JP3882728B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電動機の制御装置に関し、例えば三相同期電動機におけるセンサレス制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２００１−３３９９９９号公報
【特許文献２】
特開平１０−２２９６９９号公報
同期電動機（以下、モータと記載）をインバータで駆動し、速度制御系として制御するためには、回転子の磁極位置（位相）を検出する必要がある。回転子の位置をセンサレスで検出する方法としては、上記の特許文献等にも記載のように、モータに印加する駆動電流に加えて高周波電流を重畳し、この結果として得られるインダクタンスを検出することにより、磁極位置を推定する技術が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記のごとき従来の磁極位置の検出方法において、高負荷時においては、検出されるインダクタンスが駆動電流の位相によってずれてしまう、つまり駆動電流位相角の影響を受けてしまうため、正確な磁極位置を推定することが困難になるという問題があった。
【０００４】
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、高負荷時でもセンサレス動作が可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳し、その重畳した駆動電流の値を高周波電流目標に一致させるように制御する高周波電圧指令を求め、その高周波電圧指令の空間ベクトルの角度によって磁極位置を算出する磁極位置算出手段を設け、また、高負荷時の対策としては、高周波電圧指令の空間ベクトルの長さを、トルク目標値に応じた電圧ベクトル長さの目標に一致させるように制御するための補正角を算出する手段を設け、高負荷時には、磁極位置算出手段で算出した磁極位置を前記補正角で補正した値を磁極位置とし、高負荷時以外では磁極位置算出手段で算出した値をそのまま磁極位置とするように構成している。
【０００６】
【発明の効果】
本発明においては、高負荷時以外では高周波電圧指令の空間ベクトルの角度から算出した磁極位置を用い、高負荷時には電圧ベクトル長さに応じた補正角で補正した値を磁極位置とすることにより、磁極位置センサ無し（いわゆるセンサレス制御）で、高負荷時でも低負荷時でも常に正確な磁極位置を用いてトルク制御を行うことが出来る。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
図１において、制御手段１（詳細後述）は、電流センサ４の信号を入力し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）指令６を算出してインバータ回路２へ送る。インバータ回路２は、電源部５の直流電力をＰＷＭ指令６に応じた三相電力に変換し、その電力でモータ３を駆動する。電流センサ４はインバータ回路２からモータ３へ送られる三相電力のうちの二相（例えばＵ相とＶ相）の電流を検出する。上記電流センサ４の検出値は制御手段１へ送られ、ＰＷＭ指令６の算出に用いられる。なお、三相電流は、Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝０の関係があるので、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。
【０００８】
図２は、図１の制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図である。 図２において、電流目標算出部７では、外部から与えられたトルク目標Ｔ^＊からテーブル参照により、下記（数１）式に示すように、ｄｑ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を算出する。テーブルはあらかじめ実験的に取得しておく。なお、モータ３の回転速度を入力しない理由は、停止時や低速時におけるセンサレス制御では弱め磁束制御領域に入らないので、速度によりｄｑ軸電流目標値が変らないためである。
【０００９】
【数１】

ただし、Ｔ^＊：トルク目標［Ｎ・ｍ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電流目標値［Ａ］
次に、ｄｑ軸電流制御部８は、後述するｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑをｄｑ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と一致させるように制御するためのｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊を出力する。この演算は、例えば下記（数２）式に示すようなＰＩ制御によって行う。
【００１０】
【数２】

ただし、ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電流目標値［Ａ］
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑ：ｄ軸／ｑ軸比例ゲイン
Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑ：ｄ軸／ｑ軸積分ゲイン
なお、ｄｑ軸電流制御部８の次段に、必要に応じて非干渉制御部を設けてもよい。非干渉制御の例としては、下記（数３）式に示すごとき制御を行う。
【００１１】
【数３】

ただし、ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］(非干渉制御部の出力）
ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］(ｄｑ軸電流制御部８の出力)
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Φ：誘起電圧定数［Ｗｂ］
ω：角速度（電気角）［ｒａｄ／ｓ］
次に、三相変換部９では、後述する磁極位置θ（位相）を用い、下記（数４）式に示すようにｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換する。
【００１２】
【数４】

ただし、ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］
ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊：三相電圧指令［Ｖ］
θ：磁極位置［ｒａｄ］
上記の三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は加算器１０によって後述する高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊と加算された後、ＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号に従って、パワーモジュール１１（図１のインバータ回路２に相当）で直流電圧をスイッチングすることにより、モータ３に三相交流電流を与えて駆動する。電流センサ４は上記三相の駆動電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する。ただし、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。
【００１３】
次に、ｄｑ軸変換部１２では、後述する磁極位置θを用いて、電流センサ４から得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、下記（数５）式に示すようにｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑに変換し、前記ｄｑ軸電流制御部８へ送る。
【００１４】
【数５】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
θ：磁極位置［ｒａｄ］
また、三相高周波電流抽出部１３では、ハイパスフィルタ等を用いて、下記（数６）式に示すように、電流センサ４より得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗから高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈを抽出する。
【００１５】
【数６】

ただし、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈ：三相高周波電流［Ａ］
Ｇ(ｓ)：ハイパスフィルタ
ｓ：ラプラス演算子
次に、三相高周波電流制御部１４では、三相高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈを高周波電流目標ｉ_ｈ ^＊と一致させるため、下記（数７）式に示すようなＰＩ制御等を行い、高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊を出力する。この高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊は、前記のように加算器１０によって前記三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に加算される。
【００１６】
【数７】

ただし、 ｉ_ｈ ^＊：三相高周波電流目標［Ａ］
ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈ：三相高周波電流［Ａ］
ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊：三相高周波電圧指令［Ｖ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐｈ：比例ゲイン
Ｋ_ｉｈ：積分ゲイン
なお、高周波電流目標ｉ_ｈ ^＊は三相とも同じ値である。したがって駆動電流に重畳される高周波電流は、空間電流ベクトルが０となる、三相で等しい高周波電流となる。また、この振幅は、電流センサ４およびアナログの検出電流値をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器の性能や、ノイズ等の問題があるため、ある程度の大きさを持つ必要があるが、あまり大きいと電力損失も大きくなるので、実験的に決定する必要がある。また、高周波電流の周波数は、この制御方式でのモータの最大回転数に対し、数倍程度とする。基本的には、振幅および位相は変化させない。
【００１７】
次に、αβ軸変換部１５では、下記（数８）式に示すように、三相高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊をαβ軸高周波電圧指令ｖ_αｈ、ｖ_βｈに変換する。
【００１８】
【数８】

ただし、ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊：三相高周波電圧指令［Ｖ］
ｖ_αｈ、ｖ_βｈ：α軸／β軸高周波電圧指令［Ｖ］
図３、図４は、これまで説明した制御ブロックで実現される電流波形を示す図である。図３は電流センサ４で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、三相高周波電流抽出部１３で抽出した高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈと、三相高周波電流制御部１４から出力された高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊と、を示す。また、図４は高周波電流空間ベクトルの軌跡（ａ）と、高周波電圧指令空間ベクトルの軌跡（ｂ）と、高周波電圧指令空間ベクトルの長さ（ｃ）と、を示す。
図３に示すように、高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈは三相とも等しくなり、図４（ａ）に示すようにαβ軸上（空間ベクトル上）で０となる。また、高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊は、位相は等しく、インダクタンス差により振幅の異なる波形となり、αβ軸上では、インダクタンスが小さくなる方向のベクトルとなる。
【００１９】
次に、再び図２において、磁極位置算出部１６は、αβ軸高周波電圧指令、つまり図４（ｂ）に示した高周波電圧指令空間ベクトルの角度θ’（α軸からの角度）を検出する。この角度θ’は下記（数９）式で示される。
【００２０】
【数９】

ただし、ｖ_αｈ ^＊、ｖ_βｈ ^＊：α軸／β軸高周波電圧指令［Ｖ］
θ’：±（π／２）範囲の磁極位置［ｒａｄ］
ただし、上記の角度θ’は±（π／２）［ｒａｄ］範囲でしか求まらないため、前回の演算値（磁極位置θ）との差が±（π／２）［ｒａｄ］以上の場合は、π［ｒａｄ］を加算して±π［°］範囲に拡張する。このようにして拡張した値を磁極位置θ［ｒａｄ］とする。
なお、初期値は±（π／２）［ｒａｄ］範囲とし、π［ｒａｄ］ずれているか否かを、ｄ軸強め電流（正の電流）による磁気飽和を用いたＮＳ判定（回転子の磁極ＮＳの位置判定）で確認する。このＮＳ判定は、制御開始の初期に１度だけ行う。
また、αβ軸高周波電圧指令は、周期的に０となるため、しきい値より小さい場合は、高周波電圧指令空間ベクトルの角度検出を行わず、角速度と制御周期より磁極位置を算出する。
【００２１】
これまで説明した制御ブロックによる磁極位置算出では、高負荷時には制御不能となる。この理由は、図５に示すように、高負荷時には高周波電圧指令空間ベクトルの角度が、駆動電流位相と相関を持つためである。
一方、図６に示すように、高周波電圧指令空間ベクトルの長さも、駆動電流の位相と相関を持つため、これを制御することにより、駆動電流の位相を制御できることになる。つまり、高周波電圧指令空間ベクトルの長さを制御することにより、駆動電流位相角を一定に保つことが出来る。
そのため図２の電圧ベクトル長さ検出部１７は、高周波電圧指令空間ベクトルの長さｖｈ^＊を最大値（または実効値）として求める。
そして電圧ベクトル長さ制御部１８は、トルク目標Ｔ^＊からテーブル参照によって下記（数１０）式に示すごとき電圧ベクトル長さの目標ｖｈ^＊＊を求め、その目標と電圧ベクトル長さ検出部１７で検出した電圧ベクトル長さｖｈ^＊とを一致させるため、ＰＩ制御等を行い、下記（数１１）式で示す補正角θ_ｃｒを出力する。上記のテーブルは予め実験的に取得しておく。
【００２２】
【数１０】

ただし、Ｔ^＊：トルク目標［Ｎ・ｍ］
ｖｈ^＊＊：電圧ベクトル長さの目標［Ｖ］
【００２３】
【数１１】

ただし、θ_ｃｒ：補正角［ｒａｄ］
ｖｈ^＊：電圧ベクトル長さ［Ｖ］
ｖｈ^＊＊：電圧ベクトル長さの目標［Ｖ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐθ、Ｋ_ｉθ：比例／積分ゲイン
また、図２のスイッチ部ＳＷ１は、トルクまたは電流を用いて、実験的に求めたしきい値に応じて高負荷時（電流またはトルクがしきい値より大）と低負荷時（電流またはトルクがしきい値以下：つまり高負荷時以外）を判別し、高負荷時にはＯＮ、低負荷時（高負荷時以外）にはＯＦＦになる。このスイッチ部ＳＷ１の出力と磁極位置算出部１６の出力とは加算器１９で加算される。したがって低負荷時には磁極位置算出部１６で算出した磁極位置θがそのまま出力され、高負荷時には磁極位置算出部１６で算出した値に補正角θ_ｃｒが加算された値が磁極位置θとして出力され、前記の三相変換部９やｄｑ軸変換部１２へ送られる。
上記のように、高負荷時以外では高周波電圧指令空間ベクトルの角度から算出した磁極位置θを用い、高負荷時には電圧ベクトル長さに応じた補正角θ_ｃｒで補正した値を磁極位置θとすることにより、磁極位置センサ無し（いわゆるセンサレス制御）で、高負荷時でも低負荷時でも常に正確な磁極位置を用いてトルク制御を行うことが出来る。
【００２４】
また、従来の突極形同期モータのセンサレス制御では、高周波の正弦波電圧／電流、パルス電圧等を駆動電圧（電流）に重畳し、インダクタンス差を検出して磁極位置を検出しているが、重畳電流はｄｑ軸上（空間ベクトル上）に存在するため、トルクリップルを発生させ、音や振動の原因となり、かつ、ｄｑ軸電流制御（駆動電流の制御）に影響を及ぼすこともある。しかし、本発明では、高周波電圧指令空間ベクトルの角度から算出した磁極位置θを用いているため、トルクリップルが全く発生しないので、音や振動を生じることがなく、かつ、ｄｑ軸電流制御に全く影響を与えない、という特徴がある。さらに、高負荷時には電圧ベクトル長さに応じた補正角θ_ｃｒで補正した値を磁極位置θとすることにより、高負荷時でも制御可能である。
【００２５】
以下、前記磁極位置算出部１６における磁極位置算出演算とＮＳ判定演算についてフローチャートを用いて説明する。
図７は、磁極位置算出演算の全体のフローチャートである。
図７において、まず、ステップ１では、α軸高周波電圧指令ｖ_αｈ ^＊の二乗とβ軸高周波電圧指令ｖ_βｈ ^＊の二乗との和の値が所定のしきい値より大きいか否かを判断する。ステップ１で“ＮＯ”の場合、つまりαβ軸高周波電圧指令が小さい場合には、αβ軸高周波電圧指令が周期的に０となる場合に相当するので、高周波電圧指令空間ベクトルの角度検出は行わず、ステップ４で、角速度×制御周期の値を前回のθに加算することにより、今回の磁極位置θを算出する。
【００２６】
ステップ１で“ＹＥＳ”の場合には、ステップ２で磁極位置θを検出し、ステップ３で磁極位置θを微分して角速度を算出する。
上記ステップ２における磁極位置θの検出は、前記磁極位置算出部１６で説明したように、前記（数９）式を用いて角度θ’を検出し、さらに前回の演算値（磁極位置θ）との差が±（π／２）［ｒａｄ］以上の場合は、π［ｒａｄ］を加算して±π［°］範囲に拡張する。このようにして拡張した値を磁極位置θ［ｒａｄ］とする。
【００２７】
図８は、図７のステップ２において角度θ’から磁極位置θを算出する演算のフローチャートである。
図８において、まずステップ５では、演算が初回か否かを判別し、初回の場合にはステップ８で、今回算出した角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。
ステップ５で初回でなかった場合には、ステップ６で前回の演算における磁極位置θの値と今回の演算値θ’との差が±（π／２）以上か否かを判断する。 ステップ６で“ＮＯ”の場合は、ステップ８へ行き、今回算出した角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。
ステップ６で“ＹＥＳ”の場合は、ステップ７で、今回算出した角度θ’にπを加算した値を磁極位置θとして出力する。
【００２８】
次に、図９は、ＮＳ判定演算を示すフローチャートである。このフローは、前記図７、図８のフローとは異なる制御周期で、初期値の確認のために１回のみ行なわれるフローである。
図９において、まず、ステップ１１では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊を０、ｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊を負の値とし、ステップ１２で、上記の状態におけるα軸高周波電圧指令ｖ_αｈ ^＊の二乗とβ軸高周波電圧指令ｖ_βｈ ^＊の二乗との和の最大値Ｖmax１を求める。
次に、ステップ１３では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊を０、ｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊を正の値とする。ただし、ステップ１１とステップ１３におけるｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊の値は、正負は異なっても絶対値は等しい値とし、その値は実験的に適正値を求める。
ステップ１４では、上記の状態におけるα軸高周波電圧指令ｖ_αｈ ^＊の二乗とβ軸高周波電圧指令ｖ_βｈ ^＊の二乗との和の最大値Ｖmax２を求める。このステップはｄ軸強め電流（正の電流）を与えて磁気飽和させ、検出角度がπ［ｒａｄ］だけずれているか否かを判定するために行う。
次に、ステップ１５では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊の値を共に０とする。そしてステップ１６では、Ｖmax２がＶmax１より大か否かを判断する。
ステップ１６で“ＮＯ”の場合は、検出角度がずれていなかった場合なので、検出角度θをそのまま出力する。“ＹＥＳ”の場合は、回転子のＮ極とＳ極が逆位置、つまりπだけずれている場合なので、ステップ１７で“θ＋π”を磁極位置θとして出力する。
【００２９】
次に、図１０は、図１の制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図である。
この実施例は、高負荷時に電圧ベクトル長さ制御のみで磁極位置を算出する方式である。図１０において、電圧ベクトル長さ制御部１８の出力は、補正角ではなく、磁極位置θそのものとなる。そしてスイッチ部ＳＷ２は、トルク（または電流）を用いて、実験的に求めたしきい値に応じて高負荷時（電流またはトルクがしきい値より大）と低負荷時（電流またはトルクがしきい値以下：つまり高負荷時以外）を判別し、高負荷時には電圧ベクトル長さ制御部１８側、低負荷時（高負荷時以外）には磁極位置算出部１６側に切り換わる。したがって図１０においては、低負荷時（高負荷時以外）には磁極位置算出部１６で算出した値がそのまま磁極位置θとして出力され、高負荷時には電圧ベクトル長さ制御部１８で算出した値がそのまま磁極位置θとして出力される。
【００３０】
なお、本発明は、従来の三相３線式（１相あたりのＩＧＢＴが２個）モータにも三相６線式（１相あたりのＩＧＢＴが４個）モータにも同様に適用することが出来、かつ、同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図。
【図２】図１における制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図。
【図３】図２の構成における三相電流、高周波電流および高周波電圧指令の各電流波形を示す図。
【図４】図２の構成における各ベクトルを示す図であり、（ａ）は高周波電流空間ベクトルの軌跡、（ｂ）高周波電圧指令空間ベクトルの軌跡、（ｃ）高周波電圧指令空間ベクトルの長さを示す図。
【図５】高負荷時における高周波電圧指令空間ベクトルの角度と駆動電流位相との相関を示す図。
【図６】高周波電圧指令空間ベクトルの長さと駆動電流の位相との相関を示す図。
【図７】磁極位置算出演算の全体のフローチャート。
【図８】図７のステップ２において角度θ’から磁極位置θを算出する演算のフローチャート。
【図９】ＮＳ判定演算を示すフローチャート。
【図１０】図１における制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図。
【符号の説明】
１…制御手段 ２…インバータ回路
３…モータ ４…電流センサ
５…電源部 ６…ＰＷＭ指令
７…電流目標算出部 ８…ｄｑ軸電流制御部
９…三相変換部 １０…加算器
１１…パワーモジュール １２…ｄｑ軸変換部
１３…三相高周波電流抽出部 １４…三相高周波電流制御部
１５…αβ軸変換部 １６…磁極位置算出部
１７…電圧ベクトル長さ検出部 １８…電圧ベクトル長さ制御部
１９…加算器 ＳＷ１…スイッチ部
ＳＷ２…スイッチ部

Claims (3)

1. 直流電源に接続され、前記直流電源からの電力を交流に変換して出力し、この交流電力によって電動機を駆動するインバータ回路と、該インバータ回路をトルク目標値と電動機回転子の磁極位置とに基づいて制御する制御手段と、を備え、電動機回転子の磁極位置を検出するセンサを持たないで上記の制御を行う電動機の制御装置において、
   前記電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳する手段と、
   前記重畳した駆動電流を抽出し、その値を高周波電流目標に一致させるように制御する高周波電圧指令を求め、その高周波電圧指令の空間ベクトルの角度によって磁極位置を算出する磁極位置算出手段と、
   前記高周波電圧指令の空間ベクトルの長さを、トルク目標値に応じた電圧ベクトル長さの目標に一致させるように制御するための補正角を算出する手段と、
   電動機のトルクまたは駆動電流が所定値以上の高負荷時には、前記磁極位置算出手段で算出した磁極位置を前記補正角で補正した値を磁極位置とし、前記高負荷時以外では前記磁極位置算出手段で算出した値を磁極位置とする手段と、
   を備えた電動機の制御装置。
2. 直流電源に接続され、前記直流電源からの電力を交流に変換して出力し、この交流電力によって電動機を駆動するインバータ回路と、該インバータ回路をトルク目標値と電動機回転子の磁極位置とに基づいて制御する制御手段と、を備え、電動機回転子の磁極位置を検出するセンサを持たないで上記の制御を行う電動機の制御装置において、
   前記電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳する手段と、
   前記重畳した駆動電流を抽出し、その値を高周波電流目標に一致させるように制御する高周波電圧指令を求め、その高周波電圧指令の空間ベクトルの角度によって磁極位置を算出する磁極位置算出手段と、
   前記高周波電圧指令の空間ベクトルの長さを、トルク目標値に応じた電圧ベクトル長さの目標に一致させるように制御するための角度値を算出する電圧ベクトル長さ制御手段と、
   電動機のトルクまたは駆動電流が所定値以上の高負荷時には、前記電圧ベクトル長さ制御手段で算出した角度値を磁極位置とし、前記高負荷時以外では前記磁極位置算出手段で算出した値を磁極位置とする手段と、
   を備えた電動機の制御装置。
3. 前記電動機が三相電動機の場合、前記駆動電流に重畳する高周波電流として、空間電流ベクトルが０となる等しい高周波電流を三相各相の駆動電流にそれぞれ重畳することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の制御装置。

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