JPH02250660A - Ｄｃ―ｄｃコンバータの過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 多出力電源としてのＤＣ−ＤＣコンバータの出力回路に
おいて、磁気増幅器を用いた安定化回路の過負荷を保護
するに好適なりＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路に
関し、 磁気増幅器の出力電力のみを用いて磁気増幅器の過電流
を一定電流に抑制することを目的とし、磁気増幅器を用
いた安定化回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
、前記磁気増幅器の出力電流を検出する電流検出手段と
、該電流検出手段による電流検出値を直流電圧値に変換
する電流−電圧変換回路と、前記磁気増幅器の可飽和リ
アクトルのリセット電流を磁気増幅器の出力レベルに応
じて制御する定電圧駆動制御回路と、前記電流−電圧変
換回路の検出電圧値が基準電圧値を越えたときに前記定
電圧駆動制御回路のリセット電流制御素子にバイアス電
圧を印加する過電流制御回路とを設けて構成した。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路に係
り、特に、多出力電源としてのＤＣ−ＤＣコンバータの
出力回路において磁気増幅器を用いた安定化回路の過負
荷を保護するに好適なりＣ−ＤＣコンバータの過電流保
護回路に関する。

〔従来の技術〕

多出力のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、従来、第５
図に示されるように、磁気増幅器を用いた出力安定化回
路（以下、磁気増幅器という。）がよく用いられている
。この磁気増幅器は可飽和リアクトル１０と、ダイオー
ド１１，１２、コイル１３及びコンデンサ１４から成る
整流平滑回路と、抵抗１７に２１、基準電圧２４、誤差
増幅器２３、制御用トランジスタ１６、ダイオード２２
とから成る可飽和リアクトル１０を定電圧制御するため
の定電圧駆動制御回路とから構成されている。この磁気
増幅器は、出力電圧を抵抗１８．１９にて分圧検出し、
基準電圧２４と比較し、その誤差電圧を増幅する誤差増
幅器２３の出力を定電圧制御電圧として抵抗２１を介し
て制御用トランジスタ１６を駆動し、抵抗１７、ダイオ
ード２２を介して可飽和リアクトル１０のリセット電流
を制御することにより磁気制御して可飽和リアクトル１
０をＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数に同期
し、磁気スイッチとして機能させることにより出力電圧
を安定化するものである。

また、この磁気増幅器を用いた安定化回路における過電
流保護回路は、負出力ラインに挿入された電流検出用抵
抗２２と、この抵抗２２の両端にベース・エミッタが接
続され、コレクタが前記誤差増幅器２３の出力端に接続
された過電流制御用トランジスタ２５とから構成されて
おり、負荷電流が増加して予め定められた電流以上にな
ると電流検出用抵抗２２の電圧降下により過電流制御用
トランジスタ２５をオンとして、制御用トランジスタ１
６のベース電流を増加させ、可飽和リアクトル１０のリ
セット電流を増加させることにより出力電力を制限して
出力電圧が低下するように制御するものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、従来の磁気増幅器においては、負荷電流が増
加して過電流保護回路が動作し、出力電圧が低下するに
従って制御用トランジスタ１６のエミッタ電圧も低下す
るために制御できなくなり、第６図に示すように定電流
衰下することができず、出力電圧の低い部分で出力電流
が増加する傾向となる。そこで制御用トランジスタ１６
に別電源を設けて出力電圧の低下とは無関係に制御用ト
ランジスタ１６を駆動することが考えられるが、別電源
を設けることは、コストアップになるという不具合があ
る。

本発明の目的は、磁気増幅器の出力電力のみを用いて磁
気増幅器の出力電流を一定電流に抑制することができる
磁気増幅器を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護
回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本考案の原理ブロック図を示す。この図に示す
ように、本発明は、磁気増幅器５を用いた安定化回路を
有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記磁気増幅器
５の出力電流を検出する電流検出手段２と、該電流検出
手段２による電流検出値を直流電圧値に変換する電流−
電圧変換回路８と、前記磁気増幅器５の可飽和リアクト
ル３７のリセット電流を磁気増幅器５の出力レベルに応
じて制御する定電圧駆動制御回路９と、前記電流−電圧
変換回路８の検出電圧値が基準電圧値を越えたときに前
記定電圧駆動制御回路９のリセット電流制御素子４にバ
イアス電圧を印加する過電流制御回路６とを有するＤＣ
−ＤＣコンバータの過電流保護回路を構成したものであ
る。７は整流平滑回路、３０はスイッチングトランス、
３１はスイッチング素子、２９は直流入力電源である。

〔作　用〕

磁気増幅器５の出力電流が設定値を越えると、過電流制
御回路６からリセット電流制御素子４にバイアス電圧が
印加され、可飽和リアクトル３７のリセット電流が増加
して、磁気増幅器５の出力は出力電圧の低下と共に定電
流裏下する。これにより磁気増幅器５に過電流が流れよ
うとしても磁気増幅器５の出力電圧が零レベルに達する
まで出力電流を一定電流に抑制することが可能となる。

〔実施例〕

第２図において、スイッチングトランス３０の一次巻線
側には主スイツチング素子３Ｉ、直流入力型ａ２９、Ｐ
ＷＭ制御回路３４が設けられており、スイッチングトラ
ンス３０の二次巻線３３の出力は、整流平滑回路３６に
より整流平滑され、その出力電圧がＰＷＭ制御回路３４
に帰還されて安定化される主出力回路として構成されて
いる。

また、二次巻線３２の出力回路は、磁気増幅器を用いた
安定化回路として構成されている。

磁気増幅器３５は可飽和リアクトル３７と、ダイオード
３Ｂ、３９、チョークコイル４０、コンデンサ４１から
なる整流平滑回路７と、該整流平滑回路７の出力に接続
された定電圧駆動制御回路９とから構成される。その定
電圧制御回路９は従来の回路と同様に次のように構成さ
れている。前記整流平滑回路７の正出力側にエミッタが
接続され、ベース・エミッタ間に抵抗４５が接続された
制御用トランジスタ４２のコレクタが抵抗４３、ダイオ
ード４４を介して可飽和リアクトル３７の出力端に接続
され、ベースは抵抗４６を介して誤差増幅器４９の出力
側に接続されている。そして、誤差増幅器４９０入力側
には出力電圧を分圧検出する抵抗５０．５１と基準電圧
６２とが接続されて定電圧駆動制御回路９は構成されて
いる。本発明の特徴部分を構成する過電流保護回路は、
電流検出手段として負出力ラインに挿入されたカレント
トランス５６の両端に終端抵抗５７が並列接続され、ま
たこのカレントトランス５６の出力はダイオード５５を
介して整流され、並列接続された抵抗５８及びコンデン
サ５９により波形整形されて、さらにダイオード５４を
介して並列接続された抵抗６０及びコンデンサ６１によ
りピーク電圧整流平滑されて電流検出値が直流電圧値に
変換される電流−電圧変換回路により構成されている。

また、この電流〜電圧変換回路の出力電圧Ｖ（コンデン
サ６１の両端電圧）は、抵抗５２．５３により分圧検出
され、第２の誤差増幅器４８に入力され、第２の基準電
圧４７との誤差電圧が増幅されて、その出力が前記定電
圧制御回路９の誤差増幅器４９の出力端に接続され過電
流制御回路が構成されている。また、電流−電圧変換回
路の正出力ライン（コンデンサ６１の＋側）は磁気増幅
器の正出力ラインに接続されている。

以上の構成において、ＰＷＭ制御回路３４からの制御パ
ルス信号によりスイッチング素子３１がスイッチング動
作すると、直流入力電源２９がらの直流電力がスイッチ
ング素子３１のオン期間毎にトランス３０の一次巻線に
印加され、該オン周期毎に矩形波電圧がトランス３０の
各二次巻線３２．３３に発生する。二次巻線３３の出力
は整流平滑回路３６により整流平滑され、直流出力電圧
がＰＷＭ制御回路３４に帰還されて安定化される。

また二次巻線３２の出力は磁気増幅器３５及び整流平滑
回路７により直流電圧に変換される。このとき、磁気増
幅器３５の出力電圧は抵抗５０．５１により分圧検出さ
れ、負の半サイクル（スイッチング素子３工のオフ期間
）において、出力電圧が基準電圧６２との誤差を生ずる
と誤差増幅器４９からのバイアス電圧に応じてトランジ
スタ４２をオンさせ、抵抗４３、ダイオード４４を介し
て可飽和リアクトル３７に逆方向の電流（リセット電流
）が流れ、可飽和リアクトル３７を流れる電流が抑制さ
れる。さらに、磁気増幅器３５の出力電流（第３図のｉ
参照）がカレントトランス５６により検出され、抵抗５
７０両端に交流電圧として出力される。さらにダイオー
ド５５，５４、抵抗５Ｂ、６０、及びコンデンサ５９．
６１により、コンデンサ６１の両端に検出された電流に
相当する直流電圧を得て、抵抗５２．５３により分圧し
第２の誤差増幅器４８により検出される。そして、この
第２の誤差増幅器４８は抵抗５３の両端に発生する過電
流検出値の分圧電圧Ｖ”　（第３図の■参照）が第２の
基準電圧４７の値を越えると（第３図参照）制御用トラ
ンジスタ４２のベース電位をカレントトランス５６によ
る電流−電圧変換回路の負電圧側（コンデンサ６１の一
側）へ引き込むことにより制御用トランジスタ４２をオ
ンさせて可飽和リアクトル３７のリセット電流を増加さ
せ、出力電力を制限することになる。即ち、第４図に示
す磁気増幅器３５の出力特性図のように任意に設定され
た過電流点を越えて負荷側のインピーダンスが低下して
いくと、出力電圧は零レベルに低下するまで定電流裏下
する。本発明の過電流保護回路においては、磁気増幅器
３５の出力電圧が過電流制御により低下しても制御用ト
ランジスタ４２が、電流検出手段及び電流−電圧変換回
路による発生電圧により駆動されるため、磁気増幅器３
５の出力電圧が零レベルに低下するまで制御されること
になる。また本実施例回路においては電流−電圧変換回
路の正出力ライン（コンデンサ６１の＋側）を磁気増幅
器の正出力ラインへ接続したが、磁気増幅器の負出力ラ
インへ接続しても同等の作用効果を奏するものである。

本実施例によれば、磁気増幅器３５単体で過負荷時に磁
気増幅器３５の出力電流を一定電流に抑制することがで
きるため、多出力のＤＣ−ＤＣコイバータにおいて保護
協調がとり易くなる。また、さらに磁気増幅器３５の出
力電流を一定の設定電流に抑制することができるため、
磁気増幅器３５を構成する回路素子の電流定格を小さく
抑えることが可能になると共に補助電源を必要としない
ため、コスト低減を図ることが可能となる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、磁気増幅器に過電
流が流れても、磁気増幅器の電力を用いて磁気増幅器の
出力電流を一定の設定電流に抑制することができるため
、補助電源が不要となり、コスト低減に寄与することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の一実施例を示す回路図、第３図は本発
明実施例回路各部における信号波形図、 第４図は出力電流と出力電圧の関係を示す出力特性図、 第５図は従来の過電流保護回路を示す図、第６図は従来
例の出力電流と出力電圧の関係を示す出力特性図である
。 第１図及び第２図において、 ２は電流検出手段（カレントトランス５６）、４は制御
素子（制御用トランジスタ４２）、５は磁気増幅器（整
流平滑回路７、定電圧駆動制御回路９）、 ６は過電流制御回路（第２の誤差増幅器４８、抵抗５２
，５３，５７．５８，６０、ダイオード５４．５５、コ
ンデンサ５９．６１）、 ２９は直流入力電源、 ３０はスイッチングトランス、 ３１はスイッチング素子、 ３４はＰＷＭ制御回路である。 オ＼る＊ロ目糺砲りケ１）コア− １ｔＪっ１烏づｇ５辰り／田 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）磁気増幅器（５）を用いた安定化回路を有するＤ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 前記磁気増幅器（５）の出力電流を検出する電流検出手
   段（２）と、 該電流検出手段（２）による電流検出値を直流電圧値に
   変換する電流−電圧変換回路（８）と、前記磁気増幅器
   （５）の可飽和リアクトル（３７）のリセット電流を磁
   気増幅器（５）の出力レベルに応じて制御する定電圧駆
   動制御回路（９）と、 前記電流−電圧変換回路（８）の検出電圧値が基準電圧
   値を越えたときに前記定電圧駆動制御回路（９）のリセ
   ット電流制御素子（４）にバイアス電圧を印加する過電
   流制御回路（６）とを有することを特徴とするＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの過電流保護回路。