JP4701771B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

この発明は、変圧器によりその入出力が絶縁されたＤＣ／ＤＣ（直流／直流）コンバータ、特に変圧器二次側の整流回路にクランプスナバを用いたＤＣ／ＤＣコンバータの起動方式に関する。

図４に、例えば特許文献１に開示されたＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す。
図４において、２はＤＣ／ＡＣコンバータ（直流／交流変換器）であり、その入力には直流電源１が、その出力には変圧器５の１次巻線６が接続される。ＤＣ／ＡＣ変換器２はＵ相レグ（アーム）３およびＶ相レグ４で構成されるインバータであり、Ｕ相レグ３は半導体スイッチ３ａ，３ｂ、また、Ｖ相レグ４は半導体スイッチ４ａ，４ｂから構成される。これらの半導体スイッチ３ａ，３ｂ，４ａ，４ｂはそれぞれ、制御装置２６から出力されるゲート信号に基きオン，オフ動作する。このスイッチング動作により、直流電力を交流電力に変換し１次巻線６に交流電圧を印加する。

変圧器５の２次巻線７，８にはそれぞれ全波整流回路１１，１２が接続され、ＤＣ／ＡＣ変換器２により変換された交流電力を、直流電力に変換する。そして、全波整流回路１１と１２の間に接続された平滑インダクタンス１３と、第１全波整流回路１１の正側と第２全波整流回路１２の負側との間に接続された平滑コンデンサ２２により、電力リプルを除去し、直流負荷２３に直流電力を供給する。また、負荷の電圧Ｖ₀を電圧検出器２４により検出し、制御装置２６内の直流電圧制御部２７は負荷の電圧Ｖ₀を規定電圧にさせるゲート信号を出力する。

１４，１８は第１スナバ回路，第２スナバ回路である。スナバ回路は全波整流回路１１，１２を構成しているダイオードの転流時に、変圧器５の漏れインダクタンス９，１０に蓄えられたエネルギーを吸収するものであり、それぞれスナバコンデンサ１５，１９、スナバ抵抗１６，２０、スナバダイオード１７，２１から構成される。

第１スナバ回路１４は、第１スナバコンデンサ１５と第１スナバダイオード１７との直列回路を第１全波整流回路１１の正極と負極間に接続し、この第１スナバコンデンサ１５と第１スナバダイオード１７との結合点と、平滑コンデンサ２２の負側とを第１スナバ抵抗１６で接続することで、第１スナバコンデンサ１５の電圧を平滑コンデンサ２２の電圧にクランプするものである。このような作用は第２スナバ回路１８についても同様で、第２スナバコンデンサ１９の電圧を平滑コンデンサ２２の電圧にクランプする。
このように、スナバコンデンサ電圧を平滑コンデンサ電圧にクランプすることで、スナバコンデンサの充放電を抑制し、スナバ回路の損失を低減している。

特開平０９−２９４３７３号公報（第３頁、図１）

ところで、上記のような従来方式においては、スナバコンデンサのクランプ電圧、すなわち平滑コンデンサ電圧Ｖｏを全波整流回路の出力電圧Ｖｓｃ１，Ｖｓｃ２よりも高くする必要がある。すなわち、起動時などで、平滑コンデンサ電圧Ｖｏが全波整流回路の出力電圧Ｖｓｃ１，Ｖｓｃ２の直流電圧よりも低い場合は、その電位差によって第１，第２スナバコンデンサおよび平滑コンデンサに過大な電流が流れるが、この突入電流は変圧器の漏れインダクタンスでは抑制できず、最悪の場合、この電流により装置が破壊するおそれがあるからである。

そこで、初期起動時における過電流の抑制方法として、ソフトスタートがある。これは、ＤＣ／ＡＣコンバータの半導体素子のオン期間を、徐々に定格まで上昇させる方法であるが、出力を上昇させる速度によっては、スナバコンデンサへの突入電流を抑制できず、装置を破壊するおそれがある。
という問題がある。
したがって、この発明の課題は、上記のような突入電流を抑制し、装置の破壊を防止することにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、初期起動時に、変圧器１次側のＤＣ／ＡＣコンバータを構成する半導体スイッチに、入力電圧Ｖｉと半導体スイッチの最大電流値Ｉｍａｘなどで決まるオン期間のゲート信号を与えることで、起動時の電流を制限することを特徴とする。
また、請求項２の発明では、初期起動時に、ＤＣ／ＡＣコンバータを構成する半導体スイッチに、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏと半導体スイッチの最大電流値Ｉｍａｘなどで決まるオン期間のゲート信号を与えることで、起動時の電流を制限する。

この発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータで変圧器２次側にクランプスナバ回路を使用した場合でも、初期起動時に、入力電圧Ｖｉと半導体スイッチの最大電流値Ｉｍａｘなどで決まるオン期間でオンさせるか、または入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏと半導体スイッチの最大電流値Ｉｍａｘなどで決まるオン期間させることで、変圧器２次側のスナバコンデンサおよび平滑コンデンサへの突入電流を抑制でき、装置を破壊させることなく起動することができ、信頼性を向上させることができる。

図１はこの発明の原理を示す回路構成図で、図４の従来例と異なるのは制御装置２６の代わりに制御装置２８を用いる点である。以下、その相違点を主として説明する。
図１では、制御装置２８は直流電圧制御部２７と切換スイッチ３０とから構成される。この切換スイッチ３０は、出力電圧検出値Ｖｏおよび基準電圧に基き、以下のように出力を決定する。

すなわち、起動時に出力電圧検出値Ｖｏと基準電圧を比較し、Ｖｏ＜基準電圧の場合には、ＤＣ／ＡＣ変換器２の半導体素子のゲート信号として、スイッチングに必要な上昇時間以下の最小パルス指令値ｔ１を選択し、変圧器２次側のスナバコンデンサおよび平滑コンデンサの初期充電を行なう。
そして、Ｖｏが基準電圧に達し起動が完了したら、直流電圧制御部２７により決定されるゲート信号を選択する。

図２はこの発明の実施の形態を示す要部回路図である。
これまでのものとの相違点は、比較器２５、直流電圧制御部２７、切換スイッチ３０および起動パルス幅演算部３２等からなる制御装置４０を用いる点にある。以下、その相違点を主として説明する。
起動時に出力電圧検出値Ｖｏと基準電圧を比較器２５で比較し、Ｖｏ＜基準電圧の場合には、ＤＣ／ＡＣ変換器２の半導体素子のゲート信号として、起動パルス幅演算部３２で決定したゲート信号ｔ２を選択する。

上記ゲート信号ｔ２は、例えば変圧器，配線のインダクタンスをＬ、半導体素子の最大電流をＩｍａｘ、入力電圧検出値をＶｉとして、次の（１）式のように決定する。
ｔ２＝Ｌ・Ｉｍａｘ／Ｖｉ…（１）
そして、起動パルス幅ｔ２のゲート信号により、変圧器２次側のスナバコンデンサおよび平滑コンデンサの初期充電を行なう。その後、Ｖｏが基準電圧に達し起動が完了したら、直流電圧制御部２７により決定されるゲート信号を選択する。

図３はこの発明の別の実施の形態を示す要部回路図である。
これまでのものとの相違点は、比較器２５、直流電圧制御部２７、切換スイッチ３０および起動パルス幅演算部３３等からなる制御装置５０を用いる点にある。以下、その相違点を主として説明する。
起動時に出力電圧検出値Ｖｏと基準電圧を比較器２５で比較し、Ｖｏ＜基準電圧の場合には、ＤＣ／ＡＣ変換器２の半導体素子のゲート信号として、起動パルス幅演算部３３で決定したゲート信号ｔ３を選択する。

上記ゲート信号ｔ３は、例えば変圧器，配線のインダクタンスをＬ、半導体素子の最大電流をＩｍａｘ、入力電圧検出値をＶｉ、ｎを変圧比（変圧器５の１次側巻数／２次側巻数）、出力電圧検出値をＶｏとして、次の（２）式のように決定する。
ｔ３＝Ｌ・Ｉｍａｘ／（Ｖｉ−ｎＶｏ）…（２）
このようにすれば、起動パルス幅ｔ３を出力電圧Ｖｏの上昇に合わせて広げることができるので、変圧器２次側のスナバコンデンサおよび平滑コンデンサの充電時間を短くすることが可能となる。その後、Ｖｏが基準電圧に達し起動が完了したら、直流電圧制御部２７により決定されるゲート信号を選択する。

この発明の原理を示す回路図 この発明の実施の形態を示す要部回路図 この発明の別の実施の形態を示す要部回路図 従来例を示す回路図

１…直流電源、２…ＤＣ／ＡＣ（直流／交流）変換器、５…変圧器、６…１次巻線、７，８…２次巻線、９，１０…漏れインダクタンス、１１，１２…全波整流回路、１３…平滑リアクトル、１４，１８…スナバ回路、２２…平滑コンデンサ、２３…直流負荷、２４…電圧検出器、２５…比較器、２７…直流電圧制御部、２８，４０，５０…制御装置、３０…切換スイッチ、３１…入力電圧検出器、３２，３３…起動パルス幅演算部。

Claims (2)

1. 主として半導体スイッチから構成され、その入力が直流電源に接続されるＤＣ／ＡＣコンバータを変圧器の１次側に接続し、この変圧器の２次側にはクランプスナバ回路を備えた整流回路を少なくとも有するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   初期起動時には、前記ＤＣ／ＡＣコンバータを構成する半導体スイッチに対し、少なくとも入力電圧と半導体スイッチの最大電流とで決まるオン期間のゲート信号を与えることにより、起動時の電流を制限することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 主として半導体スイッチから構成され、その入力が直流電源に接続されるＤＣ／ＡＣコンバータを変圧器の１次側に接続し、この変圧器の２次側にはクランプスナバ回路を備えた整流回路を少なくとも有するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   初期起動時には、前記ＤＣ／ＡＣコンバータを構成する半導体スイッチに対し、少なくとも入力電圧と出力電圧と半導体スイッチの最大電流とで決まるオン期間のゲート信号を与えることより、起動時の電流を制限することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

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