JPH02231963A - インバータの制御方法 - Google Patents
インバータの制御方法Info
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- JPH02231963A JPH02231963A JP1050769A JP5076989A JPH02231963A JP H02231963 A JPH02231963 A JP H02231963A JP 1050769 A JP1050769 A JP 1050769A JP 5076989 A JP5076989 A JP 5076989A JP H02231963 A JPH02231963 A JP H02231963A
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- saturation region
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 7
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 19
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、容量性負荷を接続しているインバータが始
動する際の突入電流を抑制するインバー夕の制御方法に
関する。
動する際の突入電流を抑制するインバー夕の制御方法に
関する。
第4図は容量性負荷を接続しているインバータの一般的
な主回路接続図である。
な主回路接続図である。
この第4図において、図示していない交流電源からの交
流電力を直流電力に変換する整流器2と、この整流器2
が出力する直流電力のリップル分を吸収・除去して平滑
な直流電力にするための平滑リアクトル3ならびに平滑
コンデンサ4とで直流電源を構成している。
流電力を直流電力に変換する整流器2と、この整流器2
が出力する直流電力のリップル分を吸収・除去して平滑
な直流電力にするための平滑リアクトル3ならびに平滑
コンデンサ4とで直流電源を構成している。
半導体スイッチ素子として、たとえば4個の金属酸化半
導体電界効果トランジスタ(以下ではMOSFETと略
記する)IIU,IIV,IIX,IIYには、それぞ
れ別個のダイオード12U, 12V, 12X,12
Yを逆並列接続している。そこでこれら4組のMOSF
ETとダイオードとの逆並列回路を単相ブリッジ接続し
、4個のMO S F ETを順次オン・オフ動作させ
ることにより、前述した直流電源からの平滑な直流電力
を、単相交流電力に変換することができる。符号13は
4個のMOSFETのゲートに、これらのMOSFET
を順次オン・オフ動作させるためのゲート信号を与える
制御回路である。よって4個のMOSFETIIU,1
1V,IIX,IIYと、4個のダイ:t− }’12
U,12V,12X,12Yならびに制御回路13とで
インバータ10を形成している。
導体電界効果トランジスタ(以下ではMOSFETと略
記する)IIU,IIV,IIX,IIYには、それぞ
れ別個のダイオード12U, 12V, 12X,12
Yを逆並列接続している。そこでこれら4組のMOSF
ETとダイオードとの逆並列回路を単相ブリッジ接続し
、4個のMO S F ETを順次オン・オフ動作させ
ることにより、前述した直流電源からの平滑な直流電力
を、単相交流電力に変換することができる。符号13は
4個のMOSFETのゲートに、これらのMOSFET
を順次オン・オフ動作させるためのゲート信号を与える
制御回路である。よって4個のMOSFETIIU,1
1V,IIX,IIYと、4個のダイ:t− }’12
U,12V,12X,12Yならびに制御回路13とで
インバータ10を形成している。
このインバータ10が出力する交流電力を4個のダイオ
ード20U,20V,20X,20Yの単相ブリッジ接
続で構成した整流器により再び直流電力に変換するので
あるが、この整流器の直流出力側には、跳ね上り電圧を
抑制するために、スナバダイオード21とスナバコンデ
ンサ22とで構成したスナバ回路、および出力直流を平
滑するための平滑リアクトル23と平滑コンデンサ24
とで構成した平滑回路を接続している。
ード20U,20V,20X,20Yの単相ブリッジ接
続で構成した整流器により再び直流電力に変換するので
あるが、この整流器の直流出力側には、跳ね上り電圧を
抑制するために、スナバダイオード21とスナバコンデ
ンサ22とで構成したスナバ回路、および出力直流を平
滑するための平滑リアクトル23と平滑コンデンサ24
とで構成した平滑回路を接続している。
〔発明が解決しようとする課題〕
ところで、第4図に示すように、インバータ10の負荷
が容量性であると、インバーク10を始動したときに、
立上りが急峻な充電電流が平滑コンデンサ24に流入す
ることになるので、インバータ10を構成しているMO
SFETの電流容量を、この充電電流に耐えることがで
きるように増大しなければならず、不経済である。
が容量性であると、インバーク10を始動したときに、
立上りが急峻な充電電流が平滑コンデンサ24に流入す
ることになるので、インバータ10を構成しているMO
SFETの電流容量を、この充電電流に耐えることがで
きるように増大しなければならず、不経済である。
そこで、インバータ10の交流出力側に電流検出器を設
けて、MOSFETの制御サイクル中に、検出電流が過
電流設定値を越えれば、MOSFETをオフにするとい
う制御サイクルを繰返すことで、充電電流の突入を抑制
することにしているが、電流検出器に備えた制御回路を
必要とする不具合を有していた。
けて、MOSFETの制御サイクル中に、検出電流が過
電流設定値を越えれば、MOSFETをオフにするとい
う制御サイクルを繰返すことで、充電電流の突入を抑制
することにしているが、電流検出器に備えた制御回路を
必要とする不具合を有していた。
そこでこの発明の目的は、容量性負荷に交流電力を供給
するインバータが始動するときに、この負荷に急峻な充
電電流が突入するのを抑制することにある。
するインバータが始動するときに、この負荷に急峻な充
電電流が突入するのを抑制することにある。
上記の目的を達成するために、この発明の制御方法は、
インバータを構成する半導体スイッチ素子に動作信号を
与えて、これらを順次オン・オフ動作させることにより
、直流電力を交流電力に変換して容量性負荷に交流電力
を供給するインバー夕の制御方法において、前記インバ
ータの始動時には、このインバータを構成する半導体ス
イッチ素子の動作点が非飽和領域にあるように、各半導
体スイッチ素子には動作信号の電圧を十分に低く、かつ
動作信号の時間幅も小さくして与え、次いでこの動作信
号電圧と動作信号の時間幅とを徐々に増大させることに
より、当該各半導体スイッチ素子が飽和領域でのスイッ
チング動作に移行するものとする。
インバータを構成する半導体スイッチ素子に動作信号を
与えて、これらを順次オン・オフ動作させることにより
、直流電力を交流電力に変換して容量性負荷に交流電力
を供給するインバー夕の制御方法において、前記インバ
ータの始動時には、このインバータを構成する半導体ス
イッチ素子の動作点が非飽和領域にあるように、各半導
体スイッチ素子には動作信号の電圧を十分に低く、かつ
動作信号の時間幅も小さくして与え、次いでこの動作信
号電圧と動作信号の時間幅とを徐々に増大させることに
より、当該各半導体スイッチ素子が飽和領域でのスイッ
チング動作に移行するものとする。
この発明は、容量性負荷を接続しているインバータを始
動する際には、このインバータを構成している半導体ス
イッチ素子を、飽和領域ではなく、非飽和領域で作動さ
せるものである。
動する際には、このインバータを構成している半導体ス
イッチ素子を、飽和領域ではなく、非飽和領域で作動さ
せるものである。
第5図はMOSFETの出力特性を示したグラフである
。この第5図にはMOSFETのゲート・ソース間電圧
をパラメータにして、ドレイン・ソース間電圧■。,と
、ドレイン電流■ゎとの関係をあらわしている。すなわ
ち、ゲート・ソース間電圧VCSの変化に対応してドレ
イン電流■。も変化するので、インバータ始動時は、こ
の特性を利用し、非飽和領域における動作によりドレイ
ン電流■,を抑制し、通常のスイッチング動作時は飽和
領域(第5図における曲線Dの左側の領域)を使用する
ことで、インバータ始動時での充電電流を抑制しようと
するものである。
。この第5図にはMOSFETのゲート・ソース間電圧
をパラメータにして、ドレイン・ソース間電圧■。,と
、ドレイン電流■ゎとの関係をあらわしている。すなわ
ち、ゲート・ソース間電圧VCSの変化に対応してドレ
イン電流■。も変化するので、インバータ始動時は、こ
の特性を利用し、非飽和領域における動作によりドレイ
ン電流■,を抑制し、通常のスイッチング動作時は飽和
領域(第5図における曲線Dの左側の領域)を使用する
ことで、インバータ始動時での充電電流を抑制しようと
するものである。
第1図は本発明の実施例をあらわした制御ブロック図で
ある。
ある。
この第1図は、第4図に示すインバータの制御回路13
の構成をあらわしたものであって、タイミング発生回路
31、積分器32と34、導通角制御回路33、可変電
圧直流電源35およびスイッチ36とで構成している。
の構成をあらわしたものであって、タイミング発生回路
31、積分器32と34、導通角制御回路33、可変電
圧直流電源35およびスイッチ36とで構成している。
インバータに運転指令が発令されると、タイミング発生
回路31から4個のM O S F E TIIU,
11V.IIX,IIYのゲートへ、それぞれ別個のゲ
ート信号を適切なタイミングで与えることにより、これ
らMOSFETを順次オン・オフする.すなわち、積分
器32からの信号により、導通角制御回路33は、スイ
ッチ36にオン・オフの指令を与えるので、このスイッ
チ36を介してMOSFETのゲートへ与えられるオン
信号のパルス幅は、当初はごく狭いものが、時間の経過
とともに徐々に拡がることになる。また、積分器34か
らの信号を受けて、可変電圧直流電源35が出力する直
流電圧も、当初は低い値のものが、時間の経過とともに
徐々にその値を増大させることになる。
回路31から4個のM O S F E TIIU,
11V.IIX,IIYのゲートへ、それぞれ別個のゲ
ート信号を適切なタイミングで与えることにより、これ
らMOSFETを順次オン・オフする.すなわち、積分
器32からの信号により、導通角制御回路33は、スイ
ッチ36にオン・オフの指令を与えるので、このスイッ
チ36を介してMOSFETのゲートへ与えられるオン
信号のパルス幅は、当初はごく狭いものが、時間の経過
とともに徐々に拡がることになる。また、積分器34か
らの信号を受けて、可変電圧直流電源35が出力する直
流電圧も、当初は低い値のものが、時間の経過とともに
徐々にその値を増大させることになる。
すなわち、スイッチ36を経てMO S F ETのゲ
ートへ入力する当該MOSFETのオン信号は短時間、
かつ低電圧であることから、第5図で既述のように、こ
のMOSFETは非飽和領域での動作となり、ドレイン
電流Iゎはゲート信号電圧の増大に対応して増加し、定
常状態では飽和領域での動作となる。
ートへ入力する当該MOSFETのオン信号は短時間、
かつ低電圧であることから、第5図で既述のように、こ
のMOSFETは非飽和領域での動作となり、ドレイン
電流Iゎはゲート信号電圧の増大に対応して増加し、定
常状態では飽和領域での動作となる。
第2図は第1図に示す実施例回路から出力するゲート信
号の変化をあらわした波形図であって、第2図(イ)は
インハータが始動開始直後、第2図(口)は容量性負荷
に充電している期間、第2図(ハ)は正常運転時、すな
わち飽和領域で動作の場合のそれぞれのゲート信号をあ
らわしている。
号の変化をあらわした波形図であって、第2図(イ)は
インハータが始動開始直後、第2図(口)は容量性負荷
に充電している期間、第2図(ハ)は正常運転時、すな
わち飽和領域で動作の場合のそれぞれのゲート信号をあ
らわしている。
第3図は第1図に示す実施例回路におけるゲート・ソー
ス間電圧と導通角の時間的変化をあらわしたグラフであ
って、第3図(イ)は運転信号、第3図(口)はゲート
・ソース間電圧VGSの変化、第3図(ハ)は導通角α
の変化を、それぞれがあらわしている。
ス間電圧と導通角の時間的変化をあらわしたグラフであ
って、第3図(イ)は運転信号、第3図(口)はゲート
・ソース間電圧VGSの変化、第3図(ハ)は導通角α
の変化を、それぞれがあらわしている。
この第3図において、T0なる時刻にインバータの運転
指令が発令されると、このT0からTまでの期間は、ゲ
ート・ソース間電圧VGSと導通角αとは最小の値を保
持し、時刻T1以降は、これらVCSとαとが別個に徐
々に大きくなり、時刻T2で正常運転となることを示し
ている。
指令が発令されると、このT0からTまでの期間は、ゲ
ート・ソース間電圧VGSと導通角αとは最小の値を保
持し、時刻T1以降は、これらVCSとαとが別個に徐
々に大きくなり、時刻T2で正常運転となることを示し
ている。
この発明によれば、インバータを構成している半導体ス
イッチ素子に与えるオン信号の電圧と導通角とを、当該
インバータ始動時には小さな値にしているので、半導体
スイッチ素子は非飽和領域での動作となるため、容量性
負荷を充電する電流が抑制されることになる。その後こ
の電圧と導通角とを徐々に増大して半導体スイッチ素子
を飽和領域での動作にすることで、正常なインバータと
して作動させる。このような制御方法の採用により、容
量性負荷に2,峻な充電電流が突入するのを回避できる
ので、インバータを構成する半導体スイッチ素子の電流
責務を増大させたり、電流検出装置を設けて過大電流通
流を阻止したりする装置を省略できるので、回路が簡単
になり、装置を小形化できる効果が得られる。
イッチ素子に与えるオン信号の電圧と導通角とを、当該
インバータ始動時には小さな値にしているので、半導体
スイッチ素子は非飽和領域での動作となるため、容量性
負荷を充電する電流が抑制されることになる。その後こ
の電圧と導通角とを徐々に増大して半導体スイッチ素子
を飽和領域での動作にすることで、正常なインバータと
して作動させる。このような制御方法の採用により、容
量性負荷に2,峻な充電電流が突入するのを回避できる
ので、インバータを構成する半導体スイッチ素子の電流
責務を増大させたり、電流検出装置を設けて過大電流通
流を阻止したりする装置を省略できるので、回路が簡単
になり、装置を小形化できる効果が得られる。
第1図は本発明の実施例をあらわした制御ブロック図、
第2図は第1図に示す実施例回路から出力するゲート信
号の変化をあらわした波形図、第3図は第1図に示す実
施例回路におけるゲート・ソース間電圧と導通角の時間
的変化をあらわしたグラフであり、第4図は容量性負荷
を接続しているインハータの一般的な主回路接続図、第
5図はMOSFETの出力特性を示したグラフである。 2・・・整流器、3.23・・・平滑リアクトル、4.
24・・・平滑コンデンサ、10・・・インハータ、I
IU, IIV11X,IIY・・・半導体スイッチ素
子としてのMOSFET,12U,12V,12X,1
2Y,20U,20V,20X 20Y・・・ダイオ
ード、13・・・制御回路、21・・・スナバダイオー
ド、22・・・スナバコンデンサ、31・・・タイミン
グ発生回路、32. 34・・・積分器、33・・・導
通角制御回路、35・・・可変電圧直流電源、36・・
・スイ・ンチ。
第2図は第1図に示す実施例回路から出力するゲート信
号の変化をあらわした波形図、第3図は第1図に示す実
施例回路におけるゲート・ソース間電圧と導通角の時間
的変化をあらわしたグラフであり、第4図は容量性負荷
を接続しているインハータの一般的な主回路接続図、第
5図はMOSFETの出力特性を示したグラフである。 2・・・整流器、3.23・・・平滑リアクトル、4.
24・・・平滑コンデンサ、10・・・インハータ、I
IU, IIV11X,IIY・・・半導体スイッチ素
子としてのMOSFET,12U,12V,12X,1
2Y,20U,20V,20X 20Y・・・ダイオ
ード、13・・・制御回路、21・・・スナバダイオー
ド、22・・・スナバコンデンサ、31・・・タイミン
グ発生回路、32. 34・・・積分器、33・・・導
通角制御回路、35・・・可変電圧直流電源、36・・
・スイ・ンチ。
Claims (1)
- 1)インバータを構成する半導体スイッチ素子に動作信
号を与えて、これらを順次オン・オフ動作させることに
より、直流電力を交流電力に変換して容量性負荷に交流
電力を供給するインバータの制御方法において、前記イ
ンバータの始動時には、このインバータを構成する半導
体スイッチ素子の動作点が非飽和領域にあるように、各
半導体スイッチ素子には動作信号の電圧を十分に低く、
かつ動作信号の時間幅も小さくして与え、次いでこの動
作信号電圧と動作信号の時間幅とを徐々に増大させるこ
とにより、当該各半導体スイッチ素子が飽和領域でのス
イッチング動作に移行することを特徴とするインバータ
の制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1050769A JPH02231963A (ja) | 1989-03-02 | 1989-03-02 | インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1050769A JPH02231963A (ja) | 1989-03-02 | 1989-03-02 | インバータの制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02231963A true JPH02231963A (ja) | 1990-09-13 |
Family
ID=12868040
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1050769A Pending JPH02231963A (ja) | 1989-03-02 | 1989-03-02 | インバータの制御方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02231963A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006271076A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Dc/dcコンバータ |
WO2012002530A1 (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-05 | シャープ株式会社 | Dc/dcコンバータ、その制御方法並びに直流給電システム |
-
1989
- 1989-03-02 JP JP1050769A patent/JPH02231963A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006271076A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Dc/dcコンバータ |
JP4701771B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2011-06-15 | 富士電機システムズ株式会社 | Dc/dcコンバータ |
WO2012002530A1 (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-05 | シャープ株式会社 | Dc/dcコンバータ、その制御方法並びに直流給電システム |
JP2012016203A (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-19 | Sharp Corp | Dc/dcコンバータ、その制御方法並びに直流給電システム |
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