JPH02111281A

JPH02111281A - 電力変換装置の電流制御装置

Info

Publication number: JPH02111281A
Application number: JP63260614A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Kudo; 工藤　俊明
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-10-18
Filing date: 1988-10-18
Publication date: 1990-04-24

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は電圧形の３相電力変換装置の出力゛６流が電流
指令値に追従するようにフィードバック制御する電力変
換装置の電流制御装置に関する。

（従来の技術）電圧形の電力変換装置として代表的なものに正弦波サイ
クロコンバータやトランジスタあるいはゲートターンオ
フサイリスタ　（ＧＴＯ）インバー夕があげられ、負荷
として交流電動機を駆動する装置は広く知られている。

交流電動機を電圧形電力変換装置で駆動する場合に、連
応性が要求されるものでは出力電流を検出して電流のフ
ィードバック制御が行なわれる。

この電流制御は各相の電流指令値と各相の電流検出値と
の偏差を比例＋積分要素等を介して増幅し、その増幅さ
れた信号を各相の出力電圧指令値として電力変換装置を
制御することによって達成される。

このように交流の電流瞬時値を直接フィードバックする
電流制御装置は、構成は簡単であるが、交流信号を扱っ
た制御となるために、制御ループの周波数特性に応じて
高周波運転域で電流が指令値に追従しなくなる欠点があ
る。

この制御性の運転周波数による依存を無くするために近
年は、検出電流を座標変換して直流信号としてフィード
バック制御し、制御結果を再び座標変換して交流の電圧
指令値を得る制御方式が多くなっている。

この制御方式の一構成例を第３図に示す。（例えば、杉
本他ｒＡＣサーボシステム」　（昭和５８−７月）三菱
電機波相、Ｐ２３〜２６）。この例は電力変換装置とし
てＰＷＭインバータ、負荷装置として永久磁石回転子の
同期電動機を駆動する場合の構成であり、第３図におい
て１はＰＷＭインバータ、２は同期電動機、３は位置検
出器、４は２相爪弦波関数回路、５Ｕ、５Ｖは電流検出
器、６は第１の座標変換回路、７Ｄ、７Ｑは減算器、８
Ｄ。

８Ｑは増幅器、９は第２の座標変換回路である。

同期電ｆ１１機２の回転子に直結された位置検出器３は
回転子３の回転角度θを検出し、２相正弦波関数回路４
に出力する。２相正弦波関数回路４は与えられた回転角
度θの関数として座標変換に使用するための２相正弦波
信号ｃｏｓθおよびｓｉｎθを出力する。ＰＷＭインバ
ータ１から同期電動機２に供給される３相電流のうちの
Ｕ相電流＝ｕと１相電流ｉｖが電流検出器５Ｕおよび５
ｖでそれぞれ検出され、第１の座標変換回路６に与えら
れる。第１の座標変換回路６では関数回路４の出力２相
正弦波ｃｏｓθ、　　ｓｉｎθを用いて検出電流ｉ。。

１１を座標変換し、　ｄ−多軸電流ｊＬｄ＋　えＰを出
力する。この入出力関係を式で表わすと次のようになる
。

される。

回転角度θが磁極位置と等しくなるように位置検出器３
を同期電動機２に直結すれば、０式で変換されたｄｌＩ
ｉｌＩＩ電流ｊ−ｔ３はＰＷＭインバータ１から供給さ
れる電機子電流のうちの回転子磁極と同相な成分であり
、　多軸電流ｉｐは回転子磁極と直交する成分である。

このｄ多軸電流’−ｄｔＡＦの指令値Ｌｄ蚤９丈！、真
に対する偏差が減算器７Ｄおよび７Ｑでそれぞれ演算さ
れ、その偏差を増幅器８Ｄおよび８Ｑで増幅した結果と
してｄｉ軸電圧指令値ｖ　ａＸおよび７７７％が得られ
る。このｄｌ軸電圧指令値Ｖｄに、す？は第２の座標変
換回路９において■式の変換式でＵ？Ｗ相の電圧指令値
ｆ　ｌｌ’＋　Ｖ　Ｖ”ｔサ一に座標変換電圧指令値Ｖ
　ｕ’ｔ　ｕ　Ｖ’＋　ぴ−に応じてＰＷＭインバータ
１のスイッチングが制御され、指令値に追従した出力電
圧が得られる。

以」−のように第３図の構成では交流量である相電流Ｌ
ｕｒ　ｉＶを座標変換して直流量としてフィードバック
制御するので、運転周波数に依存されることのない電流
制御装置を実現することができる。

（発明が解決しようとする課題）ＰＷＭインバータに限らず電力変換装置の出力できる電
圧の大きさには限界がある。電圧の指令値を制限しなく
ても出力電圧の振幅は電力変換装置ηの出力可能電圧以
下に制限される。しかし、′重圧振幅が制限されると第
３図の構成におけるｄ多軸の制限結果が出力電圧に反映
されずに、ｄ軸と多軸とが干渉して電流制御系が不安定
になる場合がある。このことは第３図における３相の電
圧指令値１ｒｕ’＋Ｚ’Ｖに、？／−の振幅を制限して
も同じである。不安定を避けるためにはｄｔ軸の電圧指
令値？／ｄ’ｓ　Ｚ’　Ｐ’をル■限することが望まし
いが、ｙ　ｄＮとｙ　ｐＨをそれぞれ独立に制限すると
電力変換装置の出力電圧能力を低減させる結果を招く。

このことを第４図を参照しながら次に説明する。

第４図はｄｌ軸電圧指令値すｄ”＋ＶＰＨの制限値Ｖｄ
ｍおよびｖＰ、ｎとし、この制限値が出力最大電圧Ｖ、
に対して■式の関係を満足するように定めた場合の電圧
を使用できる領域を傾線で示したものである。

ｆＶ＝【百ｈン＝　Ｖｍ　　　　　−（３）　大円の半
径は出力電圧の振幅制限値ｖ１であり、　この円内が電
力変換装置の持つ電圧出力能力である。

（３）式の関係を満足するようにｄｉ軸の電圧指令値を
制限することによって、出力電圧は最大振幅以下に制限
され、かつｄ多軸の制限結果は干渉しなくなる。しかし
第４図の円内で示される電力変換装置の持つ能力のうち
の傾線部で示される領域しか使われなくなるので、電圧
容量の大きな電力変換装置が必要となって装置が高価な
ものとなる。

本発明は上述のような背景に鑑みなされたものであり、
出力電圧の振幅が電力変換装置の可能な最大出力電圧以
下になるようにｄｉ軸電圧指令値を制限し、かつ電力変
換装置の出力電圧を最大限まで使用できるようにして、
制御性に優れて安価な′准流制御装置を提供することを
目的とするものである。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）上記発明の目的を達成するために、ｄｉ軸電圧指令値Ｚ
’　ｄ’ｔ　’Ｉ　Ｐ”をそれぞれの制限値Ｖｄｍおよ
びＶＰ＋ｍ以下に制限するための制限回路１０Ｄおよび
ＬＩＤを設ける。そしてｌ軸電圧指令値ＶＰＨの制限値
ＶＰｒａをｄ軸電圧指令値？ｄ蚤と電圧振幅制限値ｖｆ
ｆｌとを用いて（イ）式で演算する制限値演算回路１１
を有するものである。

ＶＰ＋ｉ　＝　ｒ四と薯；フチ−・・・（イ）式ｄ＠電
圧指令値ｙ　ｄＸの制限値Ｖｄ、ｎは制御目的に応じて
可変であっても良いし、一定値であっても良い。

（作　用）Ｇ）式をｄｉ足するようにｌ軸電圧指令値ｖ　、’Ａが
制限されるので、３相の電圧指令値ＶＨ”ｒ　Ｖｖ”＋
Ｖ−の振幅は常にＶ□以下になり、ｃｌ軸間の制御結果
が干渉することなく安定に制御が行なわれる。また、電
力変換装置の出力電圧能力を當に最大限に利用すること
が可能となる。

（実施例）第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で、
第３図と同一符号を有するものは同一機能を有するもの
であるから説明を省略する。

第１ＩＭにお１．Ｎて、ＩＯＤ　ハｄ　ｄｉ［ＩＩｆｉ
！圧指令値ｖ　ｄ’　ヲ制限値Ｖｄｍ以下に制限するＤ
軸制限回路、ＩＯＱはｌ軸電圧指令値？／、Ｈを制限値
ｖＰ、ｎ以下にするＱ軸制限回路、１１はｄ軸電圧指令
値’ｌｒｄ員の瞬時値から（イ）式に基づいて多軸電圧
の制限値ＶＰｒａを演算する制限値演算回路である。こ
の２つの制限回路１０ＤおよびＩＯＱと制限値演算回路
１１が第３図の構成よりも多くなっただけで、他の部分
は全く第３図と同じである。

制限値演算回路１１で（へ）式に基づいて演算された多
軸電圧の制限値ｖＰｍはＱ軸制限回路１０Ｑに与えられ
、Ｑ軸制限回路１０Ｑは増幅器８Ｑの出力信号の絶対値
をその制限値ｖＰｍ以下に制限した信号としてｌ軸電圧
指令値ｙ）％を出力する。

このようにｌ軸電圧指令値ｖ　ｐＨ４はに）式を満足す
るように制限されるので、出力電圧振幅が振幅制限値Ｖ
、以下になるように制限される。　しかも、多軸電圧制
限値ＶＰｍはｄＩｌｉｌｌＩ電圧指令値ｖ　ｄＸの瞬時
値を用いて連続的に演算されるので、第４図に示した斜
線部のように電力変換装置の出力電圧能力がｆｆ１ｌ限
されることなく、円内の全領域を利用した装置が実現さ
れろ。

以りの第１図の実施例では、電力変換装置としてＰＷＭ
インバータを用いた場合の構成を示したが、サイクロコ
ンバータであっても同様に本発明は実現できる。すなわ
ち、出力電圧が電圧指令値に追従する電圧形の電力変換
装置であれば、第１図と同様の構成で本発明は実現でき
るものである。

また第１図の実施例では負荷装置として永久磁石回転子
の同期電動機２を駆動する場合の構成を示したが、本発
明は負荷装置に限定されるものではない。

第２図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図で
あり、負荷装置として誘導電動機を駆動する場合の構成
例である。いわゆる、誘導電動機のベクトル制御と呼ば
れる制御方式の電流制御部に本発明を適用したものであ
り、２０は誘導電動機、１２はｄ軸電流指令ｌｄ町こ比
例したすベリ角周波数ω♂を出力するすべり演算回路、
１３は積分回路、１４は加算器である。

すなわち、第２図の実施例では第１図の負荷装置が同期
電動機２から誘導電動機２０に代わり、すベリ演算回路
１２、積分回路１３および加算器１４が追加された以外
は第１図の構成と同じである。

すベリ演算回路１２の出力であるすべり角周波数ωｓＸ
は積分回路１３で積分されてすべの角θＳＮとなり、加
算器１４において位置検出器３で検出された誘導電動機
２０の回転位置Ｏと加算されて２相正弦波関数回路４に
与えられる。負荷装置が誘導電動機であるためすべり加
算を行なった位相角信号θ。で座標変換すること以外は
゛電流制御部の構成は第１図のものと変らない。第２図
の実施例においても第１図の実施例の場合と同じように
電力変換装置の出力電圧能力が最大限に用いられること
は明らかである。

このように負荷装置の種類や制御方式によって座標変換
信号は異なるものを用いたとしても、本発明の効果は変
ることなく適用することができろものである。

〔発明の効果〕

以ヒ説明したように本発明によれば、ｄｆ軸間での干渉
を起こすことのない安定な電流制御装置を実現すること
ができ、電力変換装置の出力能力を最大限に利用した安
価な装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図は本発明−の他の実施例の構成を示すブロック図、
第３図は従来の構成を示すブロック図、第４図は従来の
′４圧動作領域を示すベクトル図である。１・・・ＰＷＭインバータ、　　２・・・同期″ｌｉ　
！ＩＪ機、３・・・位置検出器、４・・２相正弦波関数回路、５Ｕ、５Ｖ・・・電流検出器、６・・・第１の鎖標変換回路、７Ｄ、７Ｑ・・・減算器、　　８Ｄ、８Ｑ・・・増幅器
、９・・・第２の座標変換回路、１０Ｄ、ＩＯＱ・・・制限回路、　１１・・・制限値演
算回路、１２・・・すベリ演算回路、１３・・・積分回
路、１４・・・加算器、　　　　　　２０・・・誘導電
動機。代理人　弁理士　　則　近　憲　佑同　　　　　第子丸　　　健

Claims

【特許請求の範囲】電力変換装置の３相出力電流（ｉ＿ｕ、ｉ＿ｖ、ｉ＿ｗ
）のうちの少なくとも２相の電流を検出し、その検出電
流を前記電力変換装置の運転周波数と同期して回転する
回転座標系上の直交する２軸成分（ｉ＿ｄ、ｉ＿ｇ）に
座標変換し、それぞれの電流指令値（ｉ＿ｄ＾＊、ｉ＿
ｇ＾＊）との偏差を増幅して得られる電圧指令値（υ＿
ｄ＾＊、υ＿ｇ＾＊）を、再び座標変換して３相の電圧
指令値（υ＿ｕ＾＊、υ＿ｖ＾＊、υ＿ｗ＾＊）を演算
し、その電圧指令値に前記電力変換装置の出力電圧が追
従するように制御される電力変換装置の電流制御装置に
おいて、前記ｄ軸成分の偏差増幅信号の絶対値が第１の制限値（
Ｖ＿ｄ＿ｍ）以下となるように制限する第１の制限回路
と、前記第１の制限回路の出力信号であるｄ軸成分電圧指令
値υ＿ｄ＾＊と第２の制限値Ｖ＿ｍとからｇ軸電圧制限
値Ｖ＿ｇ＿ｍをＶ＿ｇ＿ｍ＝√｛Ｖ＿ｍ＾２−（υ＿ｄ＾＊）＾２｝な
る関係で演算する制御値演算回路と、前記ｇ軸成分の偏差増幅信号の絶対値が前記制限値演算
回路で演算された制限値Ｖ＿ｇ＿ｍ以下に制限する第２
の制限値回路とを有し、前記第２の制限値回路の出力信号をｇ軸成分電圧指令値
（υ＿ｇ＾＊）とするように構成されたことを特徴とす
る電力変換装置の電流制御装置。