JPH02250660A - Dc―dcコンバータの過電流保護回路 - Google Patents
Dc―dcコンバータの過電流保護回路Info
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- JPH02250660A JPH02250660A JP6811889A JP6811889A JPH02250660A JP H02250660 A JPH02250660 A JP H02250660A JP 6811889 A JP6811889 A JP 6811889A JP 6811889 A JP6811889 A JP 6811889A JP H02250660 A JPH02250660 A JP H02250660A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 7
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- 238000004804 winding Methods 0.000 description 7
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
多出力電源としてのDC−DCコンバータの出力回路に
おいて、磁気増幅器を用いた安定化回路の過負荷を保護
するに好適なりC−DCコンバータの過電流保護回路に
関し、 磁気増幅器の出力電力のみを用いて磁気増幅器の過電流
を一定電流に抑制することを目的とし、磁気増幅器を用
いた安定化回路を有するDC−DCコンバータにおいて
、前記磁気増幅器の出力電流を検出する電流検出手段と
、該電流検出手段による電流検出値を直流電圧値に変換
する電流−電圧変換回路と、前記磁気増幅器の可飽和リ
アクトルのリセット電流を磁気増幅器の出力レベルに応
じて制御する定電圧駆動制御回路と、前記電流−電圧変
換回路の検出電圧値が基準電圧値を越えたときに前記定
電圧駆動制御回路のリセット電流制御素子にバイアス電
圧を印加する過電流制御回路とを設けて構成した。
おいて、磁気増幅器を用いた安定化回路の過負荷を保護
するに好適なりC−DCコンバータの過電流保護回路に
関し、 磁気増幅器の出力電力のみを用いて磁気増幅器の過電流
を一定電流に抑制することを目的とし、磁気増幅器を用
いた安定化回路を有するDC−DCコンバータにおいて
、前記磁気増幅器の出力電流を検出する電流検出手段と
、該電流検出手段による電流検出値を直流電圧値に変換
する電流−電圧変換回路と、前記磁気増幅器の可飽和リ
アクトルのリセット電流を磁気増幅器の出力レベルに応
じて制御する定電圧駆動制御回路と、前記電流−電圧変
換回路の検出電圧値が基準電圧値を越えたときに前記定
電圧駆動制御回路のリセット電流制御素子にバイアス電
圧を印加する過電流制御回路とを設けて構成した。
本発明は、DC−DCコンバータの過電流保護回路に係
り、特に、多出力電源としてのDC−DCコンバータの
出力回路において磁気増幅器を用いた安定化回路の過負
荷を保護するに好適なりC−DCコンバータの過電流保
護回路に関する。
り、特に、多出力電源としてのDC−DCコンバータの
出力回路において磁気増幅器を用いた安定化回路の過負
荷を保護するに好適なりC−DCコンバータの過電流保
護回路に関する。
多出力のDC−DCコンバータにおいては、従来、第5
図に示されるように、磁気増幅器を用いた出力安定化回
路(以下、磁気増幅器という。)がよく用いられている
。この磁気増幅器は可飽和リアクトル10と、ダイオー
ド11,12、コイル13及びコンデンサ14から成る
整流平滑回路と、抵抗17に21、基準電圧24、誤差
増幅器23、制御用トランジスタ16、ダイオード22
とから成る可飽和リアクトル10を定電圧制御するため
の定電圧駆動制御回路とから構成されている。この磁気
増幅器は、出力電圧を抵抗18.19にて分圧検出し、
基準電圧24と比較し、その誤差電圧を増幅する誤差増
幅器23の出力を定電圧制御電圧として抵抗21を介し
て制御用トランジスタ16を駆動し、抵抗17、ダイオ
ード22を介して可飽和リアクトル10のリセット電流
を制御することにより磁気制御して可飽和リアクトル1
0をDC−DCコンバータのスイッチング周波数に同期
し、磁気スイッチとして機能させることにより出力電圧
を安定化するものである。
図に示されるように、磁気増幅器を用いた出力安定化回
路(以下、磁気増幅器という。)がよく用いられている
。この磁気増幅器は可飽和リアクトル10と、ダイオー
ド11,12、コイル13及びコンデンサ14から成る
整流平滑回路と、抵抗17に21、基準電圧24、誤差
増幅器23、制御用トランジスタ16、ダイオード22
とから成る可飽和リアクトル10を定電圧制御するため
の定電圧駆動制御回路とから構成されている。この磁気
増幅器は、出力電圧を抵抗18.19にて分圧検出し、
基準電圧24と比較し、その誤差電圧を増幅する誤差増
幅器23の出力を定電圧制御電圧として抵抗21を介し
て制御用トランジスタ16を駆動し、抵抗17、ダイオ
ード22を介して可飽和リアクトル10のリセット電流
を制御することにより磁気制御して可飽和リアクトル1
0をDC−DCコンバータのスイッチング周波数に同期
し、磁気スイッチとして機能させることにより出力電圧
を安定化するものである。
また、この磁気増幅器を用いた安定化回路における過電
流保護回路は、負出力ラインに挿入された電流検出用抵
抗22と、この抵抗22の両端にベース・エミッタが接
続され、コレクタが前記誤差増幅器23の出力端に接続
された過電流制御用トランジスタ25とから構成されて
おり、負荷電流が増加して予め定められた電流以上にな
ると電流検出用抵抗22の電圧降下により過電流制御用
トランジスタ25をオンとして、制御用トランジスタ1
6のベース電流を増加させ、可飽和リアクトル10のリ
セット電流を増加させることにより出力電力を制限して
出力電圧が低下するように制御するものである。
流保護回路は、負出力ラインに挿入された電流検出用抵
抗22と、この抵抗22の両端にベース・エミッタが接
続され、コレクタが前記誤差増幅器23の出力端に接続
された過電流制御用トランジスタ25とから構成されて
おり、負荷電流が増加して予め定められた電流以上にな
ると電流検出用抵抗22の電圧降下により過電流制御用
トランジスタ25をオンとして、制御用トランジスタ1
6のベース電流を増加させ、可飽和リアクトル10のリ
セット電流を増加させることにより出力電力を制限して
出力電圧が低下するように制御するものである。
ところが、従来の磁気増幅器においては、負荷電流が増
加して過電流保護回路が動作し、出力電圧が低下するに
従って制御用トランジスタ16のエミッタ電圧も低下す
るために制御できなくなり、第6図に示すように定電流
衰下することができず、出力電圧の低い部分で出力電流
が増加する傾向となる。そこで制御用トランジスタ16
に別電源を設けて出力電圧の低下とは無関係に制御用ト
ランジスタ16を駆動することが考えられるが、別電源
を設けることは、コストアップになるという不具合があ
る。
加して過電流保護回路が動作し、出力電圧が低下するに
従って制御用トランジスタ16のエミッタ電圧も低下す
るために制御できなくなり、第6図に示すように定電流
衰下することができず、出力電圧の低い部分で出力電流
が増加する傾向となる。そこで制御用トランジスタ16
に別電源を設けて出力電圧の低下とは無関係に制御用ト
ランジスタ16を駆動することが考えられるが、別電源
を設けることは、コストアップになるという不具合があ
る。
本発明の目的は、磁気増幅器の出力電力のみを用いて磁
気増幅器の出力電流を一定電流に抑制することができる
磁気増幅器を用いたDC−DCコンバータの過電流保護
回路を提供することにある。
気増幅器の出力電流を一定電流に抑制することができる
磁気増幅器を用いたDC−DCコンバータの過電流保護
回路を提供することにある。
第1図は本考案の原理ブロック図を示す。この図に示す
ように、本発明は、磁気増幅器5を用いた安定化回路を
有するDC−DCコンバータにおいて、前記磁気増幅器
5の出力電流を検出する電流検出手段2と、該電流検出
手段2による電流検出値を直流電圧値に変換する電流−
電圧変換回路8と、前記磁気増幅器5の可飽和リアクト
ル37のリセット電流を磁気増幅器5の出力レベルに応
じて制御する定電圧駆動制御回路9と、前記電流−電圧
変換回路8の検出電圧値が基準電圧値を越えたときに前
記定電圧駆動制御回路9のリセット電流制御素子4にバ
イアス電圧を印加する過電流制御回路6とを有するDC
−DCコンバータの過電流保護回路を構成したものであ
る。7は整流平滑回路、30はスイッチングトランス、
31はスイッチング素子、29は直流入力電源である。
ように、本発明は、磁気増幅器5を用いた安定化回路を
有するDC−DCコンバータにおいて、前記磁気増幅器
5の出力電流を検出する電流検出手段2と、該電流検出
手段2による電流検出値を直流電圧値に変換する電流−
電圧変換回路8と、前記磁気増幅器5の可飽和リアクト
ル37のリセット電流を磁気増幅器5の出力レベルに応
じて制御する定電圧駆動制御回路9と、前記電流−電圧
変換回路8の検出電圧値が基準電圧値を越えたときに前
記定電圧駆動制御回路9のリセット電流制御素子4にバ
イアス電圧を印加する過電流制御回路6とを有するDC
−DCコンバータの過電流保護回路を構成したものであ
る。7は整流平滑回路、30はスイッチングトランス、
31はスイッチング素子、29は直流入力電源である。
磁気増幅器5の出力電流が設定値を越えると、過電流制
御回路6からリセット電流制御素子4にバイアス電圧が
印加され、可飽和リアクトル37のリセット電流が増加
して、磁気増幅器5の出力は出力電圧の低下と共に定電
流裏下する。これにより磁気増幅器5に過電流が流れよ
うとしても磁気増幅器5の出力電圧が零レベルに達する
まで出力電流を一定電流に抑制することが可能となる。
御回路6からリセット電流制御素子4にバイアス電圧が
印加され、可飽和リアクトル37のリセット電流が増加
して、磁気増幅器5の出力は出力電圧の低下と共に定電
流裏下する。これにより磁気増幅器5に過電流が流れよ
うとしても磁気増幅器5の出力電圧が零レベルに達する
まで出力電流を一定電流に抑制することが可能となる。
第2図において、スイッチングトランス30の一次巻線
側には主スイツチング素子3I、直流入力型a29、P
WM制御回路34が設けられており、スイッチングトラ
ンス30の二次巻線33の出力は、整流平滑回路36に
より整流平滑され、その出力電圧がPWM制御回路34
に帰還されて安定化される主出力回路として構成されて
いる。
側には主スイツチング素子3I、直流入力型a29、P
WM制御回路34が設けられており、スイッチングトラ
ンス30の二次巻線33の出力は、整流平滑回路36に
より整流平滑され、その出力電圧がPWM制御回路34
に帰還されて安定化される主出力回路として構成されて
いる。
また、二次巻線32の出力回路は、磁気増幅器を用いた
安定化回路として構成されている。
安定化回路として構成されている。
磁気増幅器35は可飽和リアクトル37と、ダイオード
3B、39、チョークコイル40、コンデンサ41から
なる整流平滑回路7と、該整流平滑回路7の出力に接続
された定電圧駆動制御回路9とから構成される。その定
電圧制御回路9は従来の回路と同様に次のように構成さ
れている。前記整流平滑回路7の正出力側にエミッタが
接続され、ベース・エミッタ間に抵抗45が接続された
制御用トランジスタ42のコレクタが抵抗43、ダイオ
ード44を介して可飽和リアクトル37の出力端に接続
され、ベースは抵抗46を介して誤差増幅器49の出力
側に接続されている。そして、誤差増幅器490入力側
には出力電圧を分圧検出する抵抗50.51と基準電圧
62とが接続されて定電圧駆動制御回路9は構成されて
いる。本発明の特徴部分を構成する過電流保護回路は、
電流検出手段として負出力ラインに挿入されたカレント
トランス56の両端に終端抵抗57が並列接続され、ま
たこのカレントトランス56の出力はダイオード55を
介して整流され、並列接続された抵抗58及びコンデン
サ59により波形整形されて、さらにダイオード54を
介して並列接続された抵抗60及びコンデンサ61によ
りピーク電圧整流平滑されて電流検出値が直流電圧値に
変換される電流−電圧変換回路により構成されている。
3B、39、チョークコイル40、コンデンサ41から
なる整流平滑回路7と、該整流平滑回路7の出力に接続
された定電圧駆動制御回路9とから構成される。その定
電圧制御回路9は従来の回路と同様に次のように構成さ
れている。前記整流平滑回路7の正出力側にエミッタが
接続され、ベース・エミッタ間に抵抗45が接続された
制御用トランジスタ42のコレクタが抵抗43、ダイオ
ード44を介して可飽和リアクトル37の出力端に接続
され、ベースは抵抗46を介して誤差増幅器49の出力
側に接続されている。そして、誤差増幅器490入力側
には出力電圧を分圧検出する抵抗50.51と基準電圧
62とが接続されて定電圧駆動制御回路9は構成されて
いる。本発明の特徴部分を構成する過電流保護回路は、
電流検出手段として負出力ラインに挿入されたカレント
トランス56の両端に終端抵抗57が並列接続され、ま
たこのカレントトランス56の出力はダイオード55を
介して整流され、並列接続された抵抗58及びコンデン
サ59により波形整形されて、さらにダイオード54を
介して並列接続された抵抗60及びコンデンサ61によ
りピーク電圧整流平滑されて電流検出値が直流電圧値に
変換される電流−電圧変換回路により構成されている。
また、この電流〜電圧変換回路の出力電圧V(コンデン
サ61の両端電圧)は、抵抗52.53により分圧検出
され、第2の誤差増幅器48に入力され、第2の基準電
圧47との誤差電圧が増幅されて、その出力が前記定電
圧制御回路9の誤差増幅器49の出力端に接続され過電
流制御回路が構成されている。また、電流−電圧変換回
路の正出力ライン(コンデンサ61の+側)は磁気増幅
器の正出力ラインに接続されている。
サ61の両端電圧)は、抵抗52.53により分圧検出
され、第2の誤差増幅器48に入力され、第2の基準電
圧47との誤差電圧が増幅されて、その出力が前記定電
圧制御回路9の誤差増幅器49の出力端に接続され過電
流制御回路が構成されている。また、電流−電圧変換回
路の正出力ライン(コンデンサ61の+側)は磁気増幅
器の正出力ラインに接続されている。
以上の構成において、PWM制御回路34からの制御パ
ルス信号によりスイッチング素子31がスイッチング動
作すると、直流入力電源29がらの直流電力がスイッチ
ング素子31のオン期間毎にトランス30の一次巻線に
印加され、該オン周期毎に矩形波電圧がトランス30の
各二次巻線32.33に発生する。二次巻線33の出力
は整流平滑回路36により整流平滑され、直流出力電圧
がPWM制御回路34に帰還されて安定化される。
ルス信号によりスイッチング素子31がスイッチング動
作すると、直流入力電源29がらの直流電力がスイッチ
ング素子31のオン期間毎にトランス30の一次巻線に
印加され、該オン周期毎に矩形波電圧がトランス30の
各二次巻線32.33に発生する。二次巻線33の出力
は整流平滑回路36により整流平滑され、直流出力電圧
がPWM制御回路34に帰還されて安定化される。
また二次巻線32の出力は磁気増幅器35及び整流平滑
回路7により直流電圧に変換される。このとき、磁気増
幅器35の出力電圧は抵抗50.51により分圧検出さ
れ、負の半サイクル(スイッチング素子3工のオフ期間
)において、出力電圧が基準電圧62との誤差を生ずる
と誤差増幅器49からのバイアス電圧に応じてトランジ
スタ42をオンさせ、抵抗43、ダイオード44を介し
て可飽和リアクトル37に逆方向の電流(リセット電流
)が流れ、可飽和リアクトル37を流れる電流が抑制さ
れる。さらに、磁気増幅器35の出力電流(第3図のi
参照)がカレントトランス56により検出され、抵抗5
70両端に交流電圧として出力される。さらにダイオー
ド55,54、抵抗5B、60、及びコンデンサ59.
61により、コンデンサ61の両端に検出された電流に
相当する直流電圧を得て、抵抗52.53により分圧し
第2の誤差増幅器48により検出される。そして、この
第2の誤差増幅器48は抵抗53の両端に発生する過電
流検出値の分圧電圧V” (第3図の■参照)が第2の
基準電圧47の値を越えると(第3図参照)制御用トラ
ンジスタ42のベース電位をカレントトランス56によ
る電流−電圧変換回路の負電圧側(コンデンサ61の一
側)へ引き込むことにより制御用トランジスタ42をオ
ンさせて可飽和リアクトル37のリセット電流を増加さ
せ、出力電力を制限することになる。即ち、第4図に示
す磁気増幅器35の出力特性図のように任意に設定され
た過電流点を越えて負荷側のインピーダンスが低下して
いくと、出力電圧は零レベルに低下するまで定電流裏下
する。本発明の過電流保護回路においては、磁気増幅器
35の出力電圧が過電流制御により低下しても制御用ト
ランジスタ42が、電流検出手段及び電流−電圧変換回
路による発生電圧により駆動されるため、磁気増幅器3
5の出力電圧が零レベルに低下するまで制御されること
になる。また本実施例回路においては電流−電圧変換回
路の正出力ライン(コンデンサ61の+側)を磁気増幅
器の正出力ラインへ接続したが、磁気増幅器の負出力ラ
インへ接続しても同等の作用効果を奏するものである。
回路7により直流電圧に変換される。このとき、磁気増
幅器35の出力電圧は抵抗50.51により分圧検出さ
れ、負の半サイクル(スイッチング素子3工のオフ期間
)において、出力電圧が基準電圧62との誤差を生ずる
と誤差増幅器49からのバイアス電圧に応じてトランジ
スタ42をオンさせ、抵抗43、ダイオード44を介し
て可飽和リアクトル37に逆方向の電流(リセット電流
)が流れ、可飽和リアクトル37を流れる電流が抑制さ
れる。さらに、磁気増幅器35の出力電流(第3図のi
参照)がカレントトランス56により検出され、抵抗5
70両端に交流電圧として出力される。さらにダイオー
ド55,54、抵抗5B、60、及びコンデンサ59.
61により、コンデンサ61の両端に検出された電流に
相当する直流電圧を得て、抵抗52.53により分圧し
第2の誤差増幅器48により検出される。そして、この
第2の誤差増幅器48は抵抗53の両端に発生する過電
流検出値の分圧電圧V” (第3図の■参照)が第2の
基準電圧47の値を越えると(第3図参照)制御用トラ
ンジスタ42のベース電位をカレントトランス56によ
る電流−電圧変換回路の負電圧側(コンデンサ61の一
側)へ引き込むことにより制御用トランジスタ42をオ
ンさせて可飽和リアクトル37のリセット電流を増加さ
せ、出力電力を制限することになる。即ち、第4図に示
す磁気増幅器35の出力特性図のように任意に設定され
た過電流点を越えて負荷側のインピーダンスが低下して
いくと、出力電圧は零レベルに低下するまで定電流裏下
する。本発明の過電流保護回路においては、磁気増幅器
35の出力電圧が過電流制御により低下しても制御用ト
ランジスタ42が、電流検出手段及び電流−電圧変換回
路による発生電圧により駆動されるため、磁気増幅器3
5の出力電圧が零レベルに低下するまで制御されること
になる。また本実施例回路においては電流−電圧変換回
路の正出力ライン(コンデンサ61の+側)を磁気増幅
器の正出力ラインへ接続したが、磁気増幅器の負出力ラ
インへ接続しても同等の作用効果を奏するものである。
本実施例によれば、磁気増幅器35単体で過負荷時に磁
気増幅器35の出力電流を一定電流に抑制することがで
きるため、多出力のDC−DCコイバータにおいて保護
協調がとり易くなる。また、さらに磁気増幅器35の出
力電流を一定の設定電流に抑制することができるため、
磁気増幅器35を構成する回路素子の電流定格を小さく
抑えることが可能になると共に補助電源を必要としない
ため、コスト低減を図ることが可能となる。
気増幅器35の出力電流を一定電流に抑制することがで
きるため、多出力のDC−DCコイバータにおいて保護
協調がとり易くなる。また、さらに磁気増幅器35の出
力電流を一定の設定電流に抑制することができるため、
磁気増幅器35を構成する回路素子の電流定格を小さく
抑えることが可能になると共に補助電源を必要としない
ため、コスト低減を図ることが可能となる。
(発明の効果)
以上説明したように本発明によれば、磁気増幅器に過電
流が流れても、磁気増幅器の電力を用いて磁気増幅器の
出力電流を一定の設定電流に抑制することができるため
、補助電源が不要となり、コスト低減に寄与することが
できる。
流が流れても、磁気増幅器の電力を用いて磁気増幅器の
出力電流を一定の設定電流に抑制することができるため
、補助電源が不要となり、コスト低減に寄与することが
できる。
第1図は本発明の原理ブロック図、
第2図は本発明の一実施例を示す回路図、第3図は本発
明実施例回路各部における信号波形図、 第4図は出力電流と出力電圧の関係を示す出力特性図、 第5図は従来の過電流保護回路を示す図、第6図は従来
例の出力電流と出力電圧の関係を示す出力特性図である
。 第1図及び第2図において、 2は電流検出手段(カレントトランス56)、4は制御
素子(制御用トランジスタ42)、5は磁気増幅器(整
流平滑回路7、定電圧駆動制御回路9)、 6は過電流制御回路(第2の誤差増幅器48、抵抗52
,53,57.58,60、ダイオード54.55、コ
ンデンサ59.61)、 29は直流入力電源、 30はスイッチングトランス、 31はスイッチング素子、 34はPWM制御回路である。 オ\る*ロ目糺砲りケ1)コア− 1tJっ1烏づg5辰り/田 第3図
明実施例回路各部における信号波形図、 第4図は出力電流と出力電圧の関係を示す出力特性図、 第5図は従来の過電流保護回路を示す図、第6図は従来
例の出力電流と出力電圧の関係を示す出力特性図である
。 第1図及び第2図において、 2は電流検出手段(カレントトランス56)、4は制御
素子(制御用トランジスタ42)、5は磁気増幅器(整
流平滑回路7、定電圧駆動制御回路9)、 6は過電流制御回路(第2の誤差増幅器48、抵抗52
,53,57.58,60、ダイオード54.55、コ
ンデンサ59.61)、 29は直流入力電源、 30はスイッチングトランス、 31はスイッチング素子、 34はPWM制御回路である。 オ\る*ロ目糺砲りケ1)コア− 1tJっ1烏づg5辰り/田 第3図
Claims (1)
- (1)磁気増幅器(5)を用いた安定化回路を有するD
C−DCコンバータにおいて、 前記磁気増幅器(5)の出力電流を検出する電流検出手
段(2)と、 該電流検出手段(2)による電流検出値を直流電圧値に
変換する電流−電圧変換回路(8)と、前記磁気増幅器
(5)の可飽和リアクトル(37)のリセット電流を磁
気増幅器(5)の出力レベルに応じて制御する定電圧駆
動制御回路(9)と、 前記電流−電圧変換回路(8)の検出電圧値が基準電圧
値を越えたときに前記定電圧駆動制御回路(9)のリセ
ット電流制御素子(4)にバイアス電圧を印加する過電
流制御回路(6)とを有することを特徴とするDC−D
Cコンバータの過電流保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6811889A JPH02250660A (ja) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Dc―dcコンバータの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6811889A JPH02250660A (ja) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Dc―dcコンバータの過電流保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02250660A true JPH02250660A (ja) | 1990-10-08 |
Family
ID=13364510
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6811889A Pending JPH02250660A (ja) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Dc―dcコンバータの過電流保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02250660A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04101113U (ja) * | 1991-01-31 | 1992-09-01 | ネミツク・ラムダ株式会社 | マグアンプを用いたスイツチング電源装置 |
-
1989
- 1989-03-20 JP JP6811889A patent/JPH02250660A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04101113U (ja) * | 1991-01-31 | 1992-09-01 | ネミツク・ラムダ株式会社 | マグアンプを用いたスイツチング電源装置 |
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