehicle equipped with an internal combustion engine; The DC output of the DC-DC converter. charges the energy storage capacitor; when the switching element for releasing stored charge, which is controlled on and off by the drive signal, is turned on in response to a command from the ignition control circuit, it releases the stored charge in the energy storage capacitor to the primary winding of the ignition coil. A capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine in which the high voltage generated on the secondary side of the ignition coil causes a discharge spark to ignite fuel in the discharge gap of the spark plug.
型のスイッチング素子であり、該蓄積電荷放出用電圧駆
動型スイッチング素子の上記駆動信号も、上記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの有する上記電圧変換トランスの上記交流
出力を整流して得た直流電圧に基づいて得ていることを
特徴とする請求項７に記載の内燃機関用容量放電式点火
装置。(8) The stored charge discharge switching element is also a voltage-driven switching element, and the drive signal of the stored charge discharge voltage-driven switching element is also controlled by the DC-D
8. The capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine according to claim 7, wherein the capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine is obtained based on a DC voltage obtained by rectifying the AC output of the voltage conversion transformer included in the C converter.
・オフを指令する上記点火制御回路の電源電圧も、上記
ＤＣ−ＤＣコンバータ・の有する上記電圧変換トランス
の上記交流出力を整流して得た直流電圧に基づいて得て
いることを特徴とする請求項８に記載の内燃機関用容量
放電式点火装置。(9) The power supply voltage of the ignition control circuit that commands the on/off of the switching element for releasing stored charge is also a direct current obtained by rectifying the alternating current output of the voltage conversion transformer of the DC-DC converter. 9. The capacitive discharge type ignition device for an internal combustion engine according to claim 8, wherein the ignition device is obtained based on voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25698389A JPH03124262A (en) | 1989-10-03 | 1989-10-03 | Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25698389A JPH03124262A (en) | 1989-10-03 | 1989-10-03 | Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03124262A true JPH03124262A (en) | 1991-05-27 |
Family
ID=17300096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25698389A Pending JPH03124262A (en) | 1989-10-03 | 1989-10-03 | Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03124262A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05164028A (en) * | 1991-12-13 | 1993-06-29 | Hanshin Electric Co Ltd | Overlapped discharge type ignition device for internal combustion engine |
| US5404859A (en) * | 1992-11-18 | 1995-04-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ignition system for internal combustion engine |
| US5473505A (en) * | 1992-10-19 | 1995-12-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | IC card data processing device which can be integrally housed within a computer |
| WO2005075817A1 (en) * | 2004-02-05 | 2005-08-18 | Mitsuba Corporation | Condenser capacitive ignition device |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58144666A (en) * | 1982-01-27 | 1983-08-29 | Toru Inokuchi | Multiple-spark ignition apparatus for internal- combustion engine |
| JPS6477755A (en) * | 1987-09-16 | 1989-03-23 | Kazuho Murata | Resonance ignition cdi device |
| JPH01227658A (en) * | 1988-03-07 | 1989-09-11 | Nec Corp | Power supply circuit |
-
1989
- 1989-10-03 JP JP25698389A patent/JPH03124262A/en active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58144666A (en) * | 1982-01-27 | 1983-08-29 | Toru Inokuchi | Multiple-spark ignition apparatus for internal- combustion engine |
| JPS6477755A (en) * | 1987-09-16 | 1989-03-23 | Kazuho Murata | Resonance ignition cdi device |
| JPH01227658A (en) * | 1988-03-07 | 1989-09-11 | Nec Corp | Power supply circuit |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05164028A (en) * | 1991-12-13 | 1993-06-29 | Hanshin Electric Co Ltd | Overlapped discharge type ignition device for internal combustion engine |
| US5473505A (en) * | 1992-10-19 | 1995-12-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | IC card data processing device which can be integrally housed within a computer |
| US5404859A (en) * | 1992-11-18 | 1995-04-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ignition system for internal combustion engine |
| WO2005075817A1 (en) * | 2004-02-05 | 2005-08-18 | Mitsuba Corporation | Condenser capacitive ignition device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5719484A (en) | Vehicle power generating system and method for controlling the same | |
| US5061889A (en) | Vehicle ac generator control device for adjusting output voltage in accordance with vehicle conditions | |
| US4788486A (en) | Vehicular power supply system having a plurality of power supply voltages | |
| US20060021607A1 (en) | Engine ignition system | |
| US6271649B1 (en) | Control apparatus for vehicle AC generator | |
| US5714871A (en) | Power device for internal combustion engine | |
| JPH03124262A (en) | Dc-dc converter and capacity discharging ignition device for internal-combustion engine, which employs same converter | |
| US5404859A (en) | Ignition system for internal combustion engine | |
| JPH0344228B2 (en) | ||
| JPH05176533A (en) | Transformer system dc-dc converter | |
| JPH0336958A (en) | Dc-dc converter | |
| JP2015017544A (en) | Igniter | |
| JPH08111292A (en) | Power supply circuit and discharge lamp lighting device using the circuit | |
| JP2956061B2 (en) | Power supply for vehicles | |
| JP3024456U (en) | Fuel injection device for internal combustion engine | |
| KR0184802B1 (en) | A generator output control circuit for a hybride vehicle | |
| JP2751153B2 (en) | Voltage regulator for vehicle charging generator | |
| JP3178290B2 (en) | Magneto ignition device | |
| JP2913784B2 (en) | Power supply for vehicles | |
| KR100278049B1 (en) | Power converting circuit of high intensity discharge lamp stabilizer for automobile headlight by using auxiliary wire | |
| JP3169873B2 (en) | Power supply | |
| JP2566145B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JPS6156418B2 (en) | ||
| JP2002136110A (en) | Non-isolated chopper converter | |
| JP2897304B2 (en) | Power generation control device for vehicle charging generator |