JPH01206868A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置、特に変圧器の１次巻線に印加する直
流電圧をスイッチング手段により断続することにより変
圧器の２次巻線に発生する交流をフライバックモードで
整流して負荷に給電する電源装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来より、複写機、レーザビームプリンタなどの電子写
真方式の画像形成装置において、帯電器その他の負荷に
給電するための電圧共振型のスイッチングレギュレータ
が第９図のように構成されている。図において符号Ｔ２
はスイッチングトランスで、スイッチングトランスＴ２
の一次巻線には低圧の電Ｓ電圧Ｖｃｃが供給される。こ
の−次側の電圧供給は巻線の一端および接地電位間に保
護用のダイオード１０５、共振用のコンデンサ１０６と
ともに接続されたスイッチングトランジスタ１０４によ
って制御される。スイッチングトランスＴ２の二次側の
出力は整流用のダイオード１０８を介して、あるいはそ
のまま負荷に供給される。

負荷電流は二次回路および接地間に接続された抵抗１０
７の端子電圧として検出され、スイッチングトランジス
タ１０４の駆動用Ｉ　ＣＱ２にフィードバックされる。

制御爪Ｉ　ＣＱ２は誤差増幅器１０３、発振器１０２お
よびＰＷＭ（パルス幅変調回路）１０１を有しており、
この制御用Ｉ　ＣＱ２によってスイッチングトランジス
タ１０４の駆動パルス幅を制御することによって負荷電
流が一定に制御される。

［発明が解決門泰とする課題］ ところが、上記の従来構造では、トランスのバラツキに
起因する共振周波数の変化により一次側の遮断時間が決
定されてしまうため、全ての製品でスイッチングロスが
ない最適な制御を行なうことができないという問題があ
る。

また、スイッチング電源では負荷電流、負荷電圧を検出
し、これらを所望の値に変化させる、あるいは一定の値
に制御する駆動方式が用いられるが、このような制御の
際にもトランスの共振周波数の変化が生じるため、全て
の作動条件においてスイッチングロスを小さくすること
は困難である。

本発明の課題は以上の問題を解決することである。

［課題を解決するための手段］ 以上の課題を解決するために、本発明においては、変圧
器の１次巻線に印加する直流電圧をスイッチング手段に
より断続することにより変圧器の２次巻線に発生する交
流をフライバックモードで整流して負荷に給電する電源
装置において、前記変圧器に発生するフライバック電圧
のゼロクロスタイミングを検出する手段と、この検出手
段によりフライバック電圧のゼロクロスタイミングが検
出された際前記スイッチング手段の駆動パルスのエツジ
を強制的に早めるパルス制御手段を設けた構成を採用し
た。

［作　用］ 以上の構成によれば、フライバック電圧のゼロクロス点
のタイミングに同期して１次巻線を駆動するスイッチン
グ手段のオン／オフタイミングをトランスの共振特性に
適合させることができるので、部品のバラツキ、給電条
件の変化などがあっても常に小さなスイッチングロスに
より給電を行なうことができる。

［実施例］ 以下、図面に示す実施例に基づき１本発明の詳細な説明
する。

第１図は本発明を採用した電子写真方式の画像形成装置
の電源系の回路図である０図において符号ＣＰで示され
るものは商用電源で、商用電源ＣＰの出力はブリッジダ
イオードなどで構成されるダイオードＤ４によって直接
整流され、コンデンサＣ３に入力される。コンデンサＣ
３の両端の電圧はスイッチングトランスＴの一次巻線Ｔ
ｌに供給される。

この電源供給は前述の従来例と同様にＭＯＳＦＥＴなど
から構成されたスイッチングトランジスタＱ１によって
制御される。スイッチングトランジスタＱ１のソース・
ドレイン間には保護用のダイオードＤ１と共振用のコン
デンサＣ１が接続されている。スイッチングトランジス
タＱｌのスイッチング制御は、婁婁考制御用ＩＣＱ２に
よって制御される。−次側の制御回路については後に詳
述する。

スイッチングトランスＴには二次巻線Ｔ３〜Ｔ７が設け
られており、それぞれ所定の負荷に給電を行なう。二次
巻線Ｔ３は原稿照明用のランプ７（蛍光灯）に給電する
もので、二次＠線Ｔ３の出力交流は安定器Ｌ１を介して
ランプ７に供給される。ランプ７の光量制御は公知の点
灯制御部５によって制御される。二次巻線Ｔ３〜Ｔ７の
一端は共通に接地されている。

二次・巻線Ｔ４〜Ｔ６にはそれぞれダイオードＤ５〜Ｄ
８、コンデンサ０４〜Ｃ７による整流・平滑回路が接続
され、それぞれ所定の極性を持つ高圧を帯電器、現像器
などに供給する。

また、二次巻線Ｔ７にはダイオードＤ８、コンデンサＣ
７から成る整流・平滑回路が接続され、この出力は２４
Ｖのモータその他の低圧負荷に供給される。二次巻線Ｔ
７は中点が接地されており、反対側のフォワード巻線部
分にはダイオードＤＩＯ，コンデンサＣ８から成る整流
Φ平滑回路が接続され、これによって形成された５ｖの
出力はマイクロプロセッサなどの制御系に供給される、
この５ｖの出力のみフォワードモードの駆動で、他の巻
線は全てフライバックモードで駆動される。

巻線Ｔ７の出力電圧は電圧検出回路６によって検出され
、この電圧に応じた光量でフォトカプラＱ５のＬＥＤが
点灯される。このＬＥＤの電圧は５ｖ出力から供給され
る。フォトカプラＱ５の出力は制御用Ｉ　ＣＱ２のオペ
アンプから成る誤差増幅器３に入力される。この誤差増
幅器には所定の負荷電圧に相当するしきい値電圧が供給
され、その誤差出力は発振器２の出力とともにオペアン
プを構成するオペアンプ１に入力される。

制御用ＩＣＱ２は電源部Ｐを内蔵しており、起動時には
抵抗Ｒ９を介してダイオードＤ４から給電を受ける。ス
イッチングトランスＴの動作が安定すると、電源部Ｐに
は２次巻線Ｔ２から給電が行なわれる。２次巻線Ｔ２の
出力はダイオードＤ３、コンデンサＣ９によって整流会
平滑され、電源部Ｐに供給される。この際、この電源電
圧はツェナーダイオード１１によって安定化される。

先のフォトカプラＱ５のフォトトランジスタはこの電源
部Ｐから給電される。

発振器２の発振周波数はＩＣに外付けされた抵抗Ｒ１、
Ｒ２およびコンデンサＣ２によって制御される。発振器
２の右下方に示した回路は時定数の制御によって発振周
波数を変化させる回路である。先の２次巻線Ｔ２の出力
はダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ３
のエミッタに入力される。このトランジスタＱ３のベー
スはトランジスタＱ４によって制御される。

すなわち、トランジスタＱ３のエミッタとベースはバイ
アス用の抵抗Ｒ７によって結合され、トランジスタＱ３
のベースはトランジスタＱ４のコレクタに接続される。

トランジスタＱ３のコレクタおよびトランジスタＱ４の
ベースは抵抗Ｒ８を介して一次側の共通電位に接続され
る。トランジスタＱ４のエミッタはこの共通電位に接地
され、トランジスタＱ４のベースは抵抗Ｒ４を介して制
御用Ｉ　ＣＱ２のオペアンプ１の出力と接続される。

トランジスタＱ３のエミッタは抵抗Ｒ５を介してトラン
ジスタＱ６のベースと接続されている。

トランジスタＱ６のエミッタは一次側の共通電位に接続
される。トランジスタＱ６はその導通度の変化によって
発振器２の発振周波数を決定する抵抗Ｒ１，Ｒ２の合成
抵抗を変化させるように働く　。

次に、以上の構成における動作について説明する。

第１図の回路に商用交流電源ＣＰから電源を供給すると
、抵抗Ｒ９を介して制御用ＩＣＱ２に電源が供給され、
スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングが開始さ
れ：各二次巻線に巻線比に応じて変圧された出力が得ら
れる０発振が安定すると制御用Ｉ　ＣＱ２は２次巻！ｉ
Ｔ２から給電を受ける。二次巻線の構成は先に示したよ
うに、高圧出力のための２次巻線Ｔ３〜Ｔ６および２４
Ｖ系の２次巻線Ｔ７はフライバックモードで制御される
。また、シーケンス制御のための２次巻線Ｔ７の５Ｖ側
はフォワードモードで制御される。このような構成によ
れば、スイッチングトランジスタＱ１の発振デユーティ
比を制御することによって、各フライバック出力の電圧
を所望に制御することができるとともに、フォワードモ
ードの５ｖ出力はこのＰＷＭ制御の影響を受けない。こ
れにより、例えば待機状態においては、シーケンス制御
系に影響を与えずに帯電器への高圧出力および抵抗７に
よる露光電圧を下げることが可能となる。

以上のように、フライバック出力を制御するとスイッチ
ングトランスＴの共振周波数が変化するため、これを最
適制御しなければならない、第２図はこの動作を説明す
るもので、第１図の接続点ａ−ｅの電圧波形を示してい
る。すなわち、第２図は上段からそれぞれ発振器２の発
振波形、オペアンプ１の出力波形、トランスＴのフライ
バック電圧波形、および制御用ＩＣＱ２内部で用いられ
るフライバック電圧のゼロクロス検出信号と発振器２の
発振周波数を切り換えるための制御信号を示している。

接続点すの波形によってスイッチングトランジスタＱｌ
が駆動されるが、スイッチングトランジスタＱ１がオフ
となるとスイッチングトランスＴの１次巻線ＴＩとコン
デンサＣ１の共振によって接続点Ｃに第２図の３段目の
ようなフライバック電圧が発生する。また、ダイオード
Ｄ２の出力点ｄにはダイオードの極性および２次巻線Ｔ
２の極性かられかるようにフォワード電圧が発生するた
め、図示のような電圧波形が発生する。この波形はフラ
イバック電圧のゼロクロス点の検出信号として用いるこ
とができる。

トランジスタＱ３．Ｑ４は接続点す、ｄの信号によって
サイリスタ動作を行なうので、接続点ｅ、すなわちトラ
ンジスタＱ６のベースの波形は第２図最下段のように変
化する。トランジスタＱ６は接続点ｅの信号が高レベル
となった際に導通し、同信号が低レベルでは遮断される
。これにより、発振器２の発振時定数が変化する０発信
機の周波数は抵抗Ｒ１，Ｒ２の合成抵抗に逆比例する場
合には、トランジスタＱ６が導通すると発振周波数が低
くなり、遮断されると周波数は高くなる。このため、発
振器２の出力波形は第２図最上段のように変化する。

以上のようにして、フライバック電圧がｏＶとなると発
振器２の発振周波数が高く制御され、従って発振器２の
出力がオペアンプｌのしきい値を通過するタイミングが
早くなる、すなわちスイッチングトランジスタＱｌのオ
ンタイミングを早めることができ、スイッチングトラン
ジスタＱｌのオフ期間をトランスの共振波形に近づける
ことができるため、スイッチングロスがない最適な制御
を行なうことが可能となる。従って、各負荷に効率のよ
い給電が行なえ、従来と同程度の電源容量を達成する場
合にはトランスを小型軽量化できる。

以上の構成における制御用ＩＣＱ２の発振器２の発振周
波数を制御するために、第３図に示すような構成を用い
ることもできる。第３図は第１図の一部のみを示してお
り、第１図と異なっている点はトランジスタＱ６のコレ
クタが直列接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続さ
れている点でＱ６のコレクタ容量の影響を小さくするこ
とができ、発振器２の発振周波数を急速に変化させるこ
とができるため、より理想的な発振制御が可能となる。

第４図〜第６図は論理回路を用いて第１図の発振器を構
成する場合に実施できる発振周波数制御のための構成を
示している。

第４図において符号５０２，５０３はコンパレータで、
それぞれの−および子端子は電源電圧Ｖｃｃおよび接地
電位間に直列接続された抵抗Ｒ５１−Ｒ５３の接続点と
接続されている。コンパレータ５０２の出力はフリップ
フロップ５０１のリセット端子に、コンパレータ５０３
の出力はＯＲゲート５０４に入力され、ＯＲゲート５０
４の出力はフリップフロップ５０１のセット端子に入力
されている。ＯＲゲート５０４の一方の入力端子には第
１図の接続点ｅに得られる発振周波数切換信号が入力さ
れる。

フリップフロップ５０１の出力はトランジスタ５１のベ
ースに接続されている。トランジスタ５１および５２は
直列に電源電圧Ｖｃｃ＊接地電位間に接続され、トラン
ジスタ５２のベースはベースとコレクタを接続されたト
ランジスタ５３に接続されている。トランジスタ５３の
エミッタは接地され、そのコレクタには抵抗Ｒ５４を介
して電源電圧Ｖｃｃが入力される。トランジスタ５１．
５２のエミッタ・コレクタ接続点は一端を接地されたコ
ンデンサＣ５１の他端に接続されている。

コンデンサＣ５１のトランジスタとの接続点はコンパレ
ータ５０２．５０３の＋および一入力端子に接続されて
いる。このような構成においては、フリップフロップ５
０１のセット争リセットによってトランジスタ５１．５
２を介してコンデンサＣ５１の充放電が制御され、発振
動作が行なわれる。コンデンサＣ５１の端子電圧が抵抗
Ｒ５２の端子電圧よりも上昇するとフリップフロップが
リセットされ、コンデンサＣ５１の放電が開始される。

コンデンサＣ５１の電位が抵抗Ｒ５３で決定される電圧
よりも低下するとコンパレータ５０３によってフリップ
フロップ５０１がセットされてコンデンサＣ５１の充電
が開始される０以上の繰り返しによって発振が行なわれ
る０発振周波数は抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３およびコンデンサ
Ｃ５１によって決定される。

また、ＯＲゲート５０４に発振周波数切換信号ｅを入力
することによって、フリップフロップ５０１によって決
定される発振波形の立上りを早めることができる０本実
施例によれば、発振器の出力波形の立上りは時定数の変
化ではなく強制的に波形の立上りタイミングを早めるこ
とによって行なわれるため、第５図に示すように発振波
形を急激に立ち上げ、ＰＷＭ出力波形の立上りタイミン
グをフライバック電圧のゼロクロス点により近づけるこ
とができる。これによって、先の実施例よりもスイッチ
ングトランジスタのオフ期間をトランスの共振波形によ
り近づけることができ、より理想的なスイッチングｉｔ
ｊ制御が可能となる。

第４図の回路ではＯＲゲート５０４を用いて発振周波数
の切換信号を入力しているが、第６図に示すようにトラ
ンジスタ６４を介して入力してもよい、トランジスタ６
４のエミッタはコンデンサＣ５１の出力点と接続され、
コレクタが電！ＩＸ電圧Ｖｃｃに接続される０周波数切
換信号はトランジスタ゛６４のベースに入力される。こ
のような構成によっても、第４図の場合と同等の動作が
可能である。

また、第７図に示すようにトランジスタ５１とフリップ
フロップ５０１の間にＯＲゲー）７０４を設け、このＯ
Ｒゲート７０４を介して周波数切換信号を入力しても上
記と同様の効果を得られる。

第１図では２次巻線Ｔ２の整流出力からフライバック電
圧のゼロクロス点を検出しているが、この部分の構成を
第８図に示すように変更することもできる。第８図では
２次巻線Ｔ２の一端は一次側の共通電位に接続され、他
端はコンデンサＣ９２と接続されている。コンデンサＣ
９２の出力側および共通電位間にはカソードを向い合わ
せに＠統したダイオードＤ９２とツェナーダイオードＺ
Ｄ９１が接続されている。このような構成によれば、コ
ンデンサＣ９２とダイオードＤ９２の接続点からスイッ
チングトランジスタＱｌのソースまたはドレインのドレ
イン電圧のゼロクロス点を検出することができ、この信
号を用いて上記と同様に周波数の切換制御を行なうこと
ができる。

以上の構成は画像形成装置以外の電子機器の電源部に適
用することができる。

［発明の効果］ 以上から明らかなように１本発明によれば、変圧器の１
次巻線に印加する直流電圧をスイッチング手段により断
続することにより変圧器の２次巻線に発生する交流をフ
ライバックモードで整流して負荷に給電する電源装置に
おいて、前記変圧器に発生するフライバック電圧のゼロ
クロスタイミングを検出する手段と、この検出手段によ
りフライバック電圧のゼロクロスタイミングが検出され
た際前記スイッチング手段の駆動パルスのエツジを強制
的に早めるパルス制御手段を設けた構成を採用している
ので、フライバック電圧のゼロクロス点のタイミングに
同期して１次巻線を駆動するスイッチング手段のオン／
オフタイミングをトランスの共振特性に適合させること
ができるので、部品のバラツキ、給電条件の変化などが
あっても常に小゛さなスイッチングロスにより給電を行
なうことができ、電源の高効率化、あるいは電源部、従
ってそれが採用される装置の小型軽量化が可能になるな
どの優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を採用した電源装置の回路図、第２図は
第１図の回路の動作を示した波形図、第３図は第１図の
周波数制御回路の変形例を示した回路図、第４図は第１
図の周波数切換回路および発振器の変形例を示した回路
図、第５図は第４図の回路の動作を示した波形図、第６
図および第７図はそれぞれ第４図の構成の異なる変形例
を示した回路図、第８図はフライバック電圧の検出のた
めの異なる構成を示した回路図、第９図は従来のスイッ
チングレギュレータの構成を示した回路図である。 ｌ・・・オペアンプ　　　２・・・発振器３・・・誤差
増幅器　　　７・・・ランプＬ１・・・安定器 Ｑｌ・・・スイッチングトランジスタ Ｑ２・・・制御用ＩＣ 第３図 第４図 １／４４旧ａ日渚ｒＪ’＞卸イＹ綺妃慶部躬第５図 第６図 第７凹

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）変圧器の１次巻線に印加する直流電圧をスイッチン
   グ手段により断続することにより変圧器の２次巻線に発
   生する交流をフライバックモードで整流して負荷に給電
   する電源装置において、前記変圧器に発生するフライバ
   ック電圧のゼロクロスタイミングを検出する手段と、こ
   の検出手段によりフライバック電圧のゼロクロスタイミ
   ングが検出された際前記スイッチング手段の駆動パルス
   のエッジを強制的に早めるパルス制御手段を設けたこと
   を特徴とする電源装置。